CN104170229A - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

在互补地对第1及第2开关元件进行导通、截止驱动，使输入电压升降压从而获得稳定的输出电压的开关电源装置中，具备：比较器，该比较器检测出上述第2开关元件的动作基准电位随着输入电压的变动而产生的变动；以及驱动信号生成电路，该驱动信号生成电路对输出控制信号、空载时间信号以及上述比较器的输出信号进行逻辑处理，并分别生成第1及第2驱动信号，该第1及第2驱动信号分别规定第1及第2开关元件的导通时间。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及力图提高功率转换效率的开关电源装置。
背景技术
作为各种电子设备用的开关电源装置，已知有谐振型整流器。该谐振型整流器经由电容器将绝缘变压器的一次绕组与直流电压源连接而构成。利用该绝缘变压器的漏电感和上述电容器来形成直流谐振电路。上述谐振型整流器利用互补地进行导通、截止驱动的第1及第2开关元件来控制上述串联谐振电路中流过的谐振电流，从上述绝缘变压器的二次绕组侧得到升降压后的直流电压。
例如专利文献1、2中提出有这种开关电源装置中的软开关技术。该软开关技术中，在施加于上述各开关元件的电压为零(0)时，或者在电感器中流过的电流为零(0)时，通过将上述开关元件接通，从而大幅降低该开关元件中的损耗。
简要地说，该谐振型的开关电源装置1例如像图12所示那样，经由电容器C将绝缘变压器T的一次绕组P1与直流电压源B连接，包括由该绝缘变压器T的漏电感和上述电容器C形成的串联谐振电路。与上述绝缘变压器T的一次绕组P1串联连接的第1开关元件Q1由进行他激式振荡动作的驱动控制电路A进行导通驱动，将来自上述直流电压源B的输入电压Vin施加到上述串联谐振电路。上述驱动控制电路A例如由电源IC构成。此外，与上述串联谐振电路并联连接的第2开关元件Q2在上述第1开关元件Q1截止时由上述驱动控制电路A进行导通驱动，以形成上述串联谐振电路的谐振电流路径。上述第1及第2开关元件Q1、Q2例如由高耐压的n型MOS-FET构成。
在上述绝缘变压器T的二次绕组S1、S2中产生的电力通过由二极管D1、D2及输出电容器Cout构成的输出电路进行整流和平滑，作为输出电压Vout提供给未图示的负载。利用上述电路部来构建谐振型功率转换装置主体。然后，上述输出电压Vout、具体而言该输出电压Vout与输出电压设定值之间的偏差由输出电压检测电路Vos检测出，经由光耦合器PC作为FB电压反馈到上述驱动控制电路A。
反馈到该驱动控制电路A的FB电压用于对上述第1及第2开关元件Q1、Q2进行导通、截止驱动的输出控制信号的脉冲宽度调制，由此使上述输出电压Vout变稳定。另外，一般而言，从直流电压源B提供的直流电经由输入电容器Cin进行滤波后，作为输入电压Vin提供给该开关电源装置。
此处，上述驱动控制电路A例如像图13中示出其简要结构那样，以输出控制电路2、空载时间电路3及驱动信号生成电路4为主体而构成。此外，上述驱动控制电路A具备：作为驱动上述第1开关元件Q1的驱动电路的驱动放大器5、以及作为驱动上述第2开关元件Q2的驱动电路的驱动电路6。此外，图13中，7是用于将上述驱动信号生成电路4所生成的驱动信号进行电平移位，并输入至上述驱动电路6的电平移位电路。此外，8是根据施加于该驱动控制电路A的驱动电压VCC，生成上述输出控制电路2、上述空载时间电路3及上述驱动信号生成电路4的动作所需的电压VDD的内部电源电路。
上述输出控制电路2例如生成具有与从上述输出电压检测电路Vos反馈的FB电压相对应的脉冲宽度的PWM信号，以作为输出控制信号CO。由该输出控制信号CO来规定上述第1及第2开关元件Q1、Q2的导通期间，伴随着该开关元件Q1、Q2的开关动作而产生的输出电压Vout被控制成上述输出电压设定值。另外，对于上述输出控制电路2，也可以是生成与FB电压相对应的频率的PFM信号以作为上述输出控制信号CO、来代替上述PWM信号的电路。
另外，例如像图14所示那样，上述空载时间电路3包括经由充电开关3a通过恒流源3b进行充电的充放电电容器3c、及对充电至该充放电电容器3c的电荷进行放电的放电开关3d。上述充电开关3a及放电开关3d例如由p型MOS-FET及n型MOS-FET构成。上述充电开关3a及上述放电开关3d通过从上述输出控制电路2输出的上述输出控制信号CO来互补地进行导通、截止控制。
此外，上述空载时间电路3具备比较器3e，该比较器3e将上述充放电电容器3c的充放电电压Vcd与预先设定的阈值电压Vdt进行比较，在充放电电压Vcd超过阈值电压Vdt时反转。此外，利用或非电路3f对该比较器3e的输出及上述输出控制信号CO进行逻辑处理，从而生成一定脉冲宽度Tdt的空载时间信号DT。该空载时间信号DT是在施加于上述第1及第2开关元件Q1、Q2的电压为零(0)时，用于接通该第1及第2开关元件Q1、Q2的定时调整用信号。
另一方面，上述驱动信号生成电路4及上述电平移位电路7例如如图15所示那样构成。即、上述驱动信号生成电路4由根据上述空载时间信号DT和上述输出控制信号CO，生成用于对上述第1及第2开关元件Q1、Q2分别进行导通驱动的进行脉冲宽度控制后的驱动信号DH、DL的逻辑电路构成。具体而言，上述驱动信号生成电路4利用或非电路4a对上述输出控制信号CO和上述空载时间信号DT进行逻辑处理，生成用于对上述第1开关元件Q1进行驱动的低侧驱动信号DL。另外，同时上述驱动信号生成电路4利用与电路4c对经过逆变器电路4b进行反转后的上述空载时间信号DT及上述输出控制信号CO进行逻辑处理，生成用于对上述第2开关元件Q2进行驱动的高侧驱动信号DH。
此处，上述第2开关元件Q2在施加于上述绝缘变压器T的一次绕组P1的高电压条件下进行开关动作。另外，上述驱动电路6根据上述第2开关元件Q2的动作电压，如图13所示那样在施加于上述一次绕组P1的高电压VB与上述第2开关元件Q2的动作基准电压VS之间进行动作。与此相对，上述驱动信号生成电路4例如在上述动作基准电压VS与接地电位之间进行动作。因此，上述电平移位电路7用于配合上述驱动电路6的动作基准电压VS对上述驱动信号生成电路4所输出的上述驱动信号DH进行电平移位。
简要而言，该电平移位电路7具备电平移位用的第1及第2晶体管7c、7d，该第1及第2晶体管7c、7d大致将漏极经由负载电阻7a、7b与上述高电压VB相连接，并由n型MOS-FET构成。另外，电平移位电路7具备：在上述驱动信号DH的上升时刻输出脉冲信号PS的第1上升沿触发电路7e、以及通过利用逆变器电路7f使上述驱动信号DH反转、以在该驱动信号DH的下降时刻输出脉冲信号PE的第2上升沿触发电路7g。
上述第1及第2上升沿触发电路7e、7g利用其输出即上述脉冲信号PS、PE分别对上述各晶体管7c、7d进行驱动。其结果是，作为该晶体管7c、7d的各漏极电压，如图16所示，获得与上述驱动信号DH的上升及下降的各时刻同步、且在高电位进行电平移位的脉冲信号PShigh、PEhigh。通过利用上述脉冲信号PShigh、Pehigh，对构建触发器的上述输出电路7h进行置位、复位，从而对上述驱动信号DH进行电平移位并将其重现，以作为该输出电路7h的输出。由此，经过电平移位的驱动信号DH被施加于上述驱动电路6，并由上述第2开关元件Q2来进行导通、截止驱动。此外，图15中，7i、7j是与上述负载电阻7a、7b反向并联连接的恢复用二极管。
此处，简单地说明采用上述结构的开关电源装置、即谐振型整流器的动作。该谐振型整流器中，在上述第2开关元件Q2处于截止状态时，通过将上述第1开关元件Q1导通来使电流流过上述串联谐振电路。该状态下，若第1开关元件Q1截止，则利用流过上述串联谐振电路的电感器的电流对第1开关元件Q1的未图示的寄生电容进行充电。同时利用上述电流对上述第2开关元件Q2的未图示的寄生电容进行放电。
然后，通过在第1开关元件Q1的寄生电容的充电电压达到上述输入电压Vin时，接通上述第2开关元件Q2，从而实现该第2开关元件Q2的零电压开关。随着该第2开关元件Q2的接通，此次储存于上述电容器C的电能经由第2开关元件Q2流过。因此，上述串联谐振电路的电感器中流过的电流反转。
之后，若使第2开关元件Q2截止，则此次利用上述那样反转后的电流对上述第2开关元件Q2的寄生电容进行充电。同时，利用该电流对上述第1开关元件Q1的寄生电容进行放电。然后，在第2开关元件Q2的寄生电容的充电电压达到零(0)电压时，通过将第1开关元件Q1接通，从而实现上述第1开关元件Q1的零电压开关。通过将上述第1开关元件Q1接通，上述串联谐振电路的电流反转，再次经由上述第1开关元件Q1流过。上述空载时间信号用于以上述第1及第2开关元件Q1、Q2的其中一个开关元件的关断时刻为基准，规定另一个开关元件Q2、Q1的接通时刻。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利第5886884号说明书
专利文献2：美国专利第7391194号说明书
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，上述开关元件Q1(Q2)关断后，对上述开关元件Q2(Q1)施加的电压变为零(0)为止的延迟时间主要依赖于上述开关元件Q1、Q2的寄生电容及输入电压Vin。与此相对，上述空载时间信号的脉冲宽度Tdt如上所述那样由上述充放电电容器3c的电容、该充放电电容器3c的充电电流及对上述比较器3e设定的阈值电压Vdt来固定地决定。
另一方面，可能会因构成开关电源装置的部件的长年变化、特性偏差等而导致输入电压Vin发生变化，此外，上述第1开关元件Q1关断时的漏极电压随之发生变化，进而上述上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS发生变化。由此，随着该动作基准电位VS的变化而施加于上述第1及第2开关元件Q1、Q2的电压变为零(0)的时刻、与根据上述空载时间信号来对该第1及第2开关元件Q1、Q2进行导通驱动的时刻之间，应当会产生偏差。
具体而言，若上述动作基准电位VS低于基于标准而定的电压，则上述开关元件Q1、Q2的寄生电容的充放电时间随之变短。于是，例如像图17所示那样，在比施加于上述开关元件Q1、Q2的电压变为零(0)的时刻要迟的时刻将上述开关元件Q1、Q2导通驱动。其结果是，功率转换的无效时间增加，因此，电流峰值扩展，此外，上述开关元件Q1、Q2中的损耗增加，功率转换效率下降。
相反地，若上述动作基准电位VS高于基于标准而定的电压，则上述开关元件Q1、Q2的寄生电容的充放电时间随之变长。于是，例如像图18所示那样，在施加于上述开关元件Q1、Q2的电压变为零(0)之前，空载时间信号消失，将上述开关元件Q1、Q2导通驱动。其结果是，无法进行零电压开关，而且，上述开关元件Q1、Q2中的损耗增加，功率转换效率下降。
本发明是考虑上述情况而完成的，其目的在于提供一种简易结构的开关电源装置，其能与动作基准电位VS的变动无关地恰当设定第1及第2开关元件的接通时刻，实现零电压开关，从而防止功率转换效率的下降。
解决技术问题的技术方案
本发明着眼于因输入电压Vin的变动而引起的第1及第2开关元件的接通时刻的偏差主要因为上述第2开关元件Q2进行开关动作的动作基准电位VS的变动而产生，通过检测出上述动作基准电位VS的变动量，来修正上述第1及第2开关元件的接通时刻。
因此，为了达成上述目的，本发明所涉及的开关电源装置大体上具备：谐振型功率转换装置主体，该谐振型功率转换装置主体通过第1开关元件对直流输入电力进行开关动作并将其存储在电感器中，利用该电感器的谐振并通过第2开关元件将存储在所述电感器中的电力传送到输出电容器以获得直流输出电力；驱动控制电路，该驱动控制电路交替地对所述第1开关元件及所述第2开关元件进行导通驱动，从而使所述电感器谐振；以及反馈电路，该反馈电路检测出所述输出电容器的输出电压，将其检测信息反馈到所述驱动控制电路中来控制该驱动控制电路的动作。
尤其是，本发明所涉及的开关电源装置的特征在于，所述驱动控制电路包括：
比较器，该比较器检测出所述第2开关元件的动作基准电位伴随着输入电压的变动而产生的变动；
输出控制电路，该输出控制电路生成脉冲宽度与从所述反馈电路反馈来的所述检测信息相对应的输出控制信号；
空载时间电路，该空载时间电路基于所述输出控制信号以所述第1开关元件及所述第2开关元件中的一个开关元件的关断时刻为基准，来生成规定另一个开关元件的接通时刻的空载时间信号；
驱动信号生成电路，该驱动信号生成电路对所述输出控制信号、所述空载时间信号及所述比较器的输出信号进行逻辑处理，从而分别生成分别对所述第1开关元件及所述第2开关元件的导通时间进行规定的第1驱动信号及第2驱动信号；
电平移位电路，该电平移位电路配合所述第2开关元件的动作基准电位来对所述第2驱动信号进行电平移位；
第1驱动电路及第2驱动电路，该第1驱动电路接受所述第1驱动信号，对所述第1开关元件进行驱动，该第2驱动电路接受经过所述电平移位电路进行了电平移位后的所述第2驱动信号，对所述第2开关元件进行驱动。
此处，所述谐振型功率转换装置主体由谐振型逆变器构成，该谐振型逆变器包括：
串联谐振电路，该串联谐振电路通过电容器将绝缘变压器的一次绕组例如与直流电压源相连接，且由该绝缘变压器的漏电感与所述电容器形成；
第1开关元件，该第1开关元件由所述驱动控制电路来驱动，导通时将来自所述直流电压源的输入电压施加到所述串联谐振电路；
第2开关元件，该第2开关元件与所述串联谐振电路并联连接，在所述第1开关元件截止时由所述驱动控制电路来进行导通驱动，形成所述串联谐振电路的电流路径；
二极管及输出电容器，该二极管对所述绝缘变压器的二次绕组侧产生的电力进行整流，该输出电容器对经过该二极管进行了整流的电力进行平滑并将其输出。
或者，所述谐振型功率转换装置主体由同步整流升压型整流器构成，该同步整流升压型整流器包括：
第1开关元件，该第1开关元件经由谐振用电抗器例如与直流电压源相连接，由所述驱动控制电路来驱动，导通时将来自所述直流电压源的输入电压施加到谐振用电抗器；以及
第2开关元件，该第2开关元件在该第1开关元件截止时由所述驱动控制电路进行导通驱动，将存储在所述谐振用电抗器中的电能传送至输出电容器。
优选为，所述比较器是在所述第2开关元件的动作基准电位超过第1阈值时将其输出设为“高电平”、在所述第2开关元件的动作基准电位低于比所述第1阈值设定得还要低的第2阈值时将其输出设为“低电平”的施密特触发型比较器。
此外，将所述输出信号生成电路构成为：即、在所述比较器的输出信号为“低电平”时，生成具有将所述空载时间信号的下降沿设为导通触发、将所述输出控制信号的上升沿设为截止触发的脉冲宽度的第1输出信号，并且，生成具有将所述比较器的输出信号的下降沿设为导通触发、将所述输出控制信号的上升沿设为截止触发的脉冲宽度的第2输出信号。
另外，还优选为，同时将所述输出信号生成电路构成为：即、在所述比较器的输出信号为“高电平”时，生成具有将所述比较器的输出信号的上升沿设为导通触发、将所述输出控制信号的上升沿设为截止触发的脉冲宽度的第1输出信号，并生成具有将所述比较器的输出信号的下降沿设为导通触发、将所述输出控制信号的上升沿设为截止触发的脉冲宽度的第2输出信号。
另外，还优选为，所述电平移位电路具备对例如分别表示所述第2驱动信号的上升时刻及下降时刻的脉冲信号进行电平移位、并进行逻辑传送的第1MOS-FET及第2MOS-FET。该情况下，所述比较器利用根据所述第2驱动信号选择性地受到驱动的模拟开关，选择伴随着所述第2开关元件的动作基准电位的振动的所述第1MOS-FET及所述第2MOS-FET中的一个MOS-FET的栅极电压。此外优选为，将所述比较器构成为将选择出的栅极电压与所述第1阈值及所述第2阈值进行比较，并使其输出反转。
另外，还优选为，将所述比较器构成为将对所述第2开关元件的动作基准电位进行电阻分压或电容分压后得到的电压与所述第1阈值及所述第2阈值进行比较，并使其输出反转。
发明效果
根据上述结构的开关电源装置，按照根据上述第2开关元件的动作基准电位的变动量而进行反转动作的上述比较器的输出信号，来调整上述驱动信号生成电路所输出的驱动信号的输出时刻。尤其是，本发明所涉及的开关电源装置使用上述比较器的输出来决定上述第1及第2开关元件的接通时刻。也就是说，上述比较器的输出在上述第2开关元件的动作基准电位从基于标准而定的电压起变动、且其变动量超过上述第1或第2阈值的时刻反转。因此，根据本发明所涉及的开关电源装置，能在施加于上述第1及第2开关元件的电压变为零(0)的时刻可靠地将该第1及第2开关元件接通，而无关乎伴随输入电压Vin的变动而产生的上述第2开关元件的动作基准电位VS的变动。其结果是，能降低开关元件中的损耗，提高其功率转换效率。
附图说明
图1是提取出本发明的实施方式1所涉及的开关电源装置中的特征结构的、表示驱动控制电路中的电平移位电路及其周边电路的结构的图。
图2是用于说明图1所示的电平移位电路与比较器的动作的信号波形图。
图3是表示图1所示的驱动信号生成电路中的结构例的图。
图4是表示本发明的实施方式1所涉及的驱动控制电路的动作的信号波形图。
图5是提取出本发明的实施方式2所涉及的开关电源装置中的特征结构的、表示驱动控制电路中的电平移位电路及其周边电路的结构的图。
图6是用于说明图5所示的比较器的动作的信号波形图。
图7是表示图5所示的驱动信号生成电路中的结构例的图。
图8是表示本发明的实施方式2所涉及的驱动控制电路的动作的信号波形图。
图9是提取出本发明的实施方式3所涉及的开关电源装置中的特征结构的、表示驱动控制电路中的电平移位电路及其周边电路的结构的图。
图10是用于说明图9所示的比较器的动作的信号波形图。
图11是本发明的实施方式4所涉及的构建同步整流升压型整流器的开关电源装置的简要结构图。
图12是现有的一般谐振型开关电源装置的简要结构图。
图13是表示图11所示的开关电源装置中的驱动控制电路的简要结构的图。
图14是表示图13所示的驱动控制电路中的空载时间电路的结构例的图。
图15是表示图13所示的驱动控制电路中的电平移位电路及其周边电路的结构的图。
图16是用于说明图11所示的驱动控制电路的动作的信号波形图。
图17是用于说明第2开关元件Q2的动作基准电位变低时的问题的信号波形图。
图18是用于说明第2开关元件Q2的动作基准电位变高时的问题的信号波形图。
具体实施方式
下面，参照附图来说明本发明的实施方式所涉及的构建谐振型逆变器的开关电源装置。
本发明所涉及的开关电源装置整体基本采用与上述图12所示的开关电源装置相同的结构。另外，对第1及第2开关元件Q1、Q2进行导通、截止驱动的驱动控制电路A也基本采用与上述图13所示的驱动控制电路A相同的结构。因此，对于开关电源装置的整体结构以及驱动控制电路A的基本结构，省略无用的重复说明。
本发明的实施方式1所涉及的开关电源装置的特征在于，如图1中示出上述电平移位电路7及其周边电路的结构那样，设有比较器9，该比较器9检测出上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS跟随该电平移位电路7的变动。具体而言，其特征在于，设有比较器9，该比较器9将上述电平移位电路7中的由电平移位用MOS-FET构成的第1及第2晶体管7c、7d的栅极电压、与由预先规定的基准电压Vref规定的第1阈值电压Vth1及第2阈值Vth2(>Vth1)进行比较，并进行反转动作。
其外，其特征还在于，将该比较器9的输出信号CP提供给上述驱动信号生成电路4，分别生成上述驱动信号DH、DL。具体而言，其特征在于，在上述驱动信号生成电路4中，例如如图3所示，在上述输出控制信号CO及空载时间信号DT的基础上，还基于上述比较器9的输出信号CP来分别生成上述高侧的驱动信号DH以及低侧的驱动信号DL。
也就是说，上述电平移位电路7的结构基本与图15所示的电平移位电路7相同。然而，本实施方式所涉及的电平移位电路7构成为将上述上升沿触发电路7e、7g分别输出的脉冲信号即置位信号PS及复位信号PE分别经由电阻7a、7b被施加到上述第1及第2晶体管7c、7d的栅极。也就是说，该电平移位电路7检测上述第1及第2晶体管7c、7d的栅极电压Vg1、Vg2，这一点与上述图15所示的现有的电平移位电路7不同。
另外，上述比较器9中，利用模拟开关9a、9b选择性地输入由上述电阻7a、7b所检测出的上述第1及第2晶体管7c、7d的栅极电压Vg1、Vg2，并与上述第1及第2阈值Vth1、Vth2相比较。该比较器9在利用上述模拟开关9a、9b选择性地输入的栅极电压Vg1、Vg2处于上述第1阈值Vth1及上述第2阈值Vth2(＞Vth1)之间时，将其输出信号CP保持为“低电平(L)”。另外，在上述栅极电压Vg1、Vg2低于上述第1阈值Vth1、或高于上述第2阈值Vth2时，上述比较器9将其输出信号CP反转为“高电平(H)”。由此进行反转动作的上述比较器9由所谓的窗口比较器构成。
此外，上述模拟开关9a、9b接受上述驱动信号(高侧输出信号)DH，互补地进行导通、截止动作，在上述驱动信号DH为“高电平”时，选择上述第2晶体管7d的栅极电压Vg2。另外，上述模拟开关9a、9b在上述驱动信号DH为“低电平”时，选择上述第1晶体管7c的栅极电压Vg1。利用上述模拟开关9a、9b选出的上述栅极电压Vg1、Vg2输入至上述比较器9，以供与上述第1及第2阈值Vth1、Vth2进行比较。
因此，如图2中示出其动作那样，在上述第1开关元件Q1处于导通状态时，上述驱动信号DH保持于“低电平”，因此上述比较器9利用上述模拟开关9a来选择上述第1晶体管7c的栅极电压Vg1，并与上述第1及第2阈值Vth1、Vth2进行比较(动作期间I)。该状态下，若将上述第1开关元件Q1关断，则如上所述，利用流过上述串联谐振电路的电感器的电流对第1开关元件Q1的未图示的寄生电容进行充电。同时利用该电流对上述第2开关元件Q2的未图示的寄生电容进行放电(动作期间II)。此时的电流因上述串联谐振电路的谐振作用而发生振动。
由此，受到上述第1开关元件Q1关断时的上述谐振电流的影响，上述第1及第2晶体管7c、7d的各漏极电压、即第2开关元件Q2的动作基准电位VS以上述谐振电流的方向反转的时刻为波谷及波峰进行振动。此外，随着上述漏极电压即动作基准电位VS的振动，该晶体管7c、7d的栅极电压Vg1、Vg2也发生变动。
上述比较器9将此时的上述第2晶体管7d的栅极电压Vg2与上述第1及第2阈值Vth1、Vth2进行比较。另外，该栅极电压Vg2高于上述第2阈值Vth2时，上述比较器9将其输出信号CP反转为“高电平(H)”。来自该比较器9的输出信号CP的输出时刻及其输出脉冲宽度根据上述栅极电压Vg2的变动量而发生变化。
另外，在将上述第2开关元件Q2进行导通驱动时，上述驱动信号DH变为“高电平(H)”，因此上述比较器9利用上述模拟开关9a来输入上述第1晶体管7c的栅极电压Vg1，并与上述第1及第2阈值Vth1、Vth2进行比较(动作期间III)。该状态下，若将上述第2开关元件Q2关断，则如上所述，流过上述串联谐振电路的电感器的电流反转，对上述第2开关元件Q2的寄生电容进行充电。同时利用该电量对上述第1开关元件Q1的寄生电容进行放电(动作期间IV)。
由此，受到上述第2开关元件Q2关断时的谐振电流的影响，上述第1及第2晶体管7c、7d的各漏极电压发生变动。此外，随着该漏极电压变动，该晶体管7c、7d的栅极电压Vg1、Vg2发生变动。上述比较器9将该第1晶体管7c的栅极电压Vg1与上述第1及第2阈值Vth1、Vth2进行比较，在上述栅极电压Vg1低于上述第1阈值Vth1时，将其输出信号CP反转为“高电平”。来自该比较器9的输出信号CP的输出时刻及其输出脉冲宽度也根据上述栅极电压Vg1的变动量而发生变化。
由此，在上述第1及第2开关元件Q1、Q2关断时的上述第1及第2晶体管7c、7d的漏极电压的变动较小的情况下，上述比较器9的输出信号CP不会反转为“高电平”。另外，在上述晶体管7c、7d的栅极电压Vg1、Vg2未偏离由上述比较器9的第1及第2阈值Vth1、Vth2规定的变动允许幅度的情况下，上述比较器9的输出信号CP也不会反转为“高电平”。换言之，在上述第1及第2开关元件Q1、Q2等构成部件的特性没有变差，并不存在特性偏差，且上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动较少的情况下不输出上述输出信号CP。
另一方面，上述驱动信号生成电路4在上述输出控制信号CO及空载时间信号DT的基础上还输入上述比较器9的输出信号CP，对这些信号CO、DT、CP进行逻辑处理，分别生成低侧及高侧的上述驱动信号DL、DH。尤其是，驱动信号生成电路4根据有无上述输出信号CP，特别根据该输出信号CP的脉冲宽度来改变上述驱动信号DL、DH的输出时刻。
具体而言，上述驱动信号生成电路4例如如图3所示那样具备第1触发器4d，该第1触发器4d由上述比较器9的输出信号CP来置位，并由上述输出控制信号CO来复位。另外，上述驱动信号生成电路4具备第2触发器4f，该第2触发器4f由上述比较器9的输出信号CP来置位，并由经过逆变器器电路4e反转的上述输出控制信号CO来复位。
上述第1触发器4d用于根据其输出择一地激活2个栅极电路4g、4h，选择上述比较器9的输出信号CP或上述空载时间信号DT。然后，由上述栅极电路4g、4h选出的上述比较器9的输出信号CP或上述空载时间信号DT经由或电路4m提供至或非电路4a。利用该或非电路4a生成上述低侧的驱动信号DL。
另外，上述第2触发器4f用于根据其输出择一地激活2个栅极电路4i、4j，并选择上述比较器9的输出信号CP或上述空载时间信号DT。然后，由上述栅极电路4i、4j选出的上述比较器9的输出信号CP或上述空载时间信号DT经由相当于上述逆变器电路4b的或非电路4n被反转，并被提供至与电路4c。利用该与电路4c生成上述高侧的驱动信号DH的生成。
也就是说，该驱动信号生成电路4在从上述比较器9提供输出信号CP时，对上述第1及第2触发器4d、4f进行置位。通过上述第1及第2触发器4d、4f的置位，与上述输出信号CP的下降同步地生成上述驱动信号DL、DH。另外，在未从上述比较器9提供输出信号CP时，驱动信号生成电路4将上述第1及第2触发器4d、4f保持为复位状态。其结果是，上述第1及第2触发器4d、4f与上述空载时间信号DT的下降同步地生成上述低侧的驱动信号DL或上述高侧的驱动信号DH。
因此，上述驱动控制电路A如图4示出其动作时刻那样，在未被提供上述输出信号CP时，将与上述空载时间信号DT的下降同步的驱动信号DL、DH输出，并接通上述第1及第2开关元件Q1、Q2。然而，因上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动而输出上述输出信号CP时，上述驱动信号生成电路4将与上述输出信号CP的下降同步的驱动信号DL、DH输出。利用与该输出信号CP的下降同步的驱动信号DL、DH，并根据上述动作基准电位VS的变动量，来改变上述第1及第2开关元件Q1、Q2的接通时刻。因此，根据采用上述结构的驱动控制电路A，能够根据上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动量，来恰当地调整上述第1及第2开关元件Q1、Q2的接通时刻。
因此，根据采用上述结构的开关电源装置1，能够恰当地设定上述第1及第2开关元件Q1、Q2的接通时刻，而无关乎因其构成部件的长年变化、特性偏差而导致上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动。因此，能够极大地抑制上述开关元件Q1、Q2中的功率转换的无效时间，并能降低该开关元件Q1、Q2中的损耗，提高功率转换效率。
并且，上述驱动控制电路A中，着眼于上述电平移位电路7中的上述晶体管7c、7d的栅极电压Vg1、Vg2，监视上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动量。然后，在上述动作基准电位VS的变动量较大时，对上述第1及第2开关元件Q1、Q2的驱动信号DL、DH的输出时刻进行调整。因而，能以简易的结构来提高功率转换效率。并且，包含上述比较器9的驱动控制电路A的电路集成较容易，其实用性较大。此外，还能起到如下等效果：即、大幅度地缓和伴随着开关频率变高的上述空载时间信号的设计标准。
然而，在上述实施方式1中，着眼于上述电平移位电路7中的第1及第2晶体管7c、7d的栅极电压Vg1、Vg2，监视上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动量。但是，例如如图5所示那样，该动作基准电位VS由电阻分压，在比较器9也能直接监视其变动量。
图5示出了本发明的实施方式2所涉及的开关电源装置的特征结构部分、即电平移位电路7及其周边电路的结构。本实施方式2的特征在于，利用串联连接的分压电阻R1、R2来对上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS进行分压并检测。然后，利用比较器9来对检测出的VS检测电压Vvs、与利用预先设定的基准电压Vref而规定的第1阈值电压Vth1及第2阈值Vth2(＞Vth1)进行比较。
该比较器9在上述VS检测电压Vvs超过上述第2阈值Vth2时，将其输出反转为“高电平”，之后，在上述VS检测电压Vvs低于上述第1阈值电压Vth1时，将上述输出反转为“低电平”，即由所谓的施密特触发器/比较器构成。因此，上述比较器如图6所示的动作波形图那样，从上述VS检测电压Vvs超过上述第2阈值Vth2的时刻、到该VS检测电压Vvs低于上述第1阈值Vth1的时刻，持续输出“高电平”的输出信号CP。
也就是说，上述VS检测电压Vvs随着上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动而变动。在该VS检测电压Vvs超过上述第2阈值Vth2的时刻比由上述驱动信号DH确定的第2开关元件Q2的接通时刻要早的情况下，上述比较器9在上述VS检测电压Vvs超过上述第2阈值Vth2的时刻将其输出信号CP反转为“高电平”。
同样，在上述VS检测电压Vvs低于上述第1阈值Vth1的时刻比由上述驱动信号DL确定的第1开关元件Q1的接通时刻要早的情况下，上述比较器9在上述VS检测电压Vvs低于上述第1阈值Vth1的时刻将其输出信号CP反转为“高电平”。
另外，输入上述比较器9的输出信号CP并生成上述驱动信号DH、DL的上述驱动信号生成电路4例如如图7所示那样构成。也就是说，该实施方式2所涉及的上述驱动信号生成电路4具备第1或电路4p，该第1或电路4p对来自上述比较器9的输出信号CP、以及经过逆变器电路4o进行反转后的上述空载时间信号DT进行逻辑处理。此外，上述驱动信号生成电路4具备第2或电路4r，该第2或电路4r对经过逆变器电路4q进行反转后的上述输出信号CP、以及经过上述逆变器电路4o进行反转后的上述空载时间信号DT进行逻辑处理。然后，上述驱动信号生成电路4利用与电路4c对第1或电路4p的输出以及上述输出控制信号CO进行逻辑处理，生成上述驱动信号DH。另外，上述驱动信号生成电路4通过利用与电路4t对上述第2或电路4p的输出以及经过逆变器电路4s进行反转的上述输出控制信号CO进行逻辑处理，从而生成上述驱动信号DL。
根据如上述那样构成的驱动信号生成电路4，如图8中示出其动作波形图那样，在上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动量较少，不从上述比较器9提供上述输出信号CP时，该驱动信号生成电路4将与上述空载时间信号DT的下降同步的驱动信号DL、DH输出，并接通上述第1及第2开关元件Q1、Q2。
然而，在上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动量较少、从上述比较器9提供上述输出信号CP时，上述驱动信号生成电路4与上述输出信号CP而非上述空载时间信号DT的下降相同步地输出驱动信号DL。另外，上述驱动信号生成电路4与上述输出信号CP的上升相同步地输出驱动信号DH，分别接通上述第1及第2开关元件Q1、Q2。因此，根据采用上述结构的驱动控制电路A，能够根据上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动量，来恰当地调整上述第1及第2开关元件Q1、Q2的接通时刻。
其结果是，根据采用上述结构的开关电源装置1，与实施方式1相同，能够恰当地设定上述第1及第2开关元件Q1、Q2的接通时刻，而无关乎因其构成部件的长年变化、特性偏差而导致上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动。因此，能够极大地抑制上述开关元件Q1、Q2中的功率转换的无效时间，并能降低该开关元件Q1、Q2中的损耗，提高功率转换效率。
并且，通过电阻分压来对上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动量进行直接监视，在其变动量较大时，对上述第1及第2开关元件Q1、Q2的驱动信号DL、DH的输出时刻进行调整。因而，能以简易的结构来提高功率转换效率。因此，包含上述比较器9的驱动控制电路A的电路集成较容易，其实用性较大。此外，还能起到如下等效果：即、大幅度地缓和伴随着开关频率变高的上述空载时间信号的设计标准。
图9示出了本发明的实施方式3所涉及的开关电源装置的特征结构部分、即电平移位电路7及其周边电路的结构。本实施方式3的特征在于，利用串联连接的电容器C1、C2来对上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS进行电容分压并检测。然后，利用比较器9来对经过电容分压并检测出的VS检测电压Vvc、与利用预先设定的基准电压Vref而规定的第1阈值电压Vth1及第2阈值Vth2(＞Vth1)进行比较。
此外，上述电容器C2与放电用的电阻Rd并联连接。因此，由上述电容器C1、C2进行电容分压并检测出的VS检测电压Vvc如图10所示那样变化，跟随上述第1及第2开关元件Q1、Q2的导通、截止动作，并稳定于一定电压。尤其是，上述VS检测电压Vvc进行如下变化：伴随着上述第1及第2开关元件Q1、Q2的关断，从由上述电容器C1、C2的电容比确定的稳定状态进行变化后，恢复到上述稳定状态。然后，在上述动作基准电位VS发生变动的情况下，根据其变动量从上述稳定状态起的变化幅度变大。
将上述VS检测电压Vvc的变化幅度作为上述动作基准电位VS的变动量来检测的上述比较器9由与实施方式2所示的比较器9相同的施密特触发器/比较器构成。然后，该比较器9如图10示出其动作波形图那样，从经过电容分压并检测出的上述VS检测电压Vvc高于上述第2阈值Vth2的时刻、到该VS检测电压Vvc低于上述第1阈值Vth1的时刻，均输出“高电平”的输出信号CP。
也就是说，上述VS检测电压Vvc伴随着上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动而变动。然后，在上述VS检测电压Vvs高于上述第2阈值Vth2的时刻比由上述驱动信号DH确定的第2开关元件Q2的接通时刻要早的情况下，上述比较器9在上述VS检测电压Vvs高于上述第2阈值Vth2的时刻将其输出信号CP反转为“高电平”。
同样，在上述VS检测电压Vvs低于上述第1阈值Vth1的时刻比由上述驱动信号DL确定的第1开关元件Q1的接通时刻要早的情况下，上述比较器9在上述VS检测电压Vvc低于上述第1阈值Vth1的时刻将其输出信号CP反转为“高电平”。
输入上述比较器9的输出信号CP并生成上述驱动信号DL、DH的上述驱动信号生成电路4的结构与上述实施方式2所涉及的图7所示的上述驱动信号生成电路4相同。因此，在比较器9中，将上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS进行电容分压，并对由此获得的VS检测电压Vvc进行判断的情况下，也能获得与以上说明的实施方式2相同的效果。
然而，上述实施方式1～3适用于构建谐振型的逆变器的开关电源装置，但本发明也能同样适用于构建同步整流升压型整流器的开关电源装置。
图11是本发明的实施方式4所涉及的开关电源装置的简要结构图，该开关电源装置由同步整流升压型整流器构成。该同步整流升压型整流器具备第1开关元件Q1，该第1开关元件Q1通过电感器L与直流电压源相连接，并通过导通动作将电力储存入上述电感器L。此外，上述同步整流升压型整流器具备第2开关元件Q2，该第2开关元件Q2在上述第1开关元件Q1截止时进行导通动作，并利用该电感器L的谐振将储存在上述电感器L中的电力输送至输出电容器Cout，获得输出电压Vout。
上述第1及第2开关元件Q1、Q2与上述各实施方式相同，利用上述驱动控制电路A互补地进行导通、截止驱动。此外，在图11所示的同步整流升压型整流器中，利用分压电阻Ra、Rb对输出电压Vout进行分压并检测，并生成上述FB电压，利用例如由光电耦合器构成的反馈电路F将该FB电压反馈至上述驱动控制电路A。
由此，在构建同步整流升压型整流器的开关电源装置中，也需要在最佳时刻对开关元件Q1、Q2进行导通、截止驱动，提高功率转换效率，并在该基础上，使上述空载时间信号的脉冲宽度Tdt最优化。上述问题与构建上述谐振型逆变器的开关电源装置相同。因此，本实施方式中的驱动控制电路A也具备与上述实施方式1～3中示出的比较器9相同的窗口型或施密特触发型的比较器9而构成。此外，通过具备与上述比较器9对应构成的、如图3或图7所示那样构成的驱动信号生成电路4，来实现驱动控制电路A。
由此构成的开关电源装置中，利用上述比较器9来检测上述第2开关元件Q2的动作基准电位VS的变动量。然后，根据上述动作基准电位VS的变动量并利用上述驱动信号生成电路4来调整上述驱动信号DL、DH的输出时刻。由此，能最优化各上述各开关元件Q1、Q2的接通时刻。其结果是，能够极大地抑制上述开关元件Q1、Q2中的功率转换的无效时间，并能降低该开关元件Q1、Q2中的损耗，提高功率转换效率。因此，能起到与上述各实施方式相同的效果。
此外，本发明并不限于上述各实施方式。若开关电路例如利用上述驱动控制电路A交替地对低侧的第1开关元件Q1及高侧的第2开关元件Q2进行导通、截止驱动，从而获得电压控制输出，则就能同样适用本发明。具体而言，能广泛适用于驱动电动机的逆变器、升降压斩波电路、甚至适用于逆变器型荧光灯的驱动电路部、不间断电源装置(UPS)中的充放电电路部等的驱动控制电路中。
另外，对于设定于上述比较器9中的第1及第2阈值Vth1、Vth2，根据上述开关元件Q1、Q2的特性等决定即可。另外，当然也可以分别独立地设定上述第1及第2阈值Vth1、Vth2，而不基于基准电压Vref将上述第1及第2阈值Vth1、Vth2相关联地一并设定。此外，本发明可以在不脱离其主旨的范围内进行各种变形来实施。
标号说明
Q1第1开关元件
Q2第2开关元件
A驱动控制电路
Vos输出电压检测电路
1开关电源装置
2输出控制电路
3空载时间电路
4驱动信号生成电路
6驱动电路
7电平移位电路
7c,7d晶体管(MOS-FET)
9比较器
9a,9b模拟开关

Claims (6)

1.一种开关电源装置，其特征在于，具备：谐振型功率转换装置主体，该谐振型功率转换装置主体通过第1开关元件对直流输入电力进行开关动作并将其存储在电感器中，利用该电感器的谐振并通过第2开关元件将存储在所述电感器中的电力传送到输出电容器以获得直流输出电力；驱动控制电路，该驱动控制电路交替地对所述第1开关元件及所述第2开关元件进行导通驱动，从而使所述电感器谐振；以及反馈电路，该反馈电路检测出所述输出电容器的输出电压，将其检测信息反馈到所述驱动控制电路中来控制该驱动控制电路的动作，
所述驱动控制电路包括：
比较器，该比较器检测出所述第2开关元件的动作基准电位伴随着输入电压的变动而产生的变动；
输出控制电路，该输出控制电路生成脉冲宽度与从所述反馈电路反馈来的所述检测信息相对应的输出控制信号；
空载时间电路，该空载时间电路基于所述输出控制信号以所述第1开关元件及所述第2开关元件中的一个开关元件的关断时刻为基准，来生成规定另一个开关元件的接通时刻的空载时间信号；
驱动信号生成电路，该驱动信号生成电路对所述输出控制信号、所述空载时间信号及所述比较器的输出信号进行逻辑处理，从而分别生成分别对所述第1开关元件及所述第2开关元件的导通时间进行规定的第1驱动信号及第2驱动信号；
电平移位电路，该电平移位电路配合所述第2开关元件的动作基准电位来对所述第2驱动信号进行电平移位；以及
第1驱动电路及第2驱动电路，该第1驱动电路接受所述第1驱动信号，对所述第1开关元件进行驱动，该第2驱动电路接受经过所述电平移位电路进行了电平移位后的所述第2驱动信号，对所述第2开关元件进行驱动。
2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述谐振型功率转换装置主体由谐振型逆变器构成，
该谐振型逆变器包括：
串联谐振电路，该串联谐振电路通过电容器将绝缘变压器的一次绕组与直流电压源相连接，且由该绝缘变压器的漏电感与所述电容器形成；
第1开关元件，该第1开关元件由所述驱动控制电路来驱动，导通时将来自所述直流电压源的输入电压施加到所述串联谐振电路；
第2开关元件，该第2开关元件与所述串联谐振电路并联连接，在所述第1开关元件截止时由所述驱动控制电路来进行导通驱动，形成所述串联谐振电路的电流路径；以及
二极管及输出电容器，该二极管对所述绝缘变压器的二次绕组侧产生的电力进行整流，该输出电容器对经过该二极管进行了整流的电力进行平滑并将其输出。
3.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述谐振型功率转换装置主体由同步整流升压型整流器构成，
该同步整流升压型整流器包括：
第1开关元件，该第1开关元件经由谐振用电抗器与直流电压源相连接，由所述驱动控制电路来驱动，导通时将来自所述直流电压源的输入电压施加到所述谐振用电抗器；以及
第2开关元件，该第2开关元件在该第1开关元件截止时由所述驱动控制电路进行导通驱动，将存储在所述谐振用电抗器中的电能传送至输出电容器。
4.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述比较器是在所述第2开关元件的动作基准电位超过第1阈值时将其输出设为“高电平”、在所述第2开关元件的动作基准电位低于比所述第1阈值设定得要低的第2阈值时将其输出设为“低电平”的施密特触发型比较器，
所述输出信号生成电路由如下这样的逻辑电路构成：
在所述比较器的输出信号为“低电平”时，生成具有将所述空载时间信号的下降沿设为导通触发、将所述输出控制信号的上升沿设为截止触发的脉冲宽度的第1输出信号，并生成具有将所述比较器的输出信号的下降沿设为导通触发、将所述输出控制信号的上升沿设为截止触发的脉冲宽度的第2输出信号，
在所述比较器的输出信号为“高电平”时，生成具有将所述比较器的输出信号的上升沿设为导通触发、将所述输出控制信号的上升沿设为截止触发的脉冲宽度的第1输出信号，并生成具有将所述比较器的输出信号的下降沿设为导通触发、将所述输出控制信号的上升沿设为截止触发的脉冲宽度的第2输出信号。
5.如权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于，
所述电平移位电路具备对所述第2驱动信号进行上升及下降电平移位、并进行逻辑传送的第1MOS-FET及第2MOS-FET，
所述比较器利用根据所述第2驱动信号选择性地受到驱动的模拟开关，选择伴随着所述第2开关元件的动作基准电位的振动而发生变动的所述第1MOS-FET及所述第2MOS-FET中的一个MOS-FET的栅极电压，并将选择出的栅极电压与所述第1阈值及所述第2阈值进行比较，并使其输出反转。
6.如权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于，
所述比较器将对所述第2开关元件的动作基准电位进行电阻分压或电容分压后得到的电压与所述第1阈值及所述第2阈值进行比较，并使其输出反转。
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