TWI766061B - 開關調節器 - Google Patents

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Abstract

一種開關調節器，其藉由連接於電源端子與電感器的其中一端之間的開關元件來生成規定的輸出電壓，並且包括：誤差放大電路，對基於輸出電壓的電壓與第1參考電壓之差進行放大，並輸出誤差電壓；PFM比較電路，對誤差電壓與第2參考電壓進行比較，輸出第1位準或第2位準的比較結果信號；振盪電路，於比較結果信號為第1位準時輸出規定頻率的時脈信號，於比較結果信號為第2位準時停止時脈信號的輸出；以及PWM轉換電路，基於誤差電壓及振盪電路的輸出而以期望的脈寬導通開關元件，所述開關調節器響應於比較結果信號自第2位準切換成了第1位準而對PFM比較電路的輸入設置規定期間的偏移。

Description

開關調節器
本發明是有關於一種開關調節器（switching regulator）。
圖5表示習知的開關調節器500的電路圖。
習知的開關調節器500包括：電源端子501、接地端子502、參考電壓源510、誤差放大電路511、參考電壓源512、脈頻調變（Pulse Frequency Modulation，PFM）比較電路513、振盪電路514、P型通道金屬氧化物半導體（P-channel Metal Oxide Semiconductor，PMOS）電晶體530、N型通道金屬氧化物半導體（N-channel Metal Oxide Semiconductor，NMOS）電晶體531、電感器540、電容541、電阻543及電阻544、輸出端子542、以及包括電流電壓轉換電路520、斜坡電壓（slope voltage）生成電路521、脈寬調變（Pulse Width Modulation，PWM）比較電路522、控制電路523及逆流檢測電路524的PWM轉換電路550，藉由該些如圖示般連接而構成。
誤差放大電路511對利用電阻543及電阻544對輸出端子542的輸出電壓VOUT進行分壓而得的電壓VFB與參考電壓源510的參考電壓VREF1進行比較，而輸出誤差電壓VERR。
電流電壓轉換電路520將PMOS電晶體530的源極電流轉換為電壓，並輸出至斜坡電壓生成電路521。斜坡電壓生成電路521對電流電壓轉換電路520的輸出加上鋸齒波（sawtooth wave），並輸出電壓VCS。PWM比較電路522對誤差電壓VERR與電壓VCS進行比較，將比較結果信號CMPW輸出至控制電路523。
PFM比較電路513對參考電壓源512的參考電壓VREF2與誤差電壓VERR進行比較，將比較結果信號CMPF輸出至振盪電路514。振盪電路514於比較結果信號CMPF為低位準（low level）時，以規定的頻率進行振盪（被致能），並輸出時脈（clock）信號作為輸出信號CLK。而且，振盪電路514於比較結果信號CMPF為高位準（high level）時，停止振盪（被禁能），並將輸出信號CLK固定為低位準。
逆流檢測電路524對NMOS電晶體531的汲極電壓與源極電壓進行比較，若汲極電壓高於源極電壓，則將逆電流檢測信號輸出至控制電路523。
控制電路523依據輸入的各信號對PMOS電晶體530及NMOS電晶體531的導通‧斷開進行控制。
電感器540與電容541使自PMOS電晶體530的汲極輸出的電壓VSW平滑化。
藉由此種構成，負反饋回路（negative feedback loop）發揮功能，開關調節器500以使電壓VFB變為與參考電壓VREF1相等的方式進行動作，對輸出端子542生成輸出電壓VOUT。
於所述開關調節器500中，根據連接於輸出端子542的負載中流動的電流（負載電流）的大小而如下般切換PWM（Pulse Width Modulation）動作與PFM（Pulse Frequency Modulation）動作。
於負載電流大的情況下，誤差電壓VERR以彌補輸出電壓VOUT的下降的方式上升。因此，誤差電壓VERR較參考電壓VREF2穩定地變大，振盪電路514持續輸出規定頻率的時脈信號作為輸出信號CLK。與所述時脈信號的上升同步地，PWM轉換電路550使PMOS電晶體530導通，並使NMOS電晶體531斷開。此時，控制PMOS電晶體530的導通時間的信號的脈寬藉由PWM轉換電路550決定。如此，於負載電流大的情況下，開關調節器500成為PWM動作。
之後，於負載電流自所述狀態變小的情況下，於負載電流剛剛變小的時間點，仍持續著誤差電壓VERR穩定地大於參考電壓VREF2的狀態。但是，因負載電流已變小，所以因負載電流導致的輸出電壓VOUT的下降少，所以因使PMOS電晶體530導通而導致的輸出電壓VOUT的上升變大。因此，誤差電壓VERR以彌補所述輸出電壓VOUT的上升的方式下降，成為低於參考電壓VREF2的電壓值。由此，PMOS電晶體530變為斷開，輸出電壓VOUT逐漸下降。
並且，當誤差電壓VERR逐漸上升並變得大於參考電壓VREF2時，振盪電路514輸出時脈信號作為輸出信號CLK。與所述時脈信號的上升同步地，PWM轉換電路550使PMOS電晶體530導通，並使NMOS電晶體531斷開。此時，因負載電流小，所以因PMOS電晶體530已導通，輸出電壓VOUT立刻超過期望的電壓值，所以誤差電壓VERR下降。於是，PWM轉換電路550使PMOS電晶體530斷開，並使NMOS電晶體531導通。而且，振盪電路514將輸出信號CLK固定為低位準。如此，於負載電流小的情況下，振盪電路514反覆振盪與停止。即，開關調節器500成為PFM動作。
如上所述，習知的開關調節器500採用對誤差電壓VERR與參考電壓VREF2進行比較來切換PWM動作與PFM動作的方式，藉此，於負載電流小時轉變為PFM動作，從而能夠提升電力轉換效率（例如，參照專利文獻1）。 [現有技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]日本專利特開2010-68671號公報 [發明所欲解決之課題]
然而，於所述般習知的開關調節器500中，存在如下問題：於PFM動作中，PMOS電晶體530的開關動作多次連續產生，從而輸出電壓VOUT的紋波電壓（ripple voltage）變大。
其原因在於：因PFM比較電路513的響應延遲，振盪電路514被禁能的時機延遲，從而振盪電路514的輸出中多次輸出時脈信號。
關於所述原因，以下，使用圖6進行詳細說明。
圖6示出了習知的開關調節器500的電感器540中流動的電感電流IL、輸出電壓VOUT、電壓VFB、誤差電壓VERR、比較結果信號CMPF、振盪電路514的輸出信號CLK的波形。
於時刻t0，比較結果信號CMPF為高位準，PMOS電晶體530停止了開關動作。伴隨輸出電壓VOUT的下降，電壓VFB亦逐漸下降，當電壓VFB低於參考電壓VREF1時，誤差電壓VERR逐漸上升。當於時刻t1，誤差電壓VERR超過參考電壓VREF2，比較結果信號CMPF切換為低位準時，時脈信號作為信號CLK而輸出，PMOS電晶體530導通，電感電流IL流動。由此，當輸出電壓VOUT逐漸上升並超過期望的電壓值VTG時，誤差電壓VERR逐漸下降。 並且，於時刻t2，誤差電壓VERR低於參考電壓VREF2。此處，比較結果信號CMPF因所述PFM比較電路513的響應延遲而未立刻切換為高位準，而是於自時刻t2起經過了延遲時間td的時刻t3切換為高位準。結果，於時刻t2至時刻t3之間，信號CLK中輸出多餘的時脈信號，PMOS電晶體530多餘地進行開關動作。因此，輸出電壓VOUT的紋波電壓變大。
另外，若預先以使輸出電壓VOUT上升時的上升方法變陡峻的方式對電感器540或電容541等進行設定，則誤差電壓VERR上升並超過參考電壓VREF2後開始下降的時刻變早。因此，比較結果信號CMPF切換為高位準的時刻亦提前，所以可防止輸出多餘的時脈信號。然而，當使輸出電壓VOUT的上升方法變陡峻時，PMOS電晶體530的第一次的開關動作導致的輸出電壓VOUT的上升幅度會變大，結果紋波電壓變大。
本發明是為了解決以上的課題而完成，目的在於提供一種能夠降低PFM動作中的輸出電壓的紋波電壓的開關調節器。 [解決課題之手段]
本發明的開關調節器，藉由連接於電源端子與電感器的其中一端之間的開關元件，自供給至所述電源端子的電源電壓對連接有所述電感器的另一端的輸出端子生成規定的輸出電壓，所述開關調節器包括：誤差放大電路，對基於所述輸出電壓的電壓與第1參考電壓之差進行放大，並輸出誤差電壓；PFM比較電路，對所述誤差電壓與第2參考電壓進行比較，輸出第1位準或第2位準的比較結果信號；振盪電路，於所述比較結果信號為所述第1位準時輸出規定頻率的時脈信號，於所述比較結果信號為所述第2位準時停止所述時脈信號的輸出；以及PWM轉換電路，基於所述誤差電壓及所述振盪電路的輸出而以期望的脈寬導通所述開關元件，所述開關調節器響應於所述比較結果信號自所述第2位準切換成了所述第1位準而對所述PFM比較電路的輸入設置規定期間的偏移。 [發明的效果]
根據本發明的開關調節器，藉由對PFM比較電路的輸入設置規定期間的偏移，獲得彌補PFM比較電路的響應延遲的作用，從而可抑制PFM動作中開關元件的多餘的開關動作。由此，能夠減小輸出電壓的紋波電壓。
以下，參照圖式來對本發明的實施形態進行說明。
圖1是本發明的第1實施形態的開關調節器100的電路圖。
本實施形態的開關調節器100包括：電源端子101、接地端子102、參考電壓源110、誤差放大電路111、參考電壓源112、PFM比較電路113、振盪電路114、PMOS電晶體130（亦稱為「開關元件」）、NMOS電晶體131（亦稱為「同步整流元件）、電感器140、電容141、電阻143及電阻144、輸出端子142、以及包括電流電壓轉換電路120、斜坡電壓生成電路121、PWM比較電路122、控制電路123及逆流檢測電路124的PWM轉換電路150、定電壓源即偏移電壓源161、具有端子162o、第1端子1621 、第2端子1622 及控制端子162c的開關162。
參考電壓源110的其中一端連接於誤差放大電路111的非反相輸入端子，另一端連接於接地端子102。誤差放大電路111的反相輸入端子連接於電阻143與電阻144的連接點，輸出連接於PWM比較電路122的反相輸入端子、偏移電壓源161的其中一端及開關162的第2端子1622 。開關162的第1端子1621 連接於偏移電壓源161的另一端，端子162o連接於PFM比較電路113的反相輸入端子，控制端子162c連接於控制電路123的輸出。參考電壓源112的其中一端連接於PFM比較電路113的非反相輸入端子，另一端連接於接地端子102。PFM比較電路113的輸出連接於振盪電路114的輸入及控制電路123的輸入。振盪電路114的輸出連接於控制電路123的輸入。
斜坡電壓生產電路121的輸入連接於電流電壓轉換電路120的輸出，輸出連接於PWM比較電路122的非反相輸入端子。PWM比較電路122的輸出連接於控制電路123的輸入。PMOS電晶體130的源極連接於電源端子101及電流電壓轉換電路120的輸入，閘極連接於控制電路123的輸出，汲極連接於電感器140的其中一端、逆流檢測電路124的非反相輸入端子及NMOS電晶體131的汲極。NMOS電晶體131的閘極連接於控制電路123的輸出，源極連接於接地端子102。逆流檢測電路124的反相輸入端子連接於接地端子102，輸出連接於控制電路123的輸入。
電感器140的另一端連接於電容141的其中一端、電阻143的其中一端及輸出端子142。電容141的另一端連接於接地端子102。電阻144的另一端連接於接地端子102。
以下，對如上所述般構成的開關調節器100的動作進行說明。
誤差放大電路111對利用電阻143及電阻144對輸出端子142的輸出電壓VOUT進行分壓而得的電壓VFB與參考電壓源110的參考電壓VREF1進行比較，而輸出誤差電壓VERR1。
電流電壓轉換電路120將PMOS電晶體130的源極電流轉換為電壓，並輸出至斜坡電壓生成電路121。斜坡電壓生成電路121對電流電壓轉換電路120的輸出加上鋸齒波，並輸出電壓VCS。PWM比較電路122對誤差電壓VERR1與電壓VCS進行比較，將比較結果信號CMPW輸出至控制電路123。
開關162根據輸入至控制端子162c的來自控制電路123的控制信號CONT而將端子162o連接於第1端子1621 及第2端子1622 中的任一個。於開關162的端子162o連接於第1端子1621 時，輸入至PFM比較電路113的反相輸入端子的電壓VERR2成為將誤差電壓VERR1加上偏移電壓源161的偏移電壓VOS（負電壓）而得的電壓，於連接於第2端子1622 時，輸入至PFM比較電路113的反相輸入端子的電壓VERR2成為誤差電壓VERR1。開關162的端子162o通常連接於第2端子1622 ，從而誤差電壓VERR1與電壓VERR2成為相同的電壓。
PFM比較電路113對參考電壓源112的參考電壓VREF2與電壓VERR2進行比較，將比較結果信號CMPF輸出至振盪電路114。振盪電路114於比較結果信號CMPF為低位準時，以規定的頻率進行振盪（被致能），並輸出時脈信號作為輸出信號CLK。而且，振盪電路114於比較結果信號CMPF為高位準時，停止振盪（被禁能），並將輸出信號CLK固定為低位準。
逆流檢測電路124對NMOS電晶體131的汲極電壓與源極電壓進行比較，若汲極電壓高於源極電壓，則將逆電流檢測信號輸出至控制電路123。
控制電路123依據輸入的各信號對PMOS電晶體130及NMOS電晶體131的導通‧斷開進行控制。
電感器140與電容141使自PMOS電晶體130的汲極輸出的電壓VSW平滑化。
藉由此種電路構成，負反饋回路發揮功能，開關調節器100以使電壓VFB變為與參考電壓VREF1相等的方式進行動作，對輸出端子142生成輸出電壓VOUT。
於開關調節器100中，根據連接於輸出端子142的負載（未圖示）中流動的電流（負載電流）的大小而如下般切換PWM（Pulse Width Modulation）動作與PFM（Pulse Frequency Modulation）動作。
於負載電流大的情況下，誤差電壓VERR1（即電壓VERR2）以彌補輸出電壓VOUT的下降的方式上升。因此，誤差電壓VERR1較參考電壓VREF2穩定地變大，振盪電路114持續輸出規定頻率的時脈信號作為輸出信號CLK。與所述時脈信號的上升同步地，PWM轉換電路150使PMOS電晶體130導通，並使NMOS電晶體131斷開。此時，控制PMOS電晶體130的導通時間的信號的脈寬藉由PWM轉換電路150決定。如此，於負載電流大的情況下，開關調節器100成為PWM動作。
之後，於負載電流自所述狀態變小的情況下，於負載電流剛剛變小的時間點，仍持續著誤差電壓VERR1穩定地大於參考電壓VREF2的狀態。但是，因負載電流已變小，所以因負載電流導致的輸出電壓VOUT的下降少，所以因使PMOS電晶體130導通而導致的輸出電壓VOUT的上升變大。因此，誤差電壓VERR1以彌補所述輸出電壓VOUT的上升的方式下降，成為低於參考電壓VREF2的電壓值。由此，PMOS電晶體130變為斷開，輸出電壓VOUT逐漸下降。
並且，當誤差電壓VERR1逐漸上升並變得大於參考電壓VREF2時，振盪電路114輸出時脈信號作為輸出信號CLK。與所述時脈信號的上升同步地，PWM轉換電路150使PMOS電晶體130導通，並使NMOS電晶體131斷開。此時，因負載電流小，所以因PMOS電晶體130已導通，輸出電壓VOUT立刻超過期望的電壓值，所以誤差電壓VERR1下降。於是，PWM轉換電路150使PMOS電晶體130斷開，並使NMOS電晶體131導通。而且，振盪電路114將輸出信號CLK固定為低位準。如此，於負載電流小的情況下，振盪電路114反覆振盪與停止。即，開關調節器100成為PFM動作。
如此，本實施形態的開關調節器100於負載電流小時轉變為PFM動作，從而可提升電力轉換效率。
以下，為了對本實施形態的開關調節器100的特徵性構成進行說明，對開關調節器100的PFM動作時的電路動作進行詳細敘述。
圖2示出了本實施形態的開關調節器100的電感電流IL、輸出電壓VOUT、電壓VFB、誤差電壓VERR1、電壓VERR2、比較結果信號CMPF、振盪電路114的輸出信號CLK的波形。
於時刻t0，比較結果信號CMPF為高位準，PMOS電晶體130停止了開關動作並斷開。而且，因比較結果信號CMPF為高位準，所以開關162依據輸入至控制端子162c的來自控制電路123的控制信號CONT而將端子162o連接於第2端子1622 。因PMOS電晶體130已斷開，所以輸出電壓VOUT下降，並且伴隨於此電壓VFB亦逐漸下降。並且，當電壓VFB低於參考電壓VREF1時，誤差電壓VERR1逐漸上升。
當於時刻t1，誤差電壓VERR1超過參考電壓VREF2時，比較結果信號CMPF反轉為低位準，伴隨於此，振盪電路114輸出時脈信號作為輸出信號CLK。控制電路123接收所述時脈信號而使PMOS電晶體130導通，藉此電感電路IL流動。同時，響應於比較結果信號CMPF成為了低位準，控制電路123使控制信號CONT反轉。由此，開關162將端子162o自連接於第2端子1622 切換為連接於第1端子1621 。因此，電壓VERR2較誤差電壓VERR1下降電壓VOS份。
繼而，在時刻t2，PFM比較電路113檢測到電壓VERR2的下降而使比較結果信號CMPF反轉為高位準。
之後，於自比較結果信號CMPF反轉為低位準的時刻t1起經過了規定期間的時刻t3，控制電路123使控制信號CONT再次反轉。接收到此信號，開關162將端子162o自連接於第1端子1621 切換為連接於第2端子1622 。由此，電壓VERR2再次變得與誤差電壓VERR1相等。
如此，藉由於時刻t1使電壓VERR2下降電壓VOS份，即對PFM比較電路113的反相輸入端子設置偏移（offset），PFM比較電路113可於早於誤差電壓VERR1低於參考電壓VREF2的時間點使比較結果信號CMPF成為高位準。這等同於彌補PFM比較電路113的響應延遲。結果，可防止於時刻t1自振盪電路114輸出時脈信號之後，信號CLK中輸出多餘的時脈信號。因此，不存在PMOS電晶體130多餘地進行開關動作的情況，所以能夠抑制輸出電壓VOUT的紋波電壓變大。
另外，於本實施形態中，使用定電壓源作為偏移電壓源161，但亦可使用電阻及電流源代替定電壓源，只要能夠生成定電壓則偏移電壓源161的構成並無特別限定。
接下來，參照圖3，對本發明的第2實施形態的開關調節器200進行說明。
本實施形態的開關調節器200為如下構成，即，自第1實施形態的開關調節器100中削除偏移電壓源161及開關162並將PFM比較電路113替換成帶遲滯的PFM比較電路170。
關於其他構成，因與圖1的開關調節器100相同，故對相同的構成要素標注相同的符號，並適當省略重複的說明。
PFM比較電路170的反相輸入端子連接於誤差放大電路111的輸出及PWM比較電路122的反相輸入端子，非反相輸入端子連接於參考電壓源112的其中一端，輸出連接於振盪電路114的輸入，遲滯致能端子170e連接於控制電路123的輸出。
以下，針對本實施形態的開關調節器200的動作，著眼於與第1實施形態的開關調節器100的不同點進行說明。
動作上的不同點在於：藉由PFM比較電路170內部的遲滯來實現於第1實施形態的開關調節器100中藉由偏移電壓源161及開關162實現的動作。
即，PFM比較電路170包括遲滯致能端子170e，能夠基於輸入至所述端子的來自控制電路123的控制信號CONT來控制遲滯的有無。所述遲滯等同於在PFM比較電路170的輸入中追加了外在的偏移，與第1實施形態同樣地以彌補PFM比較電路170的響應延遲的方式進行動作。
因此，與第1實施形態同樣地，於本實施形態的開關調節器200中亦能夠抑制輸出電壓VOUT的紋波電壓。
而且，於本實施形態的開關調節器200中，藉由使PFM比較電路170為能夠控制遲滯的有無的構成，實現了對PFM比較電路170的輸入追加外在的偏移。PFM比較電路170的遲滯可藉由構成PFM比較電路170的差動元件的尺寸調整等而比較簡單地生成。因此，與如第1實施形態的開關調節器100般追加定電壓源或電阻及電流源等作為偏移電壓源161的情況相比，具有幾乎不需要追加元件等，從而可不增加電路規模的優點。
只是，使用偏移電壓源的第1實施形態的開關調節器100較第2實施形態的開關調節器200精度高，所以較佳為根據容許精度來區分使用。
接下來，參照圖4，對本發明的第3實施形態的開關調節器300進行說明。本實施形態的開關調節器300為如下構成，即，自第1實施形態的開關調節器100中削除偏移電壓源161及開關162並將參考電壓源112替換成可變參考電壓源180。
關於其他構成，因與圖1的開關調節器100相同，故對相同的構成要素標注相同的符號，並適當省略重複的說明。
PFM比較電路113的反相輸入端子連接於誤差放大電路111的輸出及PWM比較電路122的反相輸入端子，非反相輸入端子連接於可變參考電壓源180的其中一端。可變參考電壓源180的另一端連接於接地端子102，控制輸入端子180c連接於控制電路123的輸出。
以下，針對本實施形態的開關調節器300的動作，著眼於與第1實施形態的開關調節器100的不同點進行說明。
動作上的不同點在於：藉由將可變參考電壓源180生成的參考電壓切換為兩個電壓值來實現於第1實施形態的開關調節器100中藉由偏移電壓源161及開關162實現的動作。
具體而言，可變參考電壓源180為如下構成，即，包括控制輸入端子180c，可基於輸入至所述端子的來自控制電路123的控制信號CONT而將參考電壓VREF2'變更為任意的兩個電壓值，即響應於比較結果信號CMPF成為了低位準而將參考電壓VREF2'自第一電壓值切換為高於第一電壓值的第二電壓值。如此根據控制電路123的輸出將參考電壓VREF2'變更為任意的兩個值，等同於在PFM比較電路113的輸入中追加了外在的偏移，與第1實施形態同樣地以彌補PFM比較電路113的響應延遲的方式進行動作。
因此，與第1實施形態同樣地，於本實施形態的開關調節器300中亦能夠抑制輸出電壓VOUT的紋波電壓。
而且，於本實施形態的開關調節器300中，藉由使用可變參考電壓源180，實現了對PFM比較電路113的輸入追加外在的偏移。可變參考電壓源180於藉由分壓電阻構成連接於PFM比較電路113的非反相輸入端子的參考電壓源的情況下，可僅藉由利用開關來切換電阻比而簡單地構成。因此，可於藉由分壓電阻構成連接於PFM比較電路113的非反相輸入端子的參考電壓源的情況下，使用本實施形態的開關調節器300，於不對連接於PFM比較電路113的非反相輸入端子的參考電壓源中使用分壓電阻的情況下，使用第1實施形態的開關調節器100。
以上，對本發明的實施形態進行了說明，但本發明當然不限定於所述實施形態，可在不脫離本發明主旨的範圍內進行各種變更。
例如，於所述實施形態中，以電流模式控制方式的開關調節器為例進行了說明，但本發明亦能夠應用於電壓模式控制方式的開關調節器。
而且，於所述實施形態中，對使用MOS電晶體來作為開關元件及同步整流元件的示例進行了說明，但亦可使用雙極性電晶體（bipolar transistor）等。
而且，於所述實施形態中，以同步整流方式的開關調節器為例進行了說明，但本發明亦能夠應用於二極體整流方式的開關調節器。另外，於設為二極體整流方式的情況下，不需要逆流檢測電路。
100、200、300、500‧‧‧開關調節器101、501‧‧‧電源端子102、502‧‧‧接地端子110、112、510、512‧‧‧參考電壓源111、511‧‧‧誤差放大電路113、513‧‧‧PFM比較電路114、514‧‧‧振盪電路120、520‧‧‧電流電壓轉換電路121、521‧‧‧斜坡電壓生成電路122、522‧‧‧PWM比較電路123、523‧‧‧控制電路124、524‧‧‧逆流檢測電路130、530‧‧‧PMOS電晶體131、531‧‧‧NMOS電晶體140、540‧‧‧電感器141、541‧‧‧電容142、542‧‧‧輸出端子143、144、543、544‧‧‧電阻150、550‧‧‧PWM轉換電路161‧‧‧偏移電壓源162‧‧‧開關162o‧‧‧端子1621‧‧‧第1端子1622‧‧‧第2端子162c‧‧‧控制端子170‧‧‧帶遲滯的PFM比較電路（PFM比較電路）170e‧‧‧遲滯致能端子180‧‧‧可變參考電壓源180c‧‧‧控制輸入端子CLK‧‧‧輸出信號（信號）CMPF、CMPW‧‧‧比較結果信號CONT‧‧‧控制信號IL‧‧‧電感電流Td‧‧‧延遲時間VCS、VERR2、VFB、VSW‧‧‧電壓VERR、VERR1‧‧‧誤差電壓VOS‧‧‧偏移電壓（電壓）VOUT‧‧‧輸出電壓VREF1、VREF2、VREF2'‧‧‧參考電壓VTG‧‧‧期望的電壓值
圖1是表示本發明的第1實施形態的開關調節器的電路圖。 圖2是表示圖1的開關調節器的各節點的信號波形的圖。 圖3是表示本發明的第2實施形態的開關調節器的電路圖。 圖4是表示本發明的第3實施形態的開關調節器的電路圖。 圖5是習知的開關調節器的電路圖。 圖6是表示圖5的開關調節器的各節點的信號波形的圖。
100‧‧‧開關調節器
101‧‧‧電源端子
102‧‧‧接地端子
110、112‧‧‧參考電壓源
111‧‧‧誤差放大電路
113‧‧‧PFM比較電路
114‧‧‧振盪電路
120‧‧‧電流電壓轉換電路
121‧‧‧斜坡電壓生成電路
122‧‧‧PWM比較電路
123‧‧‧控制電路
124‧‧‧逆流檢測電路
130‧‧‧PMOS電晶體
131‧‧‧NMOS電晶體
140‧‧‧電感器
141‧‧‧電容
142‧‧‧輸出端子
143、144‧‧‧電阻
150‧‧‧PWM轉換電路
161‧‧‧偏移電壓源
162‧‧‧開關
162o‧‧‧端子
1621‧‧‧第1端子
1622‧‧‧第2端子
162c‧‧‧控制端子
CLK‧‧‧輸出信號(信號)
CMPF、CMPW‧‧‧比較結果信號
CONT‧‧‧控制信號
IL‧‧‧電感電流
VCS、VERR2、VFB、VSW‧‧‧電壓
VERR1‧‧‧誤差電壓
VOS‧‧‧偏移電壓(電壓)
VOUT‧‧‧輸出電壓
VREF1、VREF2‧‧‧參考電壓

Claims (5)

  1. 一種開關調節器，藉由連接於電源端子與電感器的其中一端之間的開關元件，自供給至所述電源端子的電源電壓對連接有所述電感器的另一端的輸出端子生成規定的輸出電壓，所述開關調節器包括：誤差放大電路，對基於所述輸出電壓的電壓與第1參考電壓之差進行放大，並輸出誤差電壓；脈頻調變比較電路，對被輸入的所述誤差電壓與第2參考電壓進行比較，輸出第1位準或第2位準的比較結果信號；振盪電路，於所述比較結果信號為所述第1位準時輸出規定頻率的時脈信號，於所述比較結果信號為所述第2位準時停止所述時脈信號的輸出；以及脈寬調變轉換電路，基於所述誤差電壓及所述振盪電路的輸出亦即所述時脈信號，藉由所述時脈信號的演變使所述開關元件導通，另一方面對應所述誤差電壓使所述開關元件斷開，而以期望的脈寬控制所述開關元件導通或斷開，所述開關調節器響應於所述比較結果信號自所述第2位準切換成了所述第1位準而設定偏移，所述偏移使輸入至所述脈頻調變比較電路的所述誤差電壓成為在規定期間內，比自所述誤差放大電路輸出的所述誤差電壓降低規定值的電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的開關調節器，其中，所述偏移以使所述比較結果信號切換為所述第2位準的方式而設。
  3. 如申請專利範圍第1項或第2項所述的開關調節器，其中，所述脈頻調變比較電路響應於所述比較結果信號自所述第2位準切換成了所述第1位準而自正在對所述誤差電壓與第2參考電壓進行比較的狀態切換為對將所述誤差電壓加上偏移電壓而得的電壓與所述第2參考電壓進行比較的狀態。
  4. 一種開關調節器，藉由連接於電源端子與電感器的其中一端之間的開關元件，自供給至所述電源端子的電源電壓對連接有所述電感器的另一端的輸出端子生成規定的輸出電壓，所述開關調節器包括：誤差放大電路，對基於所述輸出電壓的電壓與第1參考電壓之差進行放大，並輸出誤差電壓；脈頻調變比較電路，對被輸入的所述誤差電壓與第2參考電壓進行比較，輸出第1位準或第2位準的比較結果信號；振盪電路，於所述比較結果信號為所述第1位準時輸出規定頻率的時脈信號，於所述比較結果信號為所述第2位準時停止所述時脈信號的輸出；以及脈寬調變轉換電路，基於所述誤差電壓及所述振盪電路的輸出亦即所述時脈信號，藉由所述時脈信號的演變使所述開關元件導通，另一方面對應所述誤差電壓使所述開關元件斷開，而以期望的脈寬控制所述開關元件導通或斷開，所述脈頻調變比較電路能夠切換遲滯的有無，並響應於所述比較結果信號自所述第2位準切換成了所述第1位準，而在規定 期間內成為具有遲滯的狀態。
  5. 一種開關調節器，藉由連接於電源端子與電感器的其中一端之間的開關元件，自供給至所述電源端子的電源電壓對連接有所述電感器的另一端的輸出端子生成規定的輸出電壓，所述開關調節器包括：誤差放大電路，對基於所述輸出電壓的電壓與第1參考電壓之差進行放大，並輸出誤差電壓；脈頻調變比較電路，對被輸入的所述誤差電壓與第2參考電壓進行比較，輸出第1位準或第2位準的比較結果信號；振盪電路，於所述比較結果信號為所述第1位準時輸出規定頻率的時脈信號，於所述比較結果信號為所述第2位準時停止所述時脈信號的輸出；以及脈寬調變轉換電路，基於所述誤差電壓及所述振盪電路的輸出亦即所述時脈信號，藉由所述時脈信號的演變使所述開關元件導通，另一方面對應所述誤差電壓使所述開關元件斷開，而以期望的脈寬控制所述開關元件導通或斷開，所述脈頻調變比較電路響應於所述比較結果信號自所述第2位準切換成了所述第1位準，而自正在對所述誤差電壓與第2參考電壓進行比較的狀態，切換為在規定期間內對所述誤差電壓與比所述第2參考電壓高出規定值的第3參考電壓進行比較的狀態。
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