CN109256948A - 开关调节器 - Google Patents

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Abstract

开关调节器，利用连接在电源端子与电感器的一端之间的开关元件，生成规定的输出电压，其中，该开关调节器具有：误差放大电路，其对基于输出电压的电压与第1基准电压之差进行放大，输出误差电压；PFM比较电路，其对误差电压与第2基准电压进行比较，输出第1电平或者第2电平的比较结果信号；振荡电路，其在比较结果信号为第1电平时，输出规定频率的时钟信号，在比较结果信号为第2电平时，停止时钟信号的输出；以及PWM转换电路，其根据误差电压和振荡电路的输出，以期望的脉宽将开关元件接通，该开关调节器响应于比较结果信号从第2电平切换为第1电平，在PFM比较电路的输入处设置规定期间的偏移。

Description

开关调节器
技术领域
本发明涉及一种开关调节器。
背景技术
图5示出现有的开关调节器500的电路图。
现有的开关调节器500构成为具有电源端子501、接地端子502、基准电压源510、误差放大电路511、基准电压源512、PFM比较电路513、振荡电路514、PMOS晶体管530、NMOS晶体管531、电感器540、电容541、电阻543和544、输出端子542以及由电流电压转换电路520、斜坡电压生成电路521、PWM比较电路522、控制电路523和反向电流检测电路524构成的PWM转换电路550，将这些部件如图示那样地进行连接。
误差放大电路511对电压VFB与基准电压源510的基准电压VREF1进行比较，输出误差电压VERR，该电压VFB是利用电阻543和电阻544对输出端子542的输出电压VOUT进行分压而得到的。
电流电压转换电路520将PMOS晶体管530的源电流转换为电压，输出到斜坡电压生成电路521。斜坡电压生成电路521对电流电压转换电路520的输出加上锯齿波，输出电压VCS。PWM比较电路522对误差电压VERR与电压VCS进行比较，将比较结果信号CMPW输出到控制电路523。
PFM比较电路513对基准电压源512的基准电压VREF2与误差电压VERR进行比较，将比较结果信号CMPF输出到振荡电路514。振荡电路514在比较结果信号CMPF为低电平时，以规定频率进行振荡(被启用)，输出时钟信号，作为输出信号CLK。此外，振荡电路514在比较结果信号CMPF为高电平时，停止振荡(被禁用)，将输出信号CLK固定为低电平。
反向电流检测电路524对NMOS晶体管531的漏电压与源电压进行比较，当漏电压高于源电压时，将反向电流检测信号输出到控制电路523。
控制电路523依照输入的各信号，控制PMOS晶体管530和NMOS晶体管531的导通/截止。
电感器540和电容541对从PMOS晶体管530的漏极输出的电压VSW进行平滑。
借助这样的结构，负反馈循环发挥功能，开关调节器500以使电压VFB等于基准电压VREF1的方式进行动作，在输出端子542处生成输出电压VOUT。
在该开关调节器500中，根据在与输出端子542连接的负载中流过的电流(负载电流)的大小，如下述那样切换PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)动作和PFM(PulseFrequency Modulation：脉冲频率调制)动作。
在负载电流较大的情况下，使误差电压VERR上升，以补偿输出电压VOUT的下降。因此，误差电压VERR1稳定地大于基准电压VREF2，振荡电路514持续输出规定频率的时钟信号，作为输出信号CLK。PWM转换电路550与该时钟信号的上升同步地使PMOS晶体管530导通，使NMOS晶体管531截止。这时，控制PMOS晶体管530的导通时间的信号的脉宽由PWM转换电路550决定。这样，在负载电流较大的情况下，开关调节器500成为PWM动作。
然后，在从上述状态起，负载电流减小的情况下，在负载电流刚减小的时刻，误差电压VERR稳定地大于基准电压VREF2的状态持续。但是，由于负载电流减小，因此，由于负载电流而引起的输出电压VOUT的下降较小，因此，由于使PMOS晶体管530导通而引起的输出电压VOUT的上升增大。因此，使误差电压VERR下降以补偿该输出电压VOUT的上升，从而误差电压VERR成为比基准电压VREF2低的电压值。因此，PMOS晶体管530截止，输出电压VOUT下降。
然后，当误差电压VERR上升且大于基准电压VREF2时，振荡电路514输出时钟信号，作为输出信号CLK。PWM转换电路550与该时钟信号的上升同步地使PMOS晶体管530导通，使NMOS晶体管531截止。这时，负载电流较小，因此，PMOS晶体管530导通，由此，输出电压VOUT立即超过期望的电压值，因此，误差电压VERR下降。于是，PWM转换电路550使PMOS晶体管530截止，使NMOS晶体管531导通。此外，振荡电路514将输出信号CLK固定为低电平。这样，在负载电流较小的情况下，振荡电路514反复振荡和停止。即，开关调节器500成为PFM动作。
如上所述，现有的开关调节器500通过采用对误差电压VERR与基准电压VREF2进行比较从而切换PWM动作和PFM动作的方式，在负载电流较小时，转移到PFM动作，能够提高电力转换效率(例如，参照专利文献1)。
专利文献1：日本特开2010-68671号公报
但是，在如上所述的现有的开关调节器500中，存在如下课题：在PFM动作中，连续发生多次PMOS晶体管530的开关动作，输出电压VOUT的纹波电压增大。
其原因是，振荡电路514被禁用的时刻由于PFM比较电路513的响应延迟而延迟，在振荡电路514的输出处多次输出了时钟信号。
以下，使用图6，对该原因详细地进行说明。
图6示出了在现有的开关调节器500的电感器540中流过的电感器电流IL、输出电压VOUT、电压VFB、误差电压VERR、比较结果信号CMPF、振荡电路514的输出信号CLK的波形。
在时刻t0，比较结果信号CMPF为高电平，PMOS晶体管530停止了开关动作。伴随输出电压VOUT的下降，电压VFB也下降，当电压VFB低于基准电压VREF1时，误差电压VERR上升。在时刻t1，当误差电压VERR超过基准电压VREF2，比较结果信号CMPF切换为低电平时，输出时钟信号，作为信号CLK，PMOS晶体管530导通，流过电感器电流IL。由此，当输出电压VOUT上升且超过期望的电压值VTG时，误差电压VERR下降。
然后，在时刻t2，误差电压VERR低于基准电压VREF2。这里，比较结果信号CMPF由于上述PFM比较电路513的响应延迟，不立即切换为高电平，而在从时刻t2起经过了延迟时间td的时刻t3切换为高电平。其结果，在时刻t2至时刻t3的期间内，作为信号CLK，输出额外的时钟信号，PMOS晶体管530额外地进行开关动作。因此，输出电压VOUT的纹波电压增大。
另外，如果将电感器540、电容541等设定为使得输出电压VOUT上升时的上升方式变得陡峭，则在误差电压VERR上升且超过基准电压VREF2之后，开始下降的时刻提前。因此，比较结果信号CMPF切换为高电平的时刻也提前，因此，能够防止输出额外的时钟信号。但是，当使输出电压VOUT的上升方式变得陡峭时，由于PMOS晶体管530的1次开关动作而引起的输出电压VOUT的上升幅度增大，其结果，纹波电压增大。
发明内容
本发明是为了解决如上这样的课题而完成的，其目的在于提供一种能够减小PFM动作中的输出电压的纹波电压的开关调节器。
本发明的开关调节器利用连接在电源端子与电感器的一端之间的开关元件，根据供给到所述电源端子的电源电压，在与所述电感器的另一端连接的输出端子处生成规定的输出电压，该开关调节器的特征在于，具有：误差放大电路，其对基于所述输出电压的电压与第1基准电压之差进行放大，输出误差电压；PFM比较电路，其对所述误差电压与第2基准电压进行比较，输出第1电平或者第2电平的比较结果信号；振荡电路，其在所述比较结果信号为所述第1电平时，输出规定频率的时钟信号，在所述比较结果信号为所述第2电平时，停止所述时钟信号的输出；以及PWM转换电路，其根据所述误差电压和所述振荡电路的输出，以期望的脉宽将所述开关元件接通，该开关调节器响应于所述比较结果信号从所述第2电平切换为所述第1电平，在所述PFM比较电路的输入处设置规定期间的偏移。
根据本发明的开关调节器，通过在PFM比较电路的输入处设置规定期间的偏移，可获得补偿PFM比较电路的响应延迟的作用，能够抑制PFM动作中的开关元件的额外开关动作。由此，能够减小输出电压的纹波电压。
附图说明
图1是示出本发明第1实施方式的开关调节器的电路图。
图2是示出图1的开关调节器的各节点的信号波形的图。
图3是示出本发明第2实施方式的开关调节器的电路图。
图4是示出本发明第3实施方式的开关调节器的电路图。
图5是现有的开关调节器的电路图。
图6是示出图5的开关调节器的各节点的信号波形的图。
标号说明
100、200、300、500：开关调节器；101、501：电源端子；102、502：接地端子；110、112、510、512：基准电压源；111、511：误差放大电路；113、513：PFM比较电路；114、514：振荡电路；120、520：电流电压转换电路；121、521：斜坡电压生成电路；122、522：PWM比较电路；123、523：控制电路；124、524：反向电流检测电路；130、530：PMOS晶体管；131、531：NMOS晶体管；140、540：电感器；141、541：电容；142、542：输出端子；143、144、543、544：电阻；150、550：PWM转换电路；161：偏移电压源；162：开关；170：带迟滞的PFM比较电路；180：可变基准电压源。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。
图1是本发明第1实施方式的开关调节器100的电路图。
本实施方式的开关调节器100具有电源端子101、接地端子102、基准电压源110、误差放大电路111、基准电压源112、PFM比较电路113、振荡电路114、PMOS晶体管130(也称作“开关元件”)、NMOS晶体管131(也称作“同步整流元件”)、电感器140、电容141、电阻143和144、输出端子142、由电流电压转换电路120、斜坡电压生成电路121、PWM比较电路122、控制电路123和反向电流检测电路124构成的PWM转换电路150、作为恒压源的偏移电压源161、以及具有端子162o、第1和第2端子1621、1622和控制端子162c的开关162。
基准电压源110的一端与误差放大电路111的同相输入端子连接，另一端与接地端子102连接。误差放大电路111的反相输入端子与电阻143和电阻144的连接点连接，输出与PWM比较电路122的反相输入端子、偏移电压源161的一端以及开关162的第2端子1622连接。开关162的第1端子1621与偏移电压源161的另一端连接，端子162o与PFM比较电路113的反相输入端子连接，控制端子162c与控制电路123的输出连接。基准电压源112的一端与PFM比较电路113的同相输入端子连接，另一端与接地端子102连接。PFM比较电路113的输出与振荡电路114的输入以及控制电路123的输入连接。振荡电路114的输出与控制电路123的输入连接。
斜坡电压生成电路121的输入与电流电压转换电路120的输出连接，输出与PWM比较电路122的同相输入端子连接。PWM比较电路122的输出与控制电路123的输入连接。PMOS晶体管130的源极与电源端子101以及电流电压转换电路120的输入连接，栅极与控制电路123的输出连接，漏极与电感器140的一端、反向电流检测电路124的同相输入端子以及NMOS晶体管131的漏极连接。NMOS晶体管131的栅极与控制电路123的输出连接，源极与接地端子102连接。反向电流检测电路124的反相输入端子与接地端子102连接，输出与控制电路123的输入连接。
电感器140的另一端与电容141的一端、电阻143的一端以及输出端子142连接。电容141的另一端与接地端子102连接。电阻144的另一端与接地端子102连接。
以下，对如上所述地构成的开关调节器100的动作进行说明。
误差放大电路111对电压VFB与基准电压源110的基准电压VREF1进行比较，输出误差电压VERR1，该电压VFB是利用电阻143和电阻144对输出端子142的输出电压VOUT进行分压而得到的。
电流电压转换电路120将PMOS晶体管130的源电流转换为电压，输出到斜坡电压生成电路121。斜坡电压生成电路121对电流电压转换电路120的输出加上锯齿波，输出电压VCS。PWM比较电路122对误差电压VERR1与电压VCS进行比较，将比较结果信号CMPW输出到控制电路123。
开关162的端子162o根据输入到控制端子162c的、来自控制电路123的控制信号CONT，与第1端子1621和第2端子1622中的任意一个连接。在开关162的端子162o与第1端子1621连接时，输入到PFM比较电路113的反相输入端子的电压VERR2为将误差电压VERR1与偏移电压源161的偏移电压VOS(负电压)相加而得到的电压，在开关162的端子162o与第2端子1622连接时，输入到PFM比较电路113的反相输入端子的电压VERR2为误差电压VERR1。通常，开关162的端子162o与第2端子1622连接，并且误差电压VERR1和电压VERR2为相同电压。
PFM比较电路113对基准电压源112的基准电压VREF2与电压VERR2进行比较，将比较结果信号CMPF输出到振荡电路114。振荡电路114在比较结果信号CMPF为低电平时，以规定频率进行振荡(被启用)，输出时钟信号，作为输出信号CLK。此外，振荡电路114在比较结果信号CMPF为高电平时，停止振荡(被禁用)，将输出信号CLK固定为低电平。
反向电流检测电路124对NMOS晶体管131的漏电压与源电压进行比较，当漏电压高于源电压时，将反向电流检测信号输出到控制电路123。
控制电路123依照所输入的各信号，控制PMOS晶体管130和NMOS晶体管131的导通/截止。
电感器140和电容141对从PMOS晶体管130的漏极输出的电压VSW进行平滑。
借助这样的电路结构，负反馈循环发挥功能，开关调节器100以使电压VFB等于基准电压VREF1的方式进行动作，在输出端子142处生成输出电压VOUT。
在开关调节器100中，根据在与输出端子142连接的负载(未图示)中流过的电流(负载电流)的大小，如下述那样切换PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)动作和PFM(Pulse Frequency Modulation：脉冲频率调制)动作。
在负载电流较大的情况下，使误差电压VERR1(即，电压VERR2)上升，以补偿输出电压VOUT的下降。因此，误差电压VERR1稳定地大于基准电压VREF2，振荡电路114持续输出规定频率的时钟信号，作为输出信号CLK。PWM转换电路150与该时钟信号的上升同步地使PMOS晶体管130导通，使NMOS晶体管131截止。这时，控制PMOS晶体管130的导通时间的信号的脉宽由PWM转换电路150决定。这样，在负载电流较大的情况下，开关调节器100成为PWM动作。
然后，在从上述状态起，负载电流减小的情况下，在负载电流刚减小的时刻，误差电压VERR1稳定地大于基准电压VREF2的状态持续。但是，由于负载电流减小，因此，由于负载电流而引起的输出电压VOUT的下降较小，因此，由于使PMOS晶体管130导通而引起的输出电压VOUT的上升增大。因此，使误差电压VERR1下降，以补偿该输出电压VOUT的上升，从而误差电压VERR1成为比基准电压VREF2低的电压值。因此，PMOS晶体管130截止，输出电压VOUT下降。
然后，在误差电压VERR1上升且大于基准电压VREF2时，振荡电路114输出时钟信号，作为输出信号CLK。PWM转换电路150与该时钟信号的上升同步地使PMOS晶体管130导通，使NMOS晶体管131截止。这时，负载电流较小，因此，PMOS晶体管130导通，由此，输出电压VOUT立即超过期望的电压值，因此，误差电压VERR1下降。于是，PWM转换电路150使PMOS晶体管130截止，使NMOS晶体管131导通。此外，振荡电路114将输出信号CLK固定为低电平。这样，在负载电流较小的情况下，振荡电路114反复振荡和停止。即，开关调节器100成为PFM动作。
这样，本实施方式的开关调节器100在负载电流较小时，转移到PFM动作，能够提高电力转换效率。
以下，为了说明本实施方式的开关调节器100的特征性结构，对开关调节器100的PFM动作时的电路动作进行详细叙述。
图2示出了本实施方式的开关调节器100的电感器电流IL、输出电压VOUT、电压VFB、误差电压VERR1、电压VERR2、比较结果信号CMPF、振荡电路114的输出信号CLK的波形。
在时刻t0，比较结果信号CMPF为高电平，PMOS晶体管130停止了开关动作而截止。此外，由于比较结果信号CMPF为高电平，因此，开关162依照输入到控制端子162c的、来自控制电路123的控制信号CONT，将端子162o与第2端子1622连接。PMOS晶体管130截止，因此，输出电压VOUT下降，伴随于此，电压VFB也下降。而且，当电压VFB低于基准电压VREF1时，误差电压VERR1上升。
在时刻t1，当误差电压VERR1超过基准电压VREF2时，比较结果信号CMPF反转为低电平，伴随于此，振荡电路114输出时钟信号，作为输出信号CLK。控制电路123接收该时钟信号，使PMOS晶体管130导通，由此，流过电感器电流IL。同时，控制电路123响应于比较结果信号CMPF变为了低电平，使控制信号CONT反转。由此，开关162将端子162o从与第2端子1622的连接切换为与第1端子1621的连接。因此，电压VERR2比误差电压VERR1下降电压VOS。
接下来，在时刻t2，PFM比较电路113检测到电压VERR2的下降，使比较结果信号CMPF反转为高电平。
然后，在从比较结果信号CMPF反转为低电平的时刻t1起经过了规定期间的时刻t3，控制电路123使控制信号CONT再次反转。开关162接收该反转，将端子162o从与第1端子1621的连接切换为与第2端子1622的连接。由此，电压VERR2再次等于误差电压VERR1。
这样，通过在时刻t1使电压VERR2下降电压VOS、即在PFM比较电路113的反相输入端子处设置偏移，PFM比较电路113能够在比误差电压VERR1低于基准电压VREF2的时刻更早的时刻，使比较结果信号CMPF为高电平。这等效于补偿PFM比较电路113的响应延迟。其结果，能够防止在时刻t1，在从振荡电路114输出时钟信号之后，作为信号CLK而输出额外的时钟信号。因此，PMOS晶体管130不会额外地进行开关动作，因此，能够抑制输出电压VOUT的纹波电压增大。
另外，在本实施方式中，使用恒压源，作为偏移电压源161，但也可以替代恒压源，使用电阻和电流源，只要能够生成恒压，则偏移电压源161的结构未特别限定。
接着，参照图3，对本发明第2实施方式的开关调节器200进行说明。
本实施方式的开关调节器200为从第1实施方式的开关调节器100删除了偏移电压源161和开关162并且将PFM比较电路113替换为了带迟滞的PFM比较电路170的结构。
其它结构与图1的开关调节器100相同，因此，对相同的结构要素标注相同标号，并适当省略重复说明。
PFM比较电路170的反相输入端子与误差放大电路111的输出以及PWM比较电路122的反相输入端子连接，同相输入端子与基准电压源112的一端连接，输出与振荡电路114的输入连接，迟滞使能端子170e与控制电路123的输出连接。
以下，着眼于与第1实施方式的开关调节器100的不同点，对本实施方式的开关调节器200的动作进行说明。
动作中的不同点在于，通过PFM比较电路170内部的迟滞实现了在第1实施方式的开关调节器100中由偏移电压源161和开关162所实现的动作。
即，PFM比较电路170具有迟滞使能端子170e，能够根据输入到该端子的、来自控制电路123的控制信号CONT，控制有无迟滞。该迟滞等效于在PFM比较电路170的输入处追加了表观上的偏移，与第1实施方式同样，作用为补偿PFM比较电路170的响应延迟。
因此，与第1实施方式同样，本实施方式的开关调节器200也能够抑制输出电压VOUT的纹波电压。
此外，在本实施方式的开关调节器200中，通过使PFM比较电路170为能够控制有无迟滞的结构，实现了在PFM比较电路170的输入处追加表观上的偏移。能够通过构成了PFM比较电路170的差分元件的尺寸调整等，比较简单地生成PFM比较电路170的迟滞。因此，与如第1实施方式的开关调节器100那样追加恒压源、电阻和电流源等作为偏移电压源161相比，具有几乎无需追加元件等且不使电路规模增大即可的优点。
但是，使用偏移电压源的第1实施方式的开关调节器100的精度高于第2实施方式的开关调节器200，因此，优选与所允许的精度对应地区分使用。
接着，参照图4，对本发明第3实施方式的开关调节器300进行说明。本实施方式的开关调节器300为从第1实施方式的开关调节器100删除了偏移电压源161和开关162并且将基准电压源112替换为了可变基准电压源180的结构。
其它结构与图1的开关调节器100相同，因此，对相同的结构要素标注相同标号，并适当省略重复说明。
PFM比较电路113的反相输入端子与误差放大电路111的输出以及PWM比较电路122的反相输入端子连接，同相输入端子与可变基准电压源180的一端连接。可变基准电压源180的另一端与接地端子102连接，控制输入端子180c与控制电路123的输出连接。
以下，着眼于与第1实施方式的开关调节器100的不同点，对本实施方式的开关调节器300的动作进行说明。
动作中的不同点在于，通过将由可变基准电压源180生成的基准电压切换为两个电压值，实现了在第1实施方式的开关调节器100中由偏移电压源161和开关162所实现的动作。
具体而言，可变基准电压源180为如下结构：具有控制输入端子180c，可以根据输入到该端子的、来自控制电路123的控制信号CONT，使基准电压VREF2’变更为任意的两个电压值，即、响应于比较结果信号CMPF变为了低电平，将基准电压VREF2’从第一电压值切换为高于第一电压值的第二电压值。这样通过控制电路123的输出将基准电压VREF2’改变为任意的两个值等效于在PFM比较电路113的输入处追加了表观上的偏移，与第1实施方式同样，作用为补偿PFM比较电路113的响应延迟。
因此，与第1实施方式同样，本实施方式的开关调节器300也能够抑制输出电压VOUT的纹波电压。
此外，在本实施方式的开关调节器300中，通过使用可变基准电压源180，实现了在PFM比较电路113的输入处追加表观上的偏移。在由分压电阻构成与PFM比较电路113的同相输入端子连接的基准电压源的情况下，仅通过设为利用开关切换电阻比，就能够简单地构成可变基准电压源180。因此，在由分压电阻构成与PFM比较电路113的同相输入端子连接的基准电压源的情况下，使用本实施方式的开关调节器300即可，在与PFM比较电路113的同相输入端子连接的基准电压源不使用分压电阻的情况下，使用第1实施方式的开关调节器100即可。
以上，对本发明的实施方式进行了说明，但本发明并不受上述实施方式限定，当然能够在不脱离本发明宗旨的范围内进行各种变更。
例如，在上述实施方式中，以电流模式控制方式的开关调节器为例进行了说明，但本发明还能够应用于电压模式控制方式的开关调节器。
此外，在上述实施方式中，说明了使用MOS晶体管作为开关元件和同步整流元件的例子，但也可以使用双极型晶体管等。
此外，在上述实施方式中，以同步整流方式的开关调节器为例进行了说明，但本发明还能够应用于二极管整流方式的开关调节器。另外，在为二极管整流方式的情况下，无需反向电流检测电路。

Claims (5)

1.一种开关调节器，其利用连接在电源端子与电感器的一端之间的开关元件，根据供给到所述电源端子的电源电压，在与所述电感器的另一端连接的输出端子处生成规定的输出电压，该开关调节器的特征在于，具有：
误差放大电路，其对基于所述输出电压的电压与第1基准电压之差进行放大，输出误差电压；
PFM比较电路，其对所述误差电压与第2基准电压进行比较，输出第1电平或者第2电平的比较结果信号；
振荡电路，其在所述比较结果信号为所述第1电平时，输出规定频率的时钟信号，在所述比较结果信号为所述第2电平时，停止所述时钟信号的输出；以及
PWM转换电路，其根据所述误差电压和所述振荡电路的输出，以期望的脉宽将所述开关元件接通，
该开关调节器响应于所述比较结果信号从所述第2电平切换为所述第1电平，在所述PFM比较电路的输入处设置规定期间的偏移。
2.根据权利要求1所述的开关调节器，其特征在于，
所述偏移是为了将所述比较结果信号切换为所述第2电平而设置的。
3.根据权利要求1或2所述的开关调节器，其特征在于，
所述PFM比较电路响应于所述比较结果信号从所述第2电平切换为所述第1电平，从对所述误差电压与第2基准电压进行比较的状态切换为对将所述误差电压和偏移电压相加而得到的电压与所述第2基准电压进行比较的状态。
4.根据权利要求1或2所述的开关调节器，其特征在于，
所述PFM比较电路能够切换有无迟滞，响应于所述比较结果信号从所述第2电平切换为所述第1电平，所述PFM比较电路成为具有迟滞的状态。
5.根据权利要求1或2所述的开关调节器，其特征在于，
所述PFM比较电路响应于所述比较结果信号从所述第2电平切换为所述第1电平，从对所述误差电压与第2基准电压进行比较的状态切换为对所述误差电压与第3基准电压进行比较的状态，该第3基准电压与所述第2基准电压不同。
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