JP6608866B2

JP6608866B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP6608866B2
Application number: JP2017055127A
Authority: JP
Inventors: 亮谷藤
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Electronic Devices and Storage Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba Electronic Devices and Storage Corp
Priority date: 2017-03-21
Filing date: 2017-03-21
Publication date: 2019-11-20
Anticipated expiration: 2037-03-21
Also published as: JP2018157739A; US20180278156A1; US10135332B2

Description

本発明の実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

電源系統や電源回路を切り替えて共通の出力電圧を供給する用途がある。

特開２０１４−１２８０３８号公報

実施形態は、他の電源系統や電源回路から出力を切り替えた場合であっても、安定した出力電圧を負荷に供給することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。

実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、任意の振幅を有し、入力電圧および出力電圧にもとづいてデューティ比が設定された第１ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号生成部と、前記第１ＰＷＭ信号にもとづいて、前記第１ＰＷＭ信号と同位相および前記入力電圧の振幅を有する第２ＰＷＭ信号を出力する駆動部と、前記第２ＰＷＭ信号を入力し、高調波成分を除去して直流成分を抽出するフィルタと、供給される第１制御信号に応じて前記フィルタの出力を前記ＰＷＭ信号生成部に供給するスイッチと、を備える。

実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを例示するブロック図である。ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形の例である。図３（ａ）は、比較例のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。図３（ｂ）は、比較例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形である。図４（ａ）および図４（ｂ）は、変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一部を例示するブロック図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には、同一の符号を付して詳細な説明を適宜省略する。

図１は、実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを例示するブロック図である。
図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、入力端子１１ａ，１１ｂと、出力端子１１ｃ，１１ｄと、を含む。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、入力端子１１ａ，１１ｂを介して、入力電源（図示せず）に接続される。入力電源は、直流電源である。入力電源は、交流電圧を整流平滑した脈流や電池の端子電圧等、安定化されていない直流電源であってもよいし、安定化された直流電源であってもよい。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、出力端子１１ｃ，１１ｄを介して負荷（図示せず）に接続される。負荷は、たとえば、抵抗性負荷等である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、スイッチング式の電源回路であり、入力端子１１ａ，１１ｂに供給される入力電圧Ｖｉｎを出力端子１１ｃ，１１ｄを介して、負荷に供給する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力端子１１ｃ，１１ｄは、他の電源回路の出力と接続されている。この例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０には、シリーズレギュレータ５０の出力が接続されている。シリーズレギュレータ５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に並列に接続されている。つまり、シリーズレギュレータ５０の入力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の入力端子１１ａに接続され、シリーズレギュレータ５０の出力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力端子１１ｃに接続されている。シリーズレギュレータ５０の接地は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の入力端子１１ｂおよび出力端子１１ｄと接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０およびシリーズレギュレータ５０は、同一の出力電圧を出力できるように設定されている。

後に詳述するように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、シリーズレギュレータ５０と排他的に動作する。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が負荷に出力電圧を供給する場合には、シリーズレギュレータ５０は出力を停止している。シリーズレギュレータ５０が負荷に出力電圧を供給する場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は出力を停止している。

たとえば、負荷が低ノイズの電圧を要求する場合には、シリーズレギュレータ５０が選択される。たとえば、入力電圧が高い場合や、負荷が要求する電力が大きい場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が選択される。これらの選択は、このような場合に限らず、負荷やシステムの要求等に応じて、任意に設定される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、２つの制御端子１１ｅ，１１ｆを含む。一方の制御端子１１ｅには、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作可能状態および停止状態を選択する制御信号ＥＮ＿ＣＮＴが入力される。たとえば、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴがＨレベルの場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、動作可能状態となる。動作可能状態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、発振動作を行いつつ出力電圧を負荷に供給しない。より具体的には、ＰＷＭ信号生成部２１には、電力が供給され動作するが、駆動部２２は駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２を出力せず、スイッチング素子３１，３２はオフ状態を維持する。

制御信号ＥＮ＿ＣＮＴがＬレベルの場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、停止状態となる。停止状態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、ＰＷＭ信号生成部２１を含む制御部１２のすべての回路への電力供給を遮断し、もっとも低消費電力の状態となる。

以下では、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作可能状態とすることを制御信号ＥＮ＿ＣＮＴをアクティブにするということがある。制御信号ＥＮ＿ＣＮＴによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を停止状態とすることを制御信号ＥＮ＿ＣＮＴを非アクティブにするということがある。

制御端子１１ｆには、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作状態および動作可能状態を選択する制御信号ＥＮ＿ＤＲＶが入力される。制御信号ＥＮ＿ＤＲＶは、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴがアクティブになった後に入力される。たとえば、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴがＨレベルとなった後に制御信号ＥＮ＿ＤＲＶがＨレベルとなった場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は動作状態となる。動作状態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、ＰＷＭ信号生成部２１の動作を維持し、駆動部２２は、駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２をスイッチング素子３１，３２にそれぞれ供給する。スイッチング素子３１，３２が動作することによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、設定された出力電圧を負荷に供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、接続されている負荷に応じた出力電流を負荷に供給する。制御信号ＥＮ＿ＤＲＶがＬレベルの場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、動作可能状態が維持される。

以下では、制御信号ＥＮ＿ＤＲＶによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作状態とすることを、制御信号ＥＮ＿ＤＲＶをアクティブにするということがある。制御信号ＥＮ＿ＤＲＶによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が動作可能状態とすることを制御信号ＥＮ＿ＤＲＶを非アクティブにするということがある。この例では、後に詳述するように、制御信号ＥＮ＿ＤＲＶは、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴがアクティブになった後に、アクティブになることができる。

したがって、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴが非アクティブの場合には、制御信号ＥＮ＿ＤＲＶは非アクティブであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、停止状態である。制御信号ＥＮ＿ＣＮＴがアクティブとなり、制御信号ＥＮ＿ＤＲＶが非アクティブの場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、動作可能状態である。制御信号ＥＮ＿ＣＮＴ，ＥＮ＿ＤＲＶの両方がアクティブの場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、動作状態である。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、動作可能状態の場合に、ＰＷＭ信号生成部２１が入力電圧および出力電圧に応じて設定されるデューティ比で動作する。動作可能状態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、負荷に電力を供給するスイッチング素子３１，３２は動作しない。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、負荷に電力を供給しない。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、動作状態（ＥＮ＿ＣＮＴ，ＥＮ＿ＤＲＶの両方がアクティブ）になった場合に、スイッチング素子３１，３２がイネーブルされ、負荷に電力を供給する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の構成についてより詳細に説明する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、制御部１２と、電力変換部１４と、を備える。電力変換部１４は、スイッチング素子３１，３２と、コイル３３と、出力コンデンサ３４と、を含む。

この例では、スイッチング素子３１，３２は、入力端子１１ａ，１１ｂの間で直列に接続されている。スイッチング素子３１，３２の接続ノードＮと出力端子１１ｃとの間には、コイル３３が接続されている。出力端子１１ｃ，１１ｄ間には、出力コンデンサが接続されている。電力変換部１４は、入力電圧Ｖｉｎを、入力電圧Ｖｉｎよりも低い電圧の出力電圧Ｖｏｕｔに変換することができる。

制御部１２は、電力変換部１４に接続されている。制御部１２は、駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２を出力する。駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２は、スイッチング素子３１，３２を駆動する信号である。駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２は、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔに応じたデューティ比を有する。駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２は、相補的な信号であり、スイッチング素子３１，３２は、交互にオンオフすることができる。

制御部１２は、ＰＷＭ信号生成部２１と、駆動部２２と、フィルタ２３と、スイッチ２４と、を含む。

ＰＷＭ信号生成部２１は、ヒステリシスコンパレータ２１１と、基準電圧源２１２と、を含む。ヒステリシスコンパレータ２１１の一方の入力に、基準電圧源２１２が接続されている。ヒステリシスコンパレータ２１１の他方の入力には、出力電圧検出器２５の出力が接続されている。ヒステリシスコンパレータ２１１は、他方に入力される電圧が基準電圧源２１２が出力する基準電圧Ｖｒｅｆに達したときに、出力を反転させる。出力電圧検出器２５から供給される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆからヒステリシス電圧だけ低い電圧に低下したときに、出力を反転させる。

駆動部２２は、ＰＷＭ信号生成部２１の出力とスイッチング素子３１，３２との間に接続されている。駆動部２２は、たとえば論理回路２２１とレベルシフト部２２２とを含む。レベルシフト部２２２は、入力端子１１ａに接続されており、入力電圧Ｖｉｎによって動作する。一方論理回路２２１は、入力電圧Ｖｉｎよりも低い電圧で動作する。たとえば、論理回路２２１は、制御部１２の内部で生成された一定の電圧ＶＬを出力する内部電源（図示せず）によって動作する。

論理回路２２１は、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴ，ＥＮ＿ＤＲＶに応じて、駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２をイネーブルし、あるいはディスエーブルすることができる。駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２は、スイッチング素子３１，３２を駆動する電圧レベルを有する信号である。論理回路２２１は、その一部あるいは全部がレベルシフト部２２２に含まれていてもよい。

論理回路２２１では、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴに応じて、制御部１２へ電力供給し、あるいは電力供給を遮断する論理が生成される。たとえば、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴがＬレベル（非アクティブ）の場合には、ＰＷＭ信号生成部２１への電力供給が遮断される。制御信号ＥＮ＿ＣＮＴがＨレベル（アクティブ）の場合には、ＰＷＭ信号生成部２１への電力が供給される。制御部１２では、ＰＷＭ信号生成部２１が電力供給を受けることによって動作可能状態となることができる。制御信号ＥＮ＿ＣＮＴをＬレベルにすることによって、ＰＷＭ信号生成部２１等の制御部１２の主要な部分への電力供給を遮断することができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の消費電力を低減させることができる。

駆動部２２は、ＰＷＭ信号生成部２１から出力されるＰＷＭ信号に応じて、駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２を生成する。レベルシフト部２２２は、スイッチング素子３１，３２を駆動することができる電圧レベルに変換して駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２を出力する。スイッチング素子３１，３２は、レベル変換された駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２によって駆動される。

駆動部２２は、入力電圧Ｖｉｎにほぼ等しい振幅を有し、ＰＷＭ信号と同一位相のスタンバイ時ＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成して出力する。スタンバイ時ＰＷＭ信号ＳＰＷＭは、レベルシフト部２２２によって生成される。なお、ここで、「スタンバイ」とは、動作可能状態（“ＥＮ＿ＣＮＴ＝Ｈ”かつ“ＥＮ＿ＤＲＶ＝Ｌ”）であることを意味する。つまり、スタンバイ時ＰＷＭ信号ＳＰＷＭは、動作可能状態において生成される信号である。

フィルタ２３は、駆動部２２の出力とＰＷＭ信号生成部２１の入力との間に接続されている。フィルタ２３の出力とＰＷＭ信号生成部の入力との間には、さらにスイッチ２４が設けられている。

フィルタ２３は、たとえばローパスフィルタである。駆動部２２から出力されるスタンバイ時ＰＷＭ信号ＳＰＷＭは、デューティ比Ｄ（≒Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）を有する方形波であり、フィルタ２３を通過することによって、高調波成分が除去され直流成分が抽出される。スタンバイ時ＰＷＭ信号ＳＰＷＭは、入力電圧Ｖｉｎの振幅およびデューティ比Ｄを有しているので、その直流成分は、出力電圧Ｖｏｕｔにほぼ等しい。

スイッチ２４の一方の入力には、フィルタ２３の出力が接続されている。スイッチ２４の他方の入力には、出力端子１１ｃが接続されている。スイッチ２４は、制御信号ＥＮ＿ＤＲＶによって、フィルタ２３から出力されるスタンバイ時ＰＷＭ信号ＳＰＷＭまたは出力電圧Ｖｏｕｔのうちの一方をＰＷＭ信号生成部２１に供給する。

スイッチ２４の出力は、出力電圧検出器２５の入力に接続されている。

この例では、制御信号ＥＮ＿ＤＲＶが非アクティブ（たとえばＬレベル）の場合には、スイッチ２４は、フィルタ２３の出力を出力電圧検出器２５に供給する。制御信号ＥＮ＿ＤＲＶがアクティブ（たとえばＨレベル）の場合には、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧検出器２５に供給する。

出力電圧検出器２５は、出力端子１１ｃ，１１ｄ間の電圧またはフィルタ２３の出力を検出して、これらの電圧に比例する帰還電圧Ｖｆｂを出力する。つまり、帰還電圧Ｖｆｂは、ヒステリシスコンパレータ２１１の他方の入力に供給される。

ＰＷＭ信号生成部２１は、帰還電圧Ｖｆｂに応じて、ＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号生成部２１は、たとえば内部電源から供給される電圧ＶＬによって動作する。そのため、ＰＷＭ信号生成部２１が出力するＰＷＭ信号の振幅は、内部電源の出力電圧の大きさにほぼ等しい。内部電源が出力する電圧ＶＬが５Ｖの場合には、ＰＷＭ信号の振幅は、約５Ｖである。

ＰＷＭ信号生成部２１が出力するＰＷＭ信号は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔの比によって決定されるデューティ比Ｄを有する。デューティ比Ｄは、Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎにほぼ等しい。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、制御信号ＥＮ＿ＤＲＶによって、シリーズレギュレータ５０の出力から、電力変換部１４の出力に切り替わる前に、ＰＷＭ信号生成部２１は、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴによって、入出力電圧で決定されるデューティ比Ｄで動作している。そのため、シリーズレギュレータ５０の出力から、電力変換部１４の出力に切り替わったときに、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制することができる。

実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作について説明する。
図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作波形の例である。
図２の最上段の図は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔの時間変化を示している。
図２の２段目の図は、駆動部２２が出力する入力電圧Ｖｉｎの振幅を有するスタンバイ時ＰＷＭ信号ＳＰＷＭの時間変化を示している。
図２の３段目の図は、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴの時間変化を示している。
図２の最下段の図は、制御信号ＥＮ＿ＤＲＶの時間変化を示している。

図２に示すように、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴ，ＥＮ＿ＤＲＶは、順次アクティブとされる。時刻ｔ１よりも前の制御信号ＥＮ＿ＣＮＴがＬレベルの場合には、制御部１２を構成する主要な各部に供給される電力が遮断されている。そのため、制御部１２は遮断状態にあり、かつ、電力変換部１４も遮断状態のため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０はもっとも低い消費電力である。

時刻ｔ１において、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴがＬレベルからＨレベルに遷移され、アクティブとされる。制御部１２に電力が供給されて、ＰＷＭ信号生成部２１が動作を開始する。制御信号ＥＮ＿ＤＲＶがＬレベルのために、スイッチ２４は、フィルタ２３の出力を出力電圧検出器２５の入力に供給する。

時刻ｔ１以降では、ＰＷＭ信号生成部２１は、Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎにほぼ等しいデューティ比ＤのＰＷＭ信号を出力する。

駆動部２２は、このＰＷＭ信号の振幅をＶｉｎに変換してフィルタ２３に供給する。

フィルタ２３は、振幅Ｖｉｎでデューティ比Ｄ（≒Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）の方形波から高調波成分を除去して直流成分を抽出する。このときの直流成分は、出力電圧Ｖｏｕｔにほぼ等しくなる。

時刻ｔ２において、制御信号ＥＮ＿ＤＲＶがＬレベルからＨレベルに遷移され、アクティブとされる。スイッチ２４は、出力端子１１ｃ，１１ｄ間の電圧を出力電圧検出器２５の入力に供給する。そのため、ＰＷＭ信号生成部２１は、出力端子１１ｃ，１１ｄ間に現れた出力電圧Ｖｏｕｔおよび入力電圧Ｖｉｎに応じて、デューティ比Ｄを設定する。

シリーズレギュレータ５０は、時刻ｔ２までは、出力電圧Ｖｏｕｔを出力し、時刻ｔ２において、制御信号ＥＮ＿ＤＲＶがアクティブになったことによって遮断される。

このように動作することによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制しながら、負荷に出力電圧を供給することができる。つまり、負荷には他の電源系統（電源回路）からＤＣ−ＤＣコンバータ１０に切り替えられた出力電圧が供給される。

実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の効果について、比較例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作と比較しつつ、説明する。
図３（ａ）は、比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１１０のブロック図である。図３（ｂ）は、比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の動作波形である。

図３（ａ）に示すように、比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１１０は、制御部１１２と、電力変換部１４と、を有する。実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０とは、制御部１１２の構成が相違する。制御部１１２は、ＰＷＭ信号生成部１２１と、駆動部１２２と、を含んでおり、フィルタやスイッチを含まない点で実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の場合と相違する。

比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１１０では、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴ，ＥＮ＿ＤＲＶに応じて、制御部１１２を動作させ、あるいは停止させ、電力変換部１４を動作させ、あるいは停止させる。

比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の場合には、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴがアクティブとされ、制御部１１２が動作を開始するときに、実施形態の場合と異なる動作をする。比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ１１０では、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴがアクティブ（制御信号ＥＮ＿ＤＲＶは非アクティブ）の状態では、出力電圧Ｖｏｕｔおよび基準電圧Ｖｒｅｆにもとづいて設定された電圧検出器１２５から出力されるデューティ比ＤｆｉｘでＰＷＭ信号生成部１２１は、動作する。

より具体的には、図３（ｂ）に示すように、時刻ｔ１において、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴによって制御部１１２は、固定のデューティ比Ｄｆｉｘで動作する。デューティ比Ｄｆｉｘは、任意に設定されることができ、たとえば５０％である。なお、図３（ｂ）では、図２のスタンバイ時ＰＷＭ信号ＳＰＷＭに代えて、ＰＷＭ信号生成部１２１が出力するＰＷＭ信号を示している（図３（ｂ）の２段目の図）。

時刻ｔ２において、制御信号ＥＮ＿ＤＲＶがアクティブとされる。そのため、電力変換部１４が動作を開始する。電力変換部１４が動作する実際のデューティ比Ｄは、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔの比によって決定され、あらかじめ設定されたデューティ比Ｄｆｉｘとは無関係である。制御信号ＥＮ＿ＤＲＶをアクティブにする前に、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴによって、ＰＷＭ信号生成部１２１を固定のデューティ比Ｄｆｉｘで動作させているので、０％のデューティから電力変換部１４を起動するよりも、早く目標のデューティ比に近づけることができる。しかし、固定のデューティ比Ｄｆｉｘと実際のデューティ比Ｄの相違によって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０の出力電圧は、変動する。

この例のように、入力電圧が４Ｖで出力電圧が３Ｖの場合には、実際のデューティ比は、３Ｖ／４Ｖ＝７５％である。動作可能状態において、５０％のデューティ比に設定された後、７５％のデューティ比に達するまでに、出力電圧は低下する。実際のデューティ比と、固定のデューティ比との相違によって、動作可能状態から動作状態になった後、出力電圧は、変動し、出力電圧は、高くなったり、低くなったりする期間が生じる。

これに対して、実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴをアクティブとする場合に、入力電圧の振幅を有するスタンバイ時ＰＷＭ信号ＳＰＷＭをフィルタ２３で直流成分を抽出して、基準電圧Ｖｒｅｆと比較することによって、実際の動作時にほぼ等しいデューティ比ＤでＰＷＭ信号生成部２１を動作させることができる。その後、制御信号ＥＮ＿ＤＲＶをアクティブにするので、電力変換部１４は、ＥＮ＿ＣＮＴがアクティブ時とほとんど同じ出力電圧を出力することができる。

実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧の変動ΔＶｏｕｔ（図２）は、比較例の場合の変動ΔＶｏｕｔ’の１／１００以下に抑制することができている。

このように、シリーズレギュレータ５０からＤＣ−ＤＣコンバータ１０に、負荷への出力電圧の供給を切り替える場合に、動作可能状態を設け、動作可能状態において、ＰＷＭ信号生成部２１が出力することができるＰＷＭ信号のデューティ比を実際のデューティ比と近づけることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧の変動を抑制することができる。

上述では、ＰＷＭ信号生成部２１が入力電圧Ｖｉｎよりも低い電圧ＶＬを有する内部電源で動作し、スイッチング素子を駆動するために駆動部２２がレベルシフト部２２２を含む場合について説明をした。入力電圧Ｖｉｎが低い場合等には、これに限らず、ＰＷＭ信号生成部２１を含む制御部１２は、単一の入力電圧Ｖｉｎで動作することがある。このような場合には、駆動部２２は、レベルシフト部を含まなくてもよい。駆動部２２は、レベルシフト部を介さずフィルタ２３にスタンバイ時ＰＷＭ信号ＳＰＷＭを供給することによって、動作可能状態とすることができる。

（変形例）
図４（ａ）および図４（ｂ）は、変形例のＤＣ−ＤＣコンバータの一部を例示するブロック図である。
上述では、ＰＷＭ信号生成部がヒステリシスコンパレータ２１１と基準電圧源２１２とを含むリップル制御方式を採用したＤＣ−ＤＣコンバータの例を説明したが、上述に限らず、リップル制御方式の変形にも適用することができる。また、リップル制御方式以外のＰＷＭ制御方式にも適用することができる。

図４（ａ）に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方式は、電圧モード制御とすることができる。この制御方式では、ＰＷＭ信号生成部２１ａは、誤差増幅器２１１ａと、基準電圧源２１２ａと、ＰＷＭコンパレータ２１３ａと、発振器２１４ａと、を含む。誤差増幅器２１１ａの一方の入力には、出力電圧検出器２５の出力が接続されている。誤差増幅器２１１ａの他方の入力には、基準電圧源２１２ａが接続されている。誤差増幅器２１１ａの出力は、ＰＷＭコンパレータ２１３ａの一方の入力に接続されている。ＰＷＭコンパレータ２１３ａの他方の入力は、発振器２１４ａに接続されている。発振器２１４ａは、たとえば三角波を生成して出力する。ＰＷＭコンパレータ２１３ａは、発振器２１４ａの三角波と、誤差増幅器２１１ａの出力を比較して、ＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号は、駆動部２２に供給される。

電圧制御方式においても、上述した実施形態の場合と同様に、制御信号ＥＮ＿ＣＮＴ，ＥＮ＿ＤＲＶに応じて、スイッチ２４を切り替えるが、切り替えの前後で、ＰＷＭ信号生成部２１ａは、ほぼ等しいデューティ比のＰＷＭ信号を出力するので、電源系統の切替においても出力電圧の変動をほとんど生じないようにすることができる。

図４（ｂ）に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方式は、電流モード制御としてもよい。電流モード制御のＰＷＭ信号生成部２１ｂは、誤差増幅器２１１ｂと、基準電圧源２１２ｂと、ＰＷＭコンパレータ２１３ｂと、を含む。誤差増幅器２１１ｂおよび基準電圧源２１２ｂは、電圧モード制御の場合と同様に接続される。誤差増幅器２１１ｂの出力は、ＰＷＭコンパレータ２１３ｂの一方に入力される。ＰＷＭコンパレータ２１３ｂの他方の入力には、電力変換部１４の出力電流に関連する信号が入力される。電力変換部１４の出力電流は、この場合には、コイルに流れる電流に比例する電圧に変換されて入力される。

このように、制御方式は、電圧モード制御であるか電流モード制御であるかにかかわらず、適用することが可能である。

上述では、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの場合について説明したが、駆動部において、入力電圧の電圧値を振幅に有する方形波信号をフィルタに入力し、基準電源と比較することができれば、他の回路方式であっても適用することができる。降圧型に限らず、昇圧型や昇降圧型、反転型にも適用することができる。

排他的に出力電圧を供給する電源系統は、シリーズレギュレータに限らず、スイッチングレギュレータであってもよい。また、相補的に出力電圧を供給する電源系統の入力電圧は、必ずしも共通である必要はなく、異なる入力電圧源から共通の出力電圧を排他的に、供給するようにしてもかまわない。

以上説明した実施形態によれば、他の電源回路から出力を切り替えた場合であっても、安定した出力電圧を負荷に供給することができるＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他のさまざまな形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明およびその等価物の範囲に含まれる。また、前述の各実施形態は、相互に組み合わせて実施することができる。

１０ＤＣ−ＤＣコンバータ、１２制御部、１４電力変換部、２１ＰＷＭ信号生成部、２２駆動部、２３フィルタ、２４スイッチ、２５出力電圧検出器、３１，３２スイッチング素子、３３コイル、３４出力コンデンサ、２１１ヒステリシスコンパレータ、２１２基準電圧源、２２１論理回路、２２２レベルシフト部

Claims

任意の振幅を有し、入力電圧および出力電圧にもとづいてデューティ比が設定された第１ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号生成部と、
前記第１ＰＷＭ信号にもとづいて、前記第１ＰＷＭ信号と同位相および前記入力電圧の振幅を有する第２ＰＷＭ信号を出力する駆動部と、
前記第２ＰＷＭ信号を入力し、高調波成分を除去して直流成分を抽出するフィルタと、
供給される第１制御信号に応じて前記フィルタの出力を前記ＰＷＭ信号生成部に供給するスイッチと、
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第２ＰＷＭ信号のデューティ比は、前記出力電圧と前記入力電圧との比に応じて決定される請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記出力電圧に応じた帰還信号を出力する出力電圧検出部をさらに備え、
前記第１制御信号が非アクティブな場合に、前記スイッチは、前記フィルタの出力と前記ＰＷＭ信号生成部の入力とを接続し、
前記第１制御信号よりも前にアクティブになった第２制御信号によって、前記ＰＷＭ信号生成部および前記駆動部が起動し、前記第１制御信号がアクティブになることによって、前記フィルタの出力と前記ＰＷＭ部の入力との接続を切断し、前記出力電圧検出部の出力と前記ＰＷＭ部の入力とを接続する請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
入力と出力との間に接続されたスイッチング素子をさらに備え、
前記駆動部は、前記第１制御信号がアクティブになることによって、前記スイッチング素子をイネーブルする請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
出力を接続されたシリーズレギュレータをさらに備え、
前記シリーズレギュレータは、前記アクティブになった前記第１制御信号にもとづいてターンオフする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。