CN104699153B - 低压差线性稳压器 - Google Patents
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Abstract
一种低压差线性稳压器，包括：NMOS调整管，配置为适于调整所述低压差线性稳压器的输出电压；控制电路，与所述NMOS调整管的栅极耦接，配置为适于控制所述NMOS调整管的导通；升压电路，配置为适于向所述控制电路输出供电电压；钳位电路，与所述升压电路耦接，配置为适于向升压电路输入钳位电压。所述方案通过对升压电路的输入端和输出端进行钳位控制，可以使控制电路使用低压器件实现，从而降低了器件成本。
Description
技术领域
本发明属于电子电路技术领域，尤其涉及一种低压差线性稳压器。
背景技术
低压差线性稳压器（Low Drop-Out，LDO）具有广泛的应用。相较于采用PMOS管作为调整管的低压差线性稳压器，采用NMOS管作为调整管的低压差线性稳压器由于其输出端是低阻抗节点，所以输出阻抗比较小且受负载波动影响小，因此稳定性好。同时，如果将PMOS管作为调整管，用来实现低压差线性稳压器的大电流输出，那么调整管所占用的面积会较大，而影响到整个低压差线性稳压器芯片的布设。
为了使NMOS管导通，NMOS管的栅极端的电位至少要比源极端的电位高一个开启电压阈值。如果要求的负载电流较大，压降幅度较小，那么就必须另外增加升压电路，以提高NMOS的栅极电位。但是现有的低压差线性稳压器中所增加的升压电路难以以较低的成本保证耐压可靠性。
发明内容
本发明实施例解决的问题是如何兼顾低压差线性稳压器的耐压可靠性与成本。
为解决上述问题，本发明实施例提供一种低压差线性稳压器，其中，包括：NMOS调整管，配置为适于调整所述低压差线性稳压器的输出电压；控制电路，与所述NMOS调整管的栅极耦接，配置为适于控制所述NMOS调整管的导通；升压电路，配置为适于向所述控制电路输出供电电压；钳位电路，与所述升压电路耦接，配置为适于向升压电路输入钳位电压。
可选的，所述钳位电路包括第一放大单元、第一反馈单元和控制单元；其中，所述第一放大单元的第一输入端耦接第一参考电压源，第二输入端耦接所述第一反馈单元的第一输出端，输出端耦接所述控制单元的控制端；所述控制单元耦接于供电电源以及所述升压电路之间；所述第一反馈单元的输入端耦接所述控制单元的输出端，第二输出端接地。
可选的，所述第一放大单元为误差放大器。
可选的，所述第一反馈单元包括第一采样电阻和第二采样电阻；其中，所述第一采样电阻的第一端形成所述第一反馈单元的输入端；所述第一采样电阻的第二端形成所述第一反馈单元的第一输出端，并耦接所述第二采样电阻的第一端；所述第二采样电阻的第二端形成所述第一反馈单元的第二输出端。
可选的，所述控制单元为PMOS管或NMOS管。
可选的，所述控制电路包括第二放大单元和第二反馈单元；其中，所述第二放大单元的第一输入端耦接第二参考电压源，第二输入端耦接所述第二反馈单元的第一输出端，输出端耦接所述NMOS调整管的栅极；所述第二反馈单元的输入端耦接所述NMOS调整管的源级，第二输出端接地。
可选的，所述第二放大单元为误差放大器。
可选的，所述第二反馈单元包括第三采样电阻和第四采样电阻；其中，所述第三采样电阻的第一端形成所述第二反馈单元的输入端；所述第三采样电阻的第二端形成所述第二反馈单元的第一输出端，并耦接所述第四采样电阻的第一端；所述第四采样电阻的第二端形成所述第二反馈单元的第二输出端。
可选的，所述升压电路为电荷泵。
可选的，还包括滤波电容；所述滤波电容的第一端耦接所述NMOS调整管的源级，第二端接地。
可选的，所述钳位电压大于等于3V，且小于等于3.2V。
与现有技术相比，本发明实施例的技术方案具有以下优点：
通过对升压电路的输入端和输出端进行钳位控制，可以使控制电路使用低压器件实现，从而降低了器件成本。
附图说明
图1是本发明实施例中一种低压差线性稳压器的结构示意图；
图2是本发明实施例中一种低压差线性稳压器的结构示意图；
图3是本发明实施例低压差线性稳压器中供电电路的结构示意图。
具体实施方式
低压差线性稳压器中，控制电路中放大单元的输入端分别耦接参考电压源以及反馈单元。放大单元通常可以选用误差放大器。误差放大器通过比较参考电压和从反馈单元得到的采样电压，控制所连接的调整管的压降，以使输出电压稳定。
经研究发现，如果低压差线性稳压器的负载电流较大，即流经调整管的输出电流较大时，调整管的栅极电压会被相应抬高，为此需要在输入供电电源和误差放大器之间增加升压电路，例如，可以采用电荷泵为误差放大器提供经升压的电压作为供电电压。电荷泵一般有1倍升压、1.5倍升压和2倍升压的输出方式。其中，用1倍升压并不能达到提高误差放大器输出电压，以调整管栅极电压的效果。由于低压差线性稳压器的输入电源电压一般在2.7V到5.5V之间，因此用1.5倍升压和2倍升压得到的最高电压会分别达到8.25V和11V。在这两种情况下，由于电荷泵的输出电压较大，如果误差放大器中使用低压器件，那么误差放大器由于耐压问题会影响其可靠性；而如果在误差放大器中使用高压器件，又会直接增加芯片成本。
本发明实施例通过对升压电路的输出端进行钳位控制，从而可以使控制电路通过低压器件实现，从而降低了低压差线性稳压器的成本，同时也能达到对调整管相同的驱动效果，从而实现低压差线性稳压器的大电流输出。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。
如图1所示，本发明实施例中的一种低压差线性稳压器包括如下部分：
NMOS调整管1，配置为适于调整所述低压差线性稳压器的输出电压；
控制电路2，与所述NMOS调整管1的栅极耦接，配置为适于控制所述NMOS调整管1的导通；
升压电路3，配置为适于向所述控制电路2输出供电电压；
钳位电路4，与所述升压电路3耦接，配置为适于向升压电路3输入钳位电压
在具体实施中，可以采用多种方式实现上述的钳位电路4。例如，参考图1和图2，所述钳位电路4可以包括第一放大单元41、第一反馈单元43和控制单元42；其中，所述第一放大单元41的第一输入端耦接第一参考电压源Vref1，第二输入端耦接所述第一反馈单元43的第一输出端，输出端耦接所述控制单元42的控制端；所述控制单元42耦接于供电电源Vdd以及所述升压电路3之间；所述第一反馈单元43的输入端耦接所述控制单元42的输出端A，第二输出端接地。
在具体实施中，可以采用多种方式实现上述的第一比较放大单元311，例如：如图2所示，可以采用误差放大器作为所述第一放大单元41。
在本发明实施例中，作为第一放大单元41的误差放大器的反相输入端耦接第一参考电压源Vref1，同相输入端耦接第一反馈单元43的第一输出端，获取反馈电压，并由输入供电电源Vdd供电，对第一参考电压源Vref1和反馈电压的误差进行信号放大。误差放大器的输出端耦接于控制单元42的控制端，通过输出经过调整的误差放大信号调整控制单元42，进而将控制单元42的输出稳定于预定范围。
在具体实例中，可以采用多种方式实现上述的控制单元42，例如，如图2所示，上述的控制单元42可以是PMOS管。
在本发明实施例中，如图2所示，作为控制单元42的PMOS管的栅极耦接第一放大单元41的输出端，源级连接至电源电压，漏极形成钳位单元的输出端。PMOS管由栅极接收第一放大单元41的输出信号VPG，并相应调整漏极端，即A点的输出电压VA。
在具体实例中，上述的控制单元42还可以是NMOS管。此时，作为控制单元42的NMOS管的源级形成钳位电路的输出端A，漏极连接供电电源Vdd，栅极连接第一放大单元41的输出端。
可以理解的是，上述的第一放大单元41以及控制单元42组成器件的类型仅仅只是一种示例性说明，并非是对本发明的限制。任何其他能够实现电压比较和控制的电路或器件，均属于本发明的保护范围之内。
在具体实例中，如图2所示，上述的第一反馈单元43可以包括第一采样电阻431和第二采样电阻432；其中，所述第一采样电阻431的第一端形成所述第一反馈单元43的输入端；所述第一采样电阻431的第二端形成所述第一反馈单元43的第一输出端，并耦接所述第二采样电阻432的第一端；所述第二采样电阻432的第二端形成所述第一反馈单元43的第二输出端。
在本发明实施例中，上述的第一反馈单元43通过两个采样电阻对控制单元42的输出电压进行分压，并将通过第一采样电阻431分压后的电压作为反馈电压返回第一放大单元41，形成到第一放大单元41的反馈。
以下以选用PMOS管作为控制单元42为例，对钳位电路4的实现原理做简要分析。如图2所示，首先，A点的输出电压VA随着输入不断上升。当PMOS管于A点的输出电压增大超过预定值时，第一参考电压源Vref1与经过第一反馈单元43得到的取样电压的差值增大，因此第一放大单元41输出的驱动电压VPG增大，使控制单元42的PMOS管的Vgs增大，从而使A点的输出电压VA降低，使之被钳位在预定的电压范围之内。钳位电路4对A点的输出电压VA不断进行电压校正，使VA始终小于预定值，实现电压钳位的作用。
在具体实例中，钳位单元输出的钳位电压可以大于等于3V，且小于等于3.5V。
在具体实例中，参照图1和图3，可以采用电荷泵作为上述的升压电路3。
在本发明实施例中，作为升压模块3的电荷泵可以以一定的频率进行开关对外部充电电容进行充电，从而实现对输入电压的电压转换。由于本发明实施例中电荷泵的输入电压被钳位于预定范围，因此电荷泵的输出电压也相应地被限定于预定的范围之内。在一种可选的实施方式中，电荷泵的输入电压被钳位为3V至3.2V，因此当电荷泵选用2倍升压的输出模式时，电荷泵从B点输出到控制电路2的供电电压不会超过6.4V。这样一方面可以达到与传统的对控制单元42采用高压供电时同样的驱动效果，实现高电压输出，另一方面不会使控制单元42由于耐压性问题影响其输出稳定性，因此不需要在控制单元42中采用高电压器件，从而降低了低压差线性稳压器的器件成本。
在具体实例中，如图3所示，所述控制电路2可以包括第二放大单元21和第二反馈单元22；所述第二放大单元21的第一输入端耦接参考电压输入，第二输入端耦接所述第二反馈单元22的第一输出端，所述第二放大单元21的输出端耦接所述NMOS调整管1的栅极；所述第二反馈单元22的输入端耦接所述NMOS调整管1的源级，第二输出端接地。
在具体实施中，可以采用多种方式实现上述的第二放大单元21，例如：如图3所示，可以选用误差放大器作为第二放大单元21。
在本发明实施例中，第二放大单元21的同相输入端耦接第二参考电压源Vref2，反相输入端耦接第二反馈单元22的输出端。第二放大单元21通过将第二参考电压源Vref2和第二反馈单元22的反馈电压相比较，并将两者的差值放大，控制串联的NMOS调整管1的压降，从而稳定输出电压Vout。
在具体实施中，可以采用多种方式实现上述的第二反馈单元22。例如：如图3所示，所述第二反馈单元22包括第三采样电阻221和第四采样电阻222；所述第三采样电阻221的第一端形成所述第二反馈单元22的输入端；所述第三采样电阻221的第二端形成所述第二反馈单元22的第一输出端，并耦接所述第四采样电阻222的第一端；所述第四采样电阻222的第二端形成所述第二反馈单元22的第二输出端。
在本发明实施例中，如图3所示，低压差线性稳压器还可以包括滤波电容5；所述滤波电容5的一端耦接所述NMOS调整管1的源级，另一端接地，以对滤除低压差线性稳压器输出电压Vout的波纹，使输出信号Vout高效平滑。
虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。
Claims (10)
1.一种低压差线性稳压器，其特征在于，包括：
NMOS调整管，配置为适于调整所述低压差线性稳压器的输出电压；
控制电路，与所述NMOS调整管的栅极耦接，配置为适于控制所述NMOS调整管的导通；
升压电路，配置为适于向所述控制电路输出供电电压；
钳位电路，与所述升压电路耦接，配置为适于向升压电路输入钳位电压，
使得所述钳位电压小于预设值；所述钳位电路包括第一放大单元、第一反馈单元和控制单元，其中：
所述第一放大单元的第一输入端耦接第一参考电压源，第二输入端耦接所述第一反馈单元的第一输出端，所述第一放大单元的输出端耦接所述控制单元的控制端；
所述控制单元耦接于供电电源以及所述升压电路之间；
所述第一反馈单元的输入端耦接所述控制单元的输出端，所述第一反馈单元的第二输出端接地。
2.如权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述第一放大单元为误差放大器。
3.如权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述第一反馈单元包括第一采样电阻和第二采样电阻；其中，
所述第一采样电阻的第一端形成所述第一反馈单元的输入端；所述第一采样电阻的第二端形成所述第一反馈单元的第一输出端，并耦接所述第二采样电阻的第一端；
所述第二采样电阻的第二端形成所述第一反馈单元的第二输出端。
4.如权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述控制单元为PMOS管或NMOS管。
5.如权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述控制电路包括第二放大单元和第二反馈单元；其中，
所述第二放大单元的第一输入端耦接第二参考电压源，第二输入端耦接所述第二反馈单元的第一输出端，输出端耦接所述NMOS调整管的栅极；
所述第二反馈单元的输入端耦接所述NMOS调整管的源级，第二输出端接地。
6.如权利要求5所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述第二放大单元为误差放大器。
7.如权利要求5所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述第二反馈单元包括第三采样电阻和第四采样电阻；其中，
所述第三采样电阻的第一端形成所述第二反馈单元的输入端；所述第三采样电阻的第二端形成所述第二反馈单元的第一输出端，并耦接所述第四采样电阻的第一端；
所述第四采样电阻的第二端形成所述第二反馈单元的第二输出端。
8.如权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述升压电路为电荷泵。
9.如权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，还包括滤波电容；
所述滤波电容的第一端耦接所述NMOS调整管的源级，第二端接地。
10.如权利要求1-9任一项所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述钳位电压大于等于3V，且小于等于3.2V。
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