CN105337490A

CN105337490A - 一种直流开关电源变换电路

Info

Publication number: CN105337490A
Application number: CN201410397786.5A
Authority: CN
Inventors: 于文超; 路静静; 赵祖坚; 赵珂; 余少敏; 崔永生; 胡威
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp
Priority date: 2014-08-13
Filing date: 2014-08-13
Publication date: 2016-02-17
Also published as: WO2015154563A1

Abstract

本发明提供了一种直流开关电源变换电路，包括：主电路，主电路包括一升压电路和一降压电路，升压电路接输入电压，降压电路向外提供输出电压；与主电路连接的控制电路，控制电路包括一个脉宽调制控制器；升压电路包括有第一储能元件和第二储能元件，降压电路包括第二储能元件和第三储能元件；脉宽调制控制器控制输入电压对第一储能元件充电的同时，控制第二存储元件通过第三储能元件向外提供输出电压；在控制第一储能元件向第二储能元件充电的同时，控制第三储能元件放电向外提供输出电压。本发明的方案基于输出有宽范围工作条件下，电路具有对称性，在给负载供电的同时也可以将负载端多余的能量进行回收，从而达到能量回收的目的。

Description

一种直流开关电源变换电路

技术领域

本发明涉及通讯领域，特别涉及一种直流开关电源变换电路。

背景技术

目前，电子行业发展速度越来越快，需求也越来越复杂，许多情况下，传统的仅升压或仅降压电路已很难满足客户的复杂需求。另外随着社会的快速发展，能源缺口和环境污染也越来越成为社会关注的重点问题。本专利主要讨论输入在相对于输出有宽范围工作条件，同时电路有对称性，在给负载供电的同时也可以将负载端多余的能量进行回收，从而达到能量回收的目的，提高能源利用率。

目前行业内常用的宽范围输入有两种，一是采用隔离电路模式，二是使用两级电压转换，采用升压DC-DC模块+降压DC-DC模块的方式，这两种模式都有明显的缺点。隔离电路成本较高，并且由于隔离电路的引入导致电源的转换效率降低。两级电源转换效率不高，同时也因为由于使用两级电路相对于一级电路而言增加了成本。并且这两种电路都没有对称性，对能量回收也毫无帮助。

如图1所示，目前的宽范围控制电路中，升压电路和降压电路相互独立，具体两个独立的控制回路和控制回路，两个电路的占空比D也不相同，产生的波形也不能够同步，如图2所示。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种直流开关电源变换电路，宽范围地输入和输出，不需要两级或多级转换。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种直流开关电源变换电路，包括：

主电路，所述主电路包括一升压电路和一降压电路，所述升压电路接输入电压，所述降压电路向外提供输出电压；

与所述主电路连接的控制电路，所述控制电路包括一个脉宽调制控制器；其中，

所述升压电路包括有第一储能元件和第二储能元件，所述降压电路包括所述第二储能元件和第三储能元件；

所述脉宽调制控制器控制所述输入电压对所述第一储能元件充电的同时，控制第二存储元件通过第三储能元件向外提供输出电压，以及，在控制所述第一储能元件向第二储能元件充电的同时，控制第三储能元件放电向外提供输出电压。

其中，所述第一储能元件为第一电感L1，第二储能元件为第一电容C1，第三储能元件为第二电感L2；

其中，所述主电路还包括：第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、及第四开关S4；其中，

所述第一电感L1的一端的与所述输入电压Vin的正极连接，另一端分别与所述第一开关S1和所述第三开关S3的一端连接，其中所述第三开关S3的另一端与所述输入电压Vin的负极连接；

所述第一开关S1的另一端分别与所述第一电容C1和所述第二开关S2的一端连接；

所述第一电容C1的另一端与所述第三开关S3的另一端连接；

所述第二开关S2的另一端分别与所述第二电感L2和所述第四开关S4的一端连接；

所述第二电感L2的另一端与所述输出电压Vout的正极连接；

所述第四开关S4的另一端分别与所述第一电容C1的另一端和所述输出电压Vout的负极连接。

其中，所述脉宽调制控制器包括第一驱动端口和第二驱动端口，其中所述第一驱动端口分别与所述第二开关S2、所述第三开关S3连接；所述第二驱动端口分别与所述第一开关S1、所述第四开关S4连接。

其中，所述第一驱动端口输出高电平，控制所述第二开关S2和所述第三开关S3闭合，输出低电平，控制所述第二开关S2和所述第三开关S3断开；

所述第二驱动端口输出高电平，控制所述第一开关S1和所述第四开关S4断开，输出低电平，控制所述第一开关S1和所述第四开关S4闭合。

其中，所述脉宽调制控制器控制所述第二开关S2、所述第三开关S3同时闭合，所述第一开关S1、所述第四开关S4同时断开，所述输入电压对所述第一电感L1充电，控制所述第一电容C1通过所述第二电感L2向外提供输出电压；

所述脉宽调制控制器控制所述第二开关S2、所述第三开关S3同时断开，所述第一开关S1、所述第四开关S4同时闭合，所述第一电感L1向所述第一电容C1充电的同时，控制所述第二电感L2放电向外提供输出电压。

本发明的上述技术方案的有益效果如下：

上述方案中，一个脉宽调制控制器与主电路输入电源电路连接，调节主电路的占空比，脉宽调制控制器的第一驱动端口分别与第二开关S2、第三开关S3连接；脉宽调制控制器的第二驱动端口分别与第一开关S1、第四开关S4连接，输入相对于输出有宽范围的工作条件下，脉宽调制控制器控制输入电源变换电路，控制电路具有对称性。

附图说明

图1表示目前直流开关电源变换电路的示意图；

图2表示目前直流开关电源变换电路控制的波形图；

图3表示本发明实施例中直流开关电源变换电路的示意图；

图4表示本发明实施例中直流开关电源变换电路控制的波形图。

具体实施方式

为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。

本发明针对目前宽范围输入电路没有对称性，不能做到能量回收的问题，提供了一种直流开关电源变换电路。

如图3所示，本发明实施例提供了一种直流开关电源变换电路，包括：

主电路，所述主电路包括一升压电路和一降压电路，所述升压电路接输入电压Vin，所述降压电路向外提供输出电压Vout；

与所述主电路连接的控制电路，所述控制电路包括一个脉宽调制控制器PWM；

进一步地，所述升压电路包括有第一电感L1和第一电容C1，所述降压电路包括所述第一电容C1和第二电感L2；

所述主电路还包括：第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、及第四开关S4；具体地，

所述第一电容C1的另一端与所述第三开关S3的另一端连接；

所述第二电感L2的另一端与所述输出电压Vout的正极连接；

所述脉宽调制控制器包括第一驱动端口和第二驱动端口，其中所述第一驱动端口输出高电平，控制与其连接的开关闭合，输出低电平，则控制开关断开；所述第二驱动端口输出高电平，控制与其连接的开关断开，输出低电平，则控制开关闭合。

具体地，所述脉宽调制控制器PWM的第一驱动端口分别与所述第二开关S2、所述第三开关S3连接；

所述脉宽调制控制器PWM的第二驱动端口分别与所述第一开关S1、所述第四开关S4连接。

应当指出的是，当所述脉宽调制控制器PWM控制所述第二开关S2、所述第三开关S3同时闭合，所述第一开关S1、所述第四开关S4同时断开时，所述输入电压对所述第一电感L1充电，控制所述第一电容C1通过所述第二电感L2向外提供输出电压；

当所述脉宽调制控制器PWM控制所述第二开关S2、所述第三开关S3同时断开，所述第一开关S1、所述第四开关S4同时闭合时，所述第一电感L1向所述第一电容C1充电的同时，控制所述第二电感L2放电向外提供输出电压。

应当指出的是，本实施例中第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、及第四开关S4可以是MOS管，也可以是继电器，能够完成开关的动作即可，在此不一一举例。

具体地，本发明实施例中直流开关电源变换电路为一种升降压电路，包括主电路和控制回路，输入范围可以做到很宽，工作原理如下：

第三开关S3，第二开关S2同时开启时，第一开关S1，第四开关S4同时关闭，此时第一电感L1充电，第一电容C1放电，第二电感L2充电；

第三开关S3，第二开关S2同时关闭，第一开关S1，第四开关S4同时开启，此时，第一电感L1对第一电容C1充电，第二电感L2对负载进行输出进行放电。

上述的过程时间为开关电源工作的一个周期，如图4所示，由脉宽调制控制器PWM的第一端口驱动第二开关S2、第三开关S3时，第二开关S2、第三开关S3的驱动波形同步；脉宽调制控制器PWM的第二端口驱动第一开关S1、第四开关S4时，第一开关S1、第四开关S4的驱动波形同步，此输入电源变换电路对称工作。

此外，本发明实施例的输入电源变换电路从拓扑上看，也可以等效为一个BOOST升压电路加一个BUCK降压电路，Vin升压到VC，VC降压到Vout。由输入和输出的电压关系，从等效电路可以计算出，

VC＝Vin/1-D；

Vout＝VC*D；进一步可以推出以下关系式：

Vout＝Vin*D/(1-D)＝Vin/(1/D-1)；

由上述关系式可以看出：

1.当占空比D大于0.5时，Vout的值大于Vin的值，为升压电路；

2.当占空比D等于0.5时，Vout的值等于Vin值，为等压电路；

3.当占空比D小于0.5时，Vout的值小于Vin的值，为降压电路。

具体地，假定某电路需要提供12V的电压输出，采用本方案的电路设计，

VC＝Vin/1-D，Vout＝VC*D＝12V，进一步可以得出以下关系式：

12＝Vin*D/(1-D)＝Vin/(1/D-1)；

Vin＝12(1/D-1)。

由公式Vin＝12(1/D-1)可以得出，

1.Vout大于Vin为升压电路，占空比D大于0.5时，例如输入为6V，D＝0.67；

2.Vout等于Vin为等压电路，占空比D等于0.5时，例如输入为12V，D＝0.5；

3.Vout小于Vin为降压电路，占空比D小于0.5时，例如输入为24V，D＝0.33。

输出电压Vout为某一定值时，占空比D的值不同，输入电压Vin的值也不同。

另外当需要能量回收时，电路从右供电向左传输，由于电路是对称的工作过程可以按上述过程同样分析，原输出端作为输入端，原输入端则连接负载作为输出端。

本发明的上述实施例，一个脉宽调制控制器PWM控制整个主电路，脉宽调制控制器PWM的第一驱动端口分别与第二开关S2、第三开关S3连接；脉宽调制控制器PWM的第二驱动端口分别与第一开关S1、第四开关S4连接，电路控制具有对称性；在给负载供电的同时也可以将负载端多余的能量进行回收，原输出端作为输入端，原输入端则连接负载作为输出端，从而达到能量回收的目的，提高能源利用率。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种直流开关电源变换电路，其特征在于，包括：

2.根据权利要求1所述的直流开关电源变换电路，其特征在于，所述第一储能元件为第一电感(L1)，所述第二储能元件为第一电容(C1)，所述第三储能元件为第二电感(L2)。

3.根据权利要求2所述的直流开关电源变换电路，其特征在于，所述主电路还包括：第一开关(S1)、第二开关(S2)、第三开关(S3)、及第四开关(S4)；其中，

所述第一电感(L1)的一端的与所述输入电压(Vin)的正极连接，另一端分别与所述第一开关(S1)和所述第三开关(S3)的一端连接，其中所述第三开关(S3)的另一端与所述输入电压(Vin)的负极连接；

所述第一开关(S1)的另一端分别与所述第一电容(C1)和所述第二开关(S2)的一端连接；

所述第一电容(C1)的另一端与所述第三开关(S3)的另一端连接；

所述第二开关(S2)的另一端分别与所述第二电感(L2)和所述第四开关(S4)的一端连接；

所述第二电感(L2)的另一端与所述输出电压(Vout)的正极连接；

所述第四开关(S4)的另一端分别与所述第一电容(C1)的另一端和所述输出电压(Vout)的负极连接。

4.根据权利要求3所述的直流开关电源变换电路，其特征在于，所述脉宽调制控制器包括第一驱动端口和第二驱动端口，其中所述第一驱动端口分别与所述第二开关(S2)、所述第三开关(S3)连接；所述第二驱动端口分别与所述第一开关(S1)、所述第四开关(S4)连接。

5.根据权利要求4所述的直流开关电源变换电路，其特征在于，

所述第一驱动端口输出高电平，控制所述第二开关(S2)和所述第三开关(S3)闭合，输出低电平，控制所述第二开关(S2)和所述第三开关(S3)断开；

所述第二驱动端口输出高电平，控制所述第一开关(S1)和所述第四开关(S4)断开，输出低电平，控制所述第一开关(S1)和所述第四开关(S4)闭合。

6.根据权利要求5所述的直流开关电源变换电路，其特征在于，

所述脉宽调制控制器控制所述第二开关(S2)、所述第三开关(S3)同时闭合，所述第一开关(S1)、所述第四开关(S4)同时断开，所述输入电压(Vin)对所述第一电感(L1)充电，控制所述第一电容(C1)通过所述第二电感(L2)向外提供输出电压。

7.根据权利要求6所述的直流开关电源变换电路，其特征在于，

所述脉宽调制控制器控制所述第二开关(S2)、所述第三开关(S3)同时断开，所述第一开关(S1)、所述第四开关(S4)同时闭合，所述第一电感(L1)向所述第一电容(C1)充电的同时，控制所述第二电感(L2)放电向外提供输出电压。