TWI395397B - Buck-boost converter, step-up and step-down converter and its control module - Google Patents

Description

升降壓轉換裝置、升降壓轉換器及其控制模組

本發明是有關於一種升降壓轉換器，特別是指一種具有負電壓輸出的升降壓轉換器。

隨著科技的進步，負電壓電源的應用與需求也越來越多，例如：音訊放大器或電腦PCI(Peripheral Component Interconnect)卡等皆需要負電壓才能正常工作。

習知的負電壓電源可為一個直流/直流轉換器(DC/DC converter)，主要是應用於供電給車用電池或是手提式電子裝置，其中，升降壓型直流/直流轉換器(buck-boost converter)適合低功率的應用，但是在控制其中的功率開關時，會產生右半平面的零點(zero)，導致整個系統不穩定。因此，如何提供一個電路簡單、成本較低且穩定性高的負電壓轉換器則為本案之發明重點。

因此，本發明之目的，即在提供一種電路簡單、穩定性高且提供一負電壓輸出的升降壓轉換器。

於是，本發明升降壓轉換器，用以對一輸入電壓進行電壓轉換以輸出一負電壓，其中包含：一第一二極體、一功率開關組、一第一儲能電容、一第二儲能電容、一第二二極體、一儲能電感及一輸出電容。

第一二極體的P極接收輸入電壓的陽極；功率開關組具有一第一開關、一第二開關、一第三開關及一第四開關，其中，第一開關的一端耦接於第一二極體的P極，且另一端與第二開關的一端串接，第二開關的另一端接地；第三開關的一端耦接於第一二極體的N極，且另一端與第四開關的一端串接，第四開關的另一端接地。

第一儲能電容具有一耦接於第一二極體之N極的第一端及一耦接於第一開關與第二開關的串接處的第二端；第二儲能電容具有一耦接於第三開關與第四開關的串接處的第一端及一第二端；第二二極體的P極耦接於第二儲能電容的第二端，其N極接地；儲能電感具有一耦接於第二二極體之P極的第一端及一第二端；輸出電容具有一耦接於儲能電感之第二端的第一端及一接地的第二端。

當第一開關與第三開關為非導通且第二開關與第四開關為導通時，輸入電壓對第一儲能電容進行儲能，且第二儲能電容對儲能電感及輸出電容進行儲能；當第一開關與第三開關為導通且第二開關與第四開關為非導通時，第一儲能電容對第二儲能電容釋能，且儲能電感及輸出電容釋能而輸出該負電壓。

較佳地，第二儲能電容的容值與升降壓轉換器的輸出功率及第一開關的責任週期呈正比，且與儲能電容在儲能與釋能之間所產生的能量誤差、輸入電壓、負電壓及功率開關組的切換頻率呈反比。

較佳地，儲能電感的感值與負電壓的平方呈正比，且與升降壓轉換器的最小輸出功率、功率開關組的切換頻率及第一開關的責任週期呈反比。

較佳地，輸出電容的容值與升降壓轉換器的最小輸出功率呈正比，且與負電壓及負電壓的連波電壓呈反比。

此外，本發明之另一目的，即在提供一種電路簡單且成本較低的控制模組。

本發明控制模組，適合與一直流/直流轉換器(DC/DC converter)配合使用，該直流/直流轉換器具有一功率開關，該控制模組包含：一比較器及一比例積分微分控制器。

比較器用以將直流/直流轉換器的輸出電壓與一參考電壓進行比較，並輸出一數位邏輯訊號；比例積分微分控制器，根據數位邏輯訊號產生一控制功率開關啟閉的控制訊號。

較佳地，控制模組還包含一耦接於直流/直流轉換器的一輸出端與比較器之間的分壓器，用以根據一分壓比例將輸出端的電壓進行分壓。

較佳地，控制模組還包含二耦接於比例積分微分控制器與直流/直流轉換器的功率開關之間的閘極驅動器，用以將控制訊號轉換成足以驅動功率開關的驅動訊號。

此外，本發明之另一目的，即在提供一種電路簡單、成本較低、穩定性高且提供一負電壓輸出的升降壓轉換裝置。

本發明升降壓轉換裝置包含：一升降壓轉換器及一控制模組。其中，升降壓轉換器包含：一第一二極體、一功率開關組、一第一儲能電容、一第二儲能電容、一第二二極體、一儲能電感及一輸出電容。

第一二極體的P極接收輸入電壓的陽極；功率開關組具有一第一開關、一第二開關、一第三開關及一第四開關，其中，第一開關的一端耦接於第一二極體的P極，且另一端與第二開關的一端串接，第二開關的另一端接地；第三開關的一端耦接於第一二極體的N極，且另一端與第四開關的一端串接，第四開關的另一端接地。

第一儲能電容具有一耦接於第一二極體之N極的第一端及一耦接於第一開關與第二開關的串接處的第二端；第二儲能電容具有一耦接於第三開關與第四開關的串接處的第一端及一第二端；第二二極體的P極耦接於第二儲能電容的第二端，其N極接地；儲能電感具有一耦接於第二二極體之P極的第一端及一第二端；輸出電容具有一耦接於儲能電感之第二端的第一端及一接地的第二端。

當第一開關與第三開關為非導通且第二開關與第四開關為導通時，輸入電壓對第一儲能電容進行儲能，且第二儲能電容對儲能電感及輸出電容進行儲能；當第一開關與第三開關為導通且第二開關與第四開關為非導通時，第一儲能電容對第二儲能電容釋能，且儲能電感及輸出電容釋能而輸出該負電壓。較佳地，第二儲能電容的容值與升降壓轉換器的輸出功率及第一開關的責任週期呈正比，且與儲能電容在儲能與釋能之間所產生的能量誤差、輸入電壓、負電壓及功率開關組的切換頻率呈反比。

較佳地，儲能電感的感值與負電壓的平方呈正比，且與升降壓轉換器的最小輸出功率、功率開關組的切換頻率及第一開關的責任週期呈反比。

較佳地，輸出電容的容值與升降壓轉換器的最小輸出功率呈正比，且與負電壓及負電壓的連波電壓呈反比。

進一步地，控制模組的內部架構可如同上述控制模組包含：一分壓器、一比較器、一比例積分微分控制器及二閘極驅動器。本發明之功效在於，可以提供一個電路簡單、成本較低且在控制上不會產生右半平面的零點的負電壓電源。

有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之一個較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。

參閱圖1，為本發明升降壓轉換裝置之較佳實施例，該升降壓轉換裝置100用以對一輸入電壓V _i 進行電壓轉換以輸出一負電壓V _o ，其中包含一升降壓轉換器(Buck-Boost Converter)1及一控制模組2。

升降壓轉換器1包括一第一二極體D _{b 1} 、一第二二極體D _{b 2} 、一第一儲能電容C _{b 1} 、一第二儲能電容C _{b 2} 、一儲能電感L _o 、一輸出電容C _o 及一功率開關組11。

功率開關組11具有一第一開關S1、一第二開關S2、一第三開關S3及一第四開關S4。其中，第一開關S1的一端101耦接第一二極體D _{b 1} 的P極103，且另一端102與第二開關S2的一端117相互串接，第二開關S2的另一端118接地；第三開關S3的一端105耦接第一二極體D _{b 1} 的N極104，另一端106與第四開關S4的一端119相互串接，第四開關S4的另一端120接地。

第一二極體D _{b 1} 的P極103接收一輸入電壓V _i ；第一儲能電容C _{b 1} 具有一耦接於第一二極體D _{b 1} 之N極104的第一端107及一耦接於第一開關S1與第二開關S2串接點102(117)的第二端108；第二儲能電容C _{b 2} 具有一耦接於第三開關S3與第四開關S4串接點106(119)的第一端109及一第二端110；第二二極體D _{b 2} 的P極111耦接於第二儲能電容C _{b 2} 的第二端110，且N極接地112；儲能電感L _o 具有一耦接於第二二極體D _{b 2} 之P極111的第一端113及一第二端114；輸出電容C _o 具有一耦接於儲能電感L _o 之第二端114的第一端115及一接地的第二端116，其中，輸出電容C _o 的第一端115為升降壓轉換器1的輸出端。

接著，將詳細說明升降壓轉換器1中各個元件的作動及如何輸出負電壓，且在本實施例中，升降壓轉換器1是操作在連續導通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)，因此升降壓轉換器1將有兩個操作模式，以下將分別進行說明。當然，升降壓轉換器1亦可操作在不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)或是邊界導通模式(Boundary Conduction Mode，BCM)，不以連續導通模式為限。

配合參閱圖2，當升降壓轉換器1於第一操作模式：第一開關S1與第三開關S3為開啟(open/off)，第二開關S2與第四開關S4為關閉(close/on)，輸入電壓v _i 開始對第一儲能電容C _{b 1} 進行充電(儲能)，此時，第一二極體D _{b 1} 的P極103的電壓高於其N極104的電壓而導通；第二儲能電容C _{b 2} 對儲能電感L _o 及輸出電容C _o 進行儲能，第二二極體D _{b 2} 會因為其P極111的電壓低於其N極112的電壓而截止。值得一提的是，在第一操作模式下，第一儲能電容C _{b 1} 的跨電壓會被充電至輸入電壓v _i 。

換言之，在第一操作模式下，升降壓轉換器1會有二個充電迴路：第一充電迴路I為輸入電壓v _i 通過第一二極體D _{b 1} 、第一儲能電容C _{b 1} 及第二開關S2至地；第二充電迴路II則是由第二儲能電容C _{b 2} 、第四開關S4、輸出電容C _o 及儲能電感L _o 所組成。二個充電迴路I及II的充電電流方向如圖2之虛線所示，且符合以下方程式(1)：

其中，i _i 為輸入電壓v _i 所輸出的電流，i _o 為通過儲能電感L _o 的電流，i _{b 1} 為流經第一儲能電容C _{b 1} 的電流，i _{b 2} 為流經第二儲能電容C _{b 2} 的電流，v _i 為第一儲能電容C _{b 1} 及第二儲能電容C _{b 2} 的跨電壓，v _o 為升降壓轉換器1的輸出電壓，R _o 為跨接於輸出電容C _o 的一負載(圖未示)。

配合參閱圖3，當升降壓轉換器1於第二操作模式：第一開關S1與第三開關S3為關閉(close/on)，第二開關S2與第四開關S4為開啟(open/off)，第一儲能電容C _{b 1} 開始對第二儲能電容C _{b 2} 進行放電(釋能)，使得第二儲能電容C _{b 2} 的跨電壓會充電至2倍的輸入電壓v _i 。此外，第一二極體D _{b 1} 因為其N極104電壓高於其P極103電壓而截止，第二二極體D _{b 2} 的P極111電壓高於其N極112的電壓而導通。輸出電容C _o 及儲能電感L _o 則藉由第二二極體D _{b 2} 的導通而進行放電，並產生一個負電壓v _o 輸出。值得一提的是，在第一操作模式下，電感電流i _o 是以逆時針方向進行儲能，由於儲能電感L _o 的瞬間電流方向不變，因此，在功率開關組11切換後，電感電流i _o 會仍以逆時針方向通過第二二極體D _{b 2} 進行放電，如圖3之虛線方向所示。

在第二操作模式下，升降壓轉換器1會有二個放電迴路：第一放電迴路III為輸入電壓v _i 通過第一開關S1、第一儲能電容C _{b 1} 、第三開關S3、第二儲能電容C _{b 2} 及第二二極體D _{b 2} 至地；第二放電迴路IV為輸出電容C _o 、儲能電感L _o 及第二二極體D _{b 2} 至地，二個放電迴路III及IV的放電電流方向如圖3之虛線所示，且符合以下方程式(2)：

整體來說，本實施例之升降壓轉換器1在第一操作模式下，利用第二儲能電容C _{b 2} 所儲存的能量對輸出電容C _o 及儲能電感L _o 進行充電；在第二操作模式下，藉由輸出電容C _o 進行充電而輸出負電壓v _o 。此外，透過功率開關組11的切換，即可調整升降壓轉換器1所輸出之負電壓v _o 的大小，其輸入電壓V _i 與輸出電壓V _o 之關係會符合以下方程式(3)：

其中，D 為第一開關S1的責任週期(duty cycle)，由於第三開關S3與第一開關S1同步，而第二開關S2、第四開關S4則與第一開關S1之作動相反，即第一開關S1開啟時，第二開關S2及第四開關S4關閉；第一開關S1關閉時，第二開關S2及第四開關S4開啟，故方程式(3)僅以第一開關S1的責任週期表示之。

在本實施例中，升降壓轉換裝置100可接受的輸入電壓V _i 的範圍為10~16伏特，透過升降壓轉換器1的轉換後可得輸出電壓V _o 為-12伏特。換言之，若輸入電壓V _i 小於12伏特，升降壓轉換器1則為升壓轉換；若輸入電壓V _i 大於12伏特，升降壓轉換器1則為降壓轉換。

此外，在本實施例中，升降壓轉換器1的規格如下：

(1)輸入電壓V _i 為10~16V；

(2)輸出電壓V _o 為12V(取絕對值)；

(3)輸出功率P _o-rated 為24W；

(4)功率開關組11的開關頻率為195kHz；

(5)升降壓轉換器1操作在連續導通模式下的最小輸出功率P _o-min 為3.6W；及

(6)最大峰對峰(peak-to-peak)輸出電壓V _o 的連波(ripple)電壓Δv _o 為60mV。(以上單位V：伏特，W：瓦特)

接著，配合上述規格，針對儲能電感L _o 、第二儲能電容C _{b 2} 及輸出電容C _o 進行設計。在本實施例中，第二儲能電容C _{b 2} 會符合下列方程式(4)：

值得一提的是，第二儲能電容C _{b 2} 會符合以下三點假設：

(i)第一儲能電容C _{b 1} 的容值與第二儲能電容C _{b 2} 的容值相同；

(ii)在第一操作模式下，第二儲能電容C _{b 2} 維持一個2倍的輸入電壓V _i ，即2V _i ；

(iii)第二儲能電容C _{b 2} 在充電及放電之間所產生的能量誤差ε為0.1%。

因此，帶入所有規格參數的數值並將輸入電壓V _i 設定為10伏特，第一開關S1的責任週期D 為60%，可得第二儲能電容C _{b 2} 為307μF。換言之，第二儲能電容C _{b 2} 的數值只要大於307μF即可，而本實施例是設計為470μF，但不以此為限。

而且，儲能電感L _o 及輸出電容C _o 則是分別符合下列方程式(5)及(6)：

同樣地，帶入所有規格參數的數值，可得儲能電感L _o 及輸出電容C _o 的最小值分別為41.5μH及650μF。本實施例是分別設計為45μH及850μF。

再參閱圖1，本實施例之控制模組2包含一分壓器(voltage divider)21、一比較器(comparator)22、一比例積分微分(Proportional Integral Deruvative，PID)控制器23及二閘極驅動器(gate driver)24。

分壓器21耦接於升降壓轉換器1的輸出端(即輸出電容C _o 的第一端)，用以接收輸出電壓V _o ，並且根據一分壓比例將其進行分壓，此外，為了使邏輯電路正常運作，分壓器21還會將輸出電壓V _o 轉換成正電壓輸出。比較器22耦接於分壓器21，用以接收分壓器21的輸出電壓，並與一參考電壓相互比較而輸出一數位邏輯訊號，即邏輯1及邏輯0所組成之資料流(data stream)；比例積分微分控制器23耦接於比較器22，用以根據數位邏輯訊號輸出一控制訊號，以決定功率開關組11的切換；二閘極驅動器24皆耦接於比例積分微分控制器23，用以將控制訊號轉換成足以驅動功率開關組11中第一開關S1到第四開關S4啟閉的驅動訊號。

換言之，分壓器21接收升降壓轉換器1的輸出電壓V _o ，透過比較器22比較後傳送至比例積分微分控制器23，比例積分微分控制器23根據輸出電壓V _o 產生下一週期的第一開關S1到第四開關S4的責任週期，以維持輸出電壓V _o 為-12伏特。特別說明的是，本實施例之比較器21利用輸出電壓V _o 與參考電壓進行多次比較，而產生串列式的控制訊號(即資料流)，以取代類比數位轉換器(Analog-to-Digital Converter，ADC)。

在本實施例中，比例積分微分控制器23是應用於場效邏輯陣列(Field Programmable Gate Array，FPGA)，且比例積分微分控制器23中的參數值k _p 、k _i 及k _d 分別為1、0.25及2，但以上均不以實施例為限。

參閱圖4，為升降壓轉換裝置100的輸出電壓V _o 、電感電流i _o 及驅動訊號之波形圖，其中，橫軸皆為時間(10^-5 秒)，輸入電壓V _i 為10伏特，負載電流為1安培，L1為第一開關S1的驅動訊號，L2為輸出電壓V _o ，L3則為電感電流i _o 。由圖4可知，輸出電壓V _o 會保持12伏特的電壓，且電感電流i _o 會於1.134~1.135安培之間變動。此外，輸出電壓V _o 是以正電壓來表示(絕對值)。

參閱圖5，為升降壓轉換裝置100的輸出電壓V _o 、電感電流i _o 及驅動訊號之波形圖，其中的設定大致圖4相同，不同的是負載電流為2安培。同樣的，輸出電壓V _o 會保持12伏特的電壓，且電感電流i _o 會於2.138~2.139安培之間變動。

參閱圖6，為升降壓轉換裝置100的輸出電壓V _o 、電感電流i _o 及驅動訊號之波形圖，其中的設定大致圖4相同，不同的是輸入電壓V _i 為16伏特。同樣的，輸出電壓V _o 會保持12伏特的電壓，且電感電流i _o 會於1.048~1.052安培之間變動。

參閱圖7，為升降壓轉換裝置100的輸出電壓V _o 、電感電流i _o 及驅動訊號之波形圖，其中的設定大致圖4相同，不同的是輸入電壓V _i 為16伏特且負載電流為2安培。同樣的，輸出電壓V _o 會保持12伏特的電壓，且電感電流i _o 會於2.072~2.075安培之間變動。

由圖4至圖7可知，升降壓轉換裝置100透過控制模組2的控制，適當地切換功率開關組中的第一開關S1到第四開關S4，使得輸出電壓V _o 維持一個固定的12伏特(負)電壓輸出，而驅動第一開關S1到第四開關S4啟閉的驅動訊號之振幅皆為10伏特。此外，圖4至圖7皆是利用模擬軟體MATLAB所產生的模擬結果。

綜上所述，本發明升降壓轉換裝置100藉由升降壓轉換器1及控制模組2的配合而產生一固定的負電壓輸出，且控制模組2中利用比較器來取代類比數位轉換器，不僅電路簡單且成本較低。此外，本發明之控制模組2對於升降壓轉換裝置100不會產生右半平面的零點(zero)，在控制上也較為穩定。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100‧‧‧升降壓轉換裝置

1‧‧‧升降壓轉換器

101‧‧‧第一開關的一端

102‧‧‧第一開關的另一端

103‧‧‧P極(第一二極體)

104‧‧‧N極(第一二極體)

105‧‧‧第三開關的一端

106‧‧‧第三開關與第四開關的串接點

107‧‧‧第一端(第一儲能電容)

108‧‧‧第二端(第一儲能電容)

109‧‧‧第一端(第二儲能電容)

11‧‧‧功率開關組

110‧‧‧第二端(第二儲能電容)

111‧‧‧P極(第二二極體)

112‧‧‧N極(第二二極體)

113‧‧‧第一端(儲能電感)

114‧‧‧第二端(儲能電感)

115‧‧‧第一端(輸出電容)

116‧‧‧第二端(輸出電容)

117‧‧‧第二開關的一端

118‧‧‧第二開關的另一端

119‧‧‧第四開關的一端

120‧‧‧第四開關的另一端

2‧‧‧控制裝置

21‧‧‧分壓器

22‧‧‧比較器

23‧‧‧比例積分微分控制器

24‧‧‧閘極驅動器

圖1是一電路圖，說明本發明升降壓轉換裝置之較佳實施例；

圖2是一示意圖，說明升降壓轉換器於第一操作模式下的二個充電迴路；

圖3是一示意圖，說明升降壓轉換器於第二操作模式下的二個放電迴路；

圖4是一波形圖，說明升降壓轉換裝置的輸出電壓V _o 、電感電流i _o 及驅動訊號之模擬結果，其中，輸入電壓V _i 為10伏特，負載電流為1安培；

圖5是一波形圖，說明升降壓轉換裝置的輸出電壓V _o 、電感電流i _o 及驅動訊號之模擬結果，其中，輸入電壓V _i 為10伏特，負載電流為2安培；

圖6是一波形圖，說明升降壓轉換裝置的輸出電壓V _o 、電感電流i _o 及驅動訊號之模擬結果，其中，輸入電壓V _i 為16伏特，負載電流為1安培；及

圖7是一波形圖，說明升降壓轉換裝置的輸出電壓V _o 、電感電流i _o 及驅動訊號之模擬結果，其中，輸入電壓V _i 為16伏特，負載電流為2安培。

100．．．升降壓轉換裝置

1．．．升降壓轉換器

101．．．第一開關的一端

102．．．第一開關的另一端

103．．．P極(第一二極體)

104．．．N極(第一二極體)

105．．．第三開關的一端

106．．．第三開關與第四開關的串接點

107．．．第一端(第一儲能電容)

108．．．第二端(第一儲能電容)

109．．．第一端(第二儲能電容)

11．．．功率開關組

110．．．第二端(第二儲能電容)

111．．．P極(第二二極體)

112．．．N極(第二二極體)

113．．．第一端(儲能電感)

114．．．第二端(儲能電感)

115．．．第一端(輸出電容)

116．．．第二端(輸出電容)

117．．．第二開關的一端

118．．．第二開關的另一端

119．．．第四開關的一端

120．．．第四開關的另一端

2．．．控制裝置

21．．．分壓器

22．．．比較器

23．．．比例積分微分控制器

24．．．閘極驅動器

Claims (11)

1. 一種升降壓轉換器，用以對一輸入電壓進行電壓轉換以輸出一負電壓，該升降壓轉換器包含：一第一二極體，其P極接收該輸入電壓的陽極；一功率開關組，具有一第一開關、一第二開關、一第三開關及一第四開關，該第一開關的一端耦接於該第一二極體的P極，且另一端與該第二開關的一端串接，該第二開關的另一端接地，該第三開關的一端耦接於該第一二極體的N極，且另一端與該第四開關的一端串接，該第四開關的另一端接地；一第一儲能電容，具有一耦接於該第一二極體之N極的第一端及一耦接於該第一開關與該第二開關的串接處的第二端；一第二儲能電容，具有一耦接於該第三開關與該第四開關的串接處的第一端及一第二端；一第二二極體，其P極耦接於該第二儲能電容的第二端，其N極接地；一儲能電感，具有一耦接於該第二二極體之P極的第一端及一第二端；及一輸出電容，具有一耦接於該儲能電感之第二端的第一端及一接地的第二端，該第一開關與該第三開關為非導通且該第二開關與該第四開關為導通時，該輸入電壓對該第一儲能電容進行儲能，且該第二儲能電容對該儲能電感及該輸出電容 進行儲能，該第一開關與該第三開關為導通且該第二開關與該第四開關為非導通時，該第一儲能電容對該第二儲能電容釋能，且該儲能電感及該輸出電容釋能而輸出該負電壓。
2. 依據申請專利範圍第1項所述之升降壓轉換器，其中，該第二儲能電容的容值與該升降壓轉換器的輸出功率及該第一開關的責任週期呈正比，且與該儲能電容在儲能與釋能之間所產生的能量誤差、該輸入電壓、該負電壓及該功率開關組的切換頻率呈反比。
3. 依據申請專利範圍第1項所述之升降壓轉換器，其中，該儲能電感的感值與該負電壓的平方呈正比，且與該升降壓轉換器的最小輸出功率、該功率開關組的切換頻率及該第一開關的責任週期呈反比。
4. 依據申請專利範圍第1項所述之升降壓轉換器，其中，該輸出電容的容值與該升降壓轉換器的最小輸出功率呈正比，且與該負電壓及該負電壓的連波電壓呈反比。
5. 一種升降壓轉換裝置，包含：一升降壓轉換器，包括一第一二極體，其P極接收一輸入電壓的陽極，一功率開關組，具有一第一開關、一第二開關、一第三開關及一第四開關，該第一開關的一端耦接於該第一二極體的P極，且另一端與該第二開關的一端串接，該第二開關的另一端接地，該第三 開關的一端耦接於該第一二極體的N極，且另一端與該第四開關的一端串接，該第四開關的另一端接地，一第一儲能電容，具有一耦接於該第一二極體之N極的第一端及一耦接於該第一開關與該第二開關的串接處的第二端，一第二儲能電容，具有一耦接於該第三開關與該第四開關的串接處的第一端及一第二端，一第二二極體，其P極耦接於該第二儲能電容的第二端，其N極接地，一儲能電感，具有一耦接於該第二二極體之P極的第一端及一第二端，及一輸出電容，具有一耦接於該儲能電感之第二端的第一端及一接地的第二端，該第一開關與該第三開關為非導通且該第二開關與該第四開關為導通時，該輸入電壓對該第一儲能電容進行儲能，且該第二儲能電容對該儲能電感及該輸出電容進行儲能，該第一開關與該第三開關為導通且該第二開關與該第四開關為非導通時，該第一儲能電容對該第二儲能電容釋能，且該儲能電感及該輸出電容釋能而輸出該負電壓；及一控制模組，根據該負電壓對應控制該功率開關組的切換。
6. 依據申請專利範圍第5項所述之升降壓轉換裝置，其 中，該第二儲能電容的容值與該升降壓轉換器的輸出功率及該第一開關的責任週期呈正比，且與該儲能電容在儲能與釋能之間所產生的能量誤差、該輸入電壓、該負電壓及該功率開關組的切換頻率呈反比。
7. 依據申請專利範圍第5項所述之升降壓轉換裝置，其中，該儲能電感的感值與該負電壓的平方呈正比，且與該升降壓轉換器的最小輸出功率、該功率開關組的切換頻率及該第一開關的責任週期呈反比。
8. 依據申請專利範圍第5項所述之升降壓轉換裝置，其中，該輸出電容的容值與該該升降壓轉換器的最小輸出功率呈正比，且與該負電壓及該負電壓的連波電壓呈反比。
9. 依據申請專利範圍第5項所述之升降壓轉換裝置，其中，該控制模組包括一比較器及一比例積分微分控制器，該比較器比較該輸出電容的電壓與一參考電壓，並輸出一數位邏輯訊號，該比例積分微分控制器根據該數位邏輯訊號產生一控制該功率開關組切換的控制訊號。
10. 依據申請專利範圍第9項所述之升降壓轉換裝置，還包含一耦接於該升降壓轉換器與該比較器之間的分壓器，用以根據一分壓比例將該升降壓轉換器所輸出的負電壓進行分壓。
11. 依據申請專利範圍第9或10項所述之升降壓轉換裝置，還包含二耦接於該比例積分微分控制器與該功率開關組之間的閘極驅動器，用以將該控制訊號轉換成足以驅動 該功率開關組切換的驅動訊號。