CN101951151B - 一种双模的具有高轻负载效率的全集成高频降压电源 - Google Patents

Abstract

本发明属于电源技术领域，具体为一种双模的具有高轻负载效率的全集成高频降压电源。该电源由控制电路、功率管以及集成电感和滤波电容组成；其中，控制电路由误差放大器、锯齿波发生器、软启动电路、比较器、补偿电路、驱动和死区控制电路、高频电流检测电路、低压差线性稳压器检测电路、模式控制模块以及低压差线性稳压器组成。本发明通过对负载电流进行判断，选择最佳的工作模式，从而提高电源的工作效率，并能减小外围电路，降低成本；其高频特性也能很好的满足负载变换要求。

Description

一种双模的具有高轻负载效率的全集成高频降压电源

技术领域

本发明属于电源技术领域，具体涉及一种为低电压低功耗集成电路供电的具有高轻负载效率的全集成降压电源。

背景技术

随着现在电路集成度的提高，可以实现将低电压数字电路，高速数字电路，以及模拟射频电路集成在一块芯片上，因为各个模块所需要的工作电压是不同的，所以这种多模块芯片也就决定了需要对其进行多路电压供电。然而，这将大大增加I/O口的数目，从而增大面积以及成本。全集成降压电源不需要外部元件就能很好的进行电压转换，大大简化的封装的复杂度，具有高效率和低成本的优点，从而能很好的解决之前的问题；其次，低电压低功耗已经是现在研究的一个热点，为了减小功耗，需要的适当的时候让部分电路进行睡眠模式。本发明能相对同类高频直流-直流转换器大大提高其轻载时的效率，从而延长电池寿命。

发明内容

本发明的目的在于提供一种转换效率高、功耗低的高频降压电源。

本发明提供的高频降压电源，为一种双模、具有高轻负载效率的全集成高频降压电源，由控制电路、功率管以及集成电感和滤波电容组成，见图1所示。其中，控制电路由误差放大器1、锯齿波发生器4、软启动电路3、比较器2、补偿电路6、驱动和死区控制电路5、高频电流检测电路8、低压差线性稳压器检测电路9、模式控制模块10以及低压差线性稳压器7组成；输出电压经过电阻Rs1和电阻Rs2分压后连接到误差放大器1的负端，参考电压经过软启动电路3后连接到误差放大器1的正端，误差放大器1的输出和锯齿波信号分别连到比较器2的两端，产生脉冲信号送到驱动和死区控制电路5，以此控制功率管的栅极。补偿电路6跨接输出V_out和误差放大器1的输出端。功率管的漏极V_x与高频电流检测电路8连接。高频电流检测电路8与低压差线性稳压器电流检测电路9的输出均连接到模式控制模块10。模式控制模块10的输出分别连接到低压差线性稳压器7、驱动和死区控制电路5，进行模式控制。当电流检测电路检测到负载电流大于50毫安时，则选择进入模式一，即开关电源模式，而当电流检测电路检测到负载电流小于40毫安的时候则选择进入模式二，即低压差线性稳压器。其中10毫安为模式转换的裕量，以防止两种模式反复切换而造成电路振荡。

同时，本发明用一个简单的电流检测电路去检测负载电流。因为当电源工作在开关电源模式下时，其工作频率为二百五十兆赫兹，要检测这么高频的瞬态电流几乎是不可能的。其实，当负载电流减小到某一个值的时候，我们并不需要立刻跳变，因为即使电流减小，开关电源仍然是能正常工作的，所以为了降低电路的复杂性以及功耗，我们采用对Vx点信号进行积分来进行判断。其中，Vx的平均值等于输出电压加上电感寄生电阻乘以负载电流，因此Vx上就附带了负载电流信息。

本发明提出的双模的具有高轻负载效率的全集成高频降压电源，采用SMIC 0.13umCMOS 1P9M混合信号工艺条件设计，开关频率达到250MHz，功率电感值为4.3nH，输出电压滤波电容值为7nF，输入电压滤波电容值为4.3nF。输入电压标称值为1.2V，输出电压标称值为0.9V，输出最大电流为160mA，利用电路仿真软件对设计好的版图进行后仿结果表明：输入电压为1.2V，输出电压为0.9V时，电压纹波小于40mV，输出电流为100mA时的功率转化效率达到80％，即使负载电流只有10mA也能获得大于60％的效率，而其他同类产品在10mA负载下只能获得约为20％的效率。即使处于完全待机状态，即负载电流为零的情况下，其功耗仍然小于1毫瓦，而同类产品则需要大于10毫瓦功耗。当输出负载电流从40mA到160mA的阶跃跳变时，该直流-直流转换器的响应时间小于400ns，过冲电压小于0.09V。当输出负载电流从0mA到50mA的阶跃跳变时，该直流-直流转换器的响应时间小于3us，过冲电压约为0.08V。

附图说明

图1为本发明中的双模的具有高轻负载效率的全集成高频降压电源的整体结构框图。

图2为工作在开关电源下的电流检测电路。

图3为输出电流从40mA到160mA变化的输出电流输出电压变化曲线。

图4为输出电流从0mA到50mA变化的输出电流输出电压变化曲线。

图5为输出电流从30mA到100mA变化的输出电流输出电压变化曲线。

图6为输入电压为1.2V，输出电压为0.9时，功率转换效率随输出电流的变化关系曲线图。

具体实施方式

以下结合附图及实例对本发明进行详细说明。

如图1所示，双模的具有高轻负载效率的全集成高频降压电源，在同一个硅片上同时集成了直流-直流转换器，包括其所需要的降压电感和滤波电容以及低压差线性稳压器。

通过对电流检测模块对负载电流进行判断，选择最佳的工作模式，从而很好的提高电源的工作效率，特别是轻负载效率。这里，我们设定当电流检测电路检测到负载电流大于50毫安时，则选择进入模式一，即开关电源模式，而当电流检测电路检测到负载电流小于40毫安的时候则选择进入模式二，即低压差线性稳压器。其中10毫安为模式转换的裕量，以防止两种模式反复切换而造成电路振荡。其中，转换阈值是可以外部调整的。

模式一为重负载情况下，即负载电流在40mA到160mA之间，这时开关电源能获得更高的效率，因此使能开关电源而关闭低压差线性稳压器。在这里，因为频率太高无法采集瞬态的电感电流，因此我们采用了电压控制模式。输出电压通过分压电阻分压R_S1和R_S2分压后与参考电压V_ref分别输入到误差放大器的两个输入端，通过对误差信号进行放大之后与锯齿波进行比较，从而比较器输出开关频率下的一定占空比的信号。该占空比信号通过死区控制电路以及驱动电路分别控制两个功率管的开关，从而在每个周期对输出电容充放电。其中，软启动模块是为了防止刚上电的时候电感的电流过大。

模式二为轻负载情况，这时电路将会自动跳转到低压差线性稳压器模式。

如图2所示，为本发明所采用工作在高频开关电源模式下的电流检测电路8。

其中V_x为图1中电感L与开关功率管的连接处，为一占空比信号。通一个简单的无源积分网络(由对地电容C3和电阻R3组成)对该占空比信号积分，可以得到V_x的平均值V_avr。其中电阻R3的左端连接V_x点，右端分别连接对地电容C3和运算电阻R1。运算电阻R1左端连无源积分网络，右端分别连接误差放大器A1的负端和运算电阻R2。R2连接到误差放大器A1的输出端，并将误差放大器A1的输出V1连接到比较器的一端。比较器的另一端连接到Vx的参考电压产生模块。Vx的参考电压产生模块由误差放大器A2、MOS管M1、电阻Rref、参考电流源I1-I5以及相应的开关q1-q5组成。其中误差放大器A2的负端接输出电压Vout，正端连接MOS管M1的漏级，输出端连接到MOS管M1的栅极，以将MOS管M1的漏级电压V3钳位在Vout。Rref接在MOS管M1的漏级与参考电流源之间，通过调节与参考电流源I1-I5串联的相应的开关q1-q5可以调节参考电流的大小，从而调节V2的值。

通过运算放大可得：

$V_1=V_{\mathrm{out}}-\frac{R_2}{R_1}(V_{\mathrm{avr}}-V_{\mathrm{out}})$

V_avr＝V_x·DT＝V_out+I_load·R_ind

$V_1=V_{\mathrm{out}}-\frac{R_2}{R_1}\·I_{\mathrm{load}}\·R_{\mathrm{ind}}$

其中，D为占空比信号，T为工作周期，I_load为负载电流，R_ind为电感寄生电阻。可以看到，V₁上便携带了负载电流的信息。为了便捷的判断出现在的负载条件，我们这里构造另外一路与其形式相当的电路，如图1的V_x的参考电压产生电路。容易得到：

V₂＝V_out-R_refI_ref

这里，令

I_ref＝I_th/1000

其中，I_th为模式跳变的阈值电流。通过判断V₁和V₂的大小便可以判断出负载电流与阈值电流的大小关系。其中I_ref通过二进制开关可调。

如图3所示，为输出电流从40mA到160mA变化时的输出电流输出电压变化曲线。曲线(4.a)是输出电流的变化曲线，曲线(4.b)是输出电压的变化曲线，输出电流从40mA跳变到160mA，再从160mA跳变到40mA。可以看出，对于这样的输出电流跳变，输出电压的响应时间小于400ns，过冲电压小于0.09V，稳定时的输出电压的纹波小于40mV。

如图4所示，为输出电流从0mA到50mA变化时的输出电流输出电压变化曲线。曲线(5.a)是输出电流的变化曲线，曲线(5.b)是输出电压的变化曲线，输出电流从0跳变到50mA，再从50mA跳变到0mA。可以看出，对于这样的输出电流跳变，输出电压的响应时间小于3us，过冲电压小于0.09V，稳定时的输出电压没有纹波。

如图5所示，为输出电流从30mA到100mA变化时的输出电流输出电压变化曲线。曲线(6.a)是输出电流的变化曲线，曲线(6.b)是输出电压的变化曲线，输出电流从30mA跳变到100mA，再从100mA跳变到30mA。对于从重负载跳到轻负载时，模式不需要瞬态跳变，因为在低负载情况下开关电源仍然可以正常工作，但是在轻负载跳到重负载时，模式需要瞬态跳变，因为低压差线性稳压器的最大输出电流受限。其中，当从重负载跳到轻负载时，输出电压的响应时间小于50ns，过冲电压小于0.06V；当从轻负载跳到重负载时，输出电压的响应时间小于200ns，过冲电压小于0.16V。

如图6所示，为输入电压1.2V，输出电压0.9V，双模电源效率随输出电流变化的曲线图。曲线横坐标是输出电流，在1mA到150mA范围内变化；纵坐标是功率转换效率。图中标注了单独采用开关电源的效率，单独采用低压差线性稳压器的效率以及本发明所采用结果的效率。可以看到采用本发明的结构，可以同时结合开关电源重负载时高效率，更宽的输出电流范围，以及低压差线性稳压器在低负载情况下高效率低纹波的优点。

本发明提出的双模的具有高轻负载效率的全集成高频降压电源，具有高转换效率，低输出电压纹波，并且在同一个硅片上同时集成了直流-直流转换器以及低压差线性稳压器包括所需的电感电容。通过对负载电流进行判断，选择最佳的工作模式，从而很好的提高电源的工作效率，特别是轻负载效率。该电源采用SMIC 0.13um CMOS 1P9M混合信号工艺条件，所占用的芯片面积小于4平方毫米。开关频率为250MHz，功率电感值为4.3nH，输出滤波电容值为7nF，输入滤波电容值为4.3nF。输入电压标称值为1.2V，输出电压标称值为0.9V，输出电流最大值为160mA。利用电路仿真软件模拟结果表明：输入电压为1.2V，输出电压为0.9时，电压纹波小于40mV，输出电流为100mA时的功率转换效率达到79.84％，即使输出电流为1mA，转换效率也接近50％。当输出电流小于40mA时，工作在低压差线性稳压器模式，当输出电流大于40mA时，工作在开关电源模式，当输出负载电流从0mA到50mA的阶跃变化时，响应时间小于3us，过冲电压小于0.09V。当输出负载电流从40mA到160mA的阶跃变化时，响应时间小于400ns，过冲电压小于0.09V。当输出负载电流从30mA到100mA的阶跃变化时，能自动进行模式切换，其中，当从重负载跳到轻负载时，输出电压的响应时间小于50ns，过冲电压小于0.06V；当从轻负载跳到重负载时，输出电压的响应时间小于200ns，过冲电压小于0.16V。

本发明提出的单片集成的直流-直流转换器大大减小了电源芯片的整体体积，同时其转换效率又能明显高于低压差线性稳压源LDO的理想转换效率。本发明提出的高频直流-直流转换器对于负载变化和输入电压变化的快速响应时间，又能满足电源芯片的快速负载变化的要求。

Claims (2)

1.一种双模的具有高轻负载效率的全集成高频降压电源，其特征在于由控制电路、功率管以及集成电感和滤波电容组成；其中，控制电路由误差放大器(1)、锯齿波发生器(4)、软启动电路(3)、比较器(2)、补偿电路(6)、驱动和死区控制电路(5)、高频电流检测电路(8)、低压差线性稳压器检测电路(9)、模式控制模块(10)以及低压差线性稳压器(7)组成；输出电压经过电阻Rs1和电阻Rs2分压后连接到误差放大器(1)的负端，参考电压经过软启动电路(3)后连接到误差放大器(1)的正端，误差放大器(1)的输出和锯齿波信号分别连到比较器(2)的两端，产生脉冲信号送到驱动和死区控制电路(5)以此控制功率管的栅极；补偿电路(6)跨接输出V_out和误差放大器(1)的输出端；功率管的漏极V_x与高频电流检测电路(8)连接；高频电流检测电路(8)与低压差线性稳压器电流检测电路(9)的输出均连接到模式控制模块(10)，模式控制模块(10)的输出分别连接到低压差线性稳压器(7)、驱动和死区控制电路(5)，进行模式控制。

2.根据权利要求1所述的高频降压电源，其特征在于：所述的高频电流检测电路(8)，通一个由对地电容C3和电阻R3组成的无源积分网络对Vx占空比信号积分，得到V_x的平均值V_avr，其中电阻R3的左端连接V_x点，右端分别连接对地电容C3和运算电阻R1；运算电阻R1左端连无源积分网络，右端分别连接第一误差放大器(A1)的负端和运算电阻R2；运算电阻R2连接到第一误差放大器(A1)的输出端，并将第一误差放大器(A1)的输出V1连接到比较器的一端；比较器的另一端连接到Vx的参考电压产生模块；Vx的参考电压产生模块由第二误差放大器(A2)、第一MOS管(M1)、电阻Rref、参考电流源I1-I5以及相应的开关q1-q5组成；其中第二误差放大器(A2)的负端接输出电压Vout，正端连接第一MOS管(M1)的漏级，输出端连接到第一MOS管(M1)的栅极，以将第一MOS管(M1)的漏级电压V3钳位在Vout；电阻Rref接在第一MOS管(M1)的漏级与参考电流源之间，通过调节与I1-I5串联的相应的开关q1-q5调节参考电流的大小，从而调节V2的值，通过比较V1和V2的值便能得到跳变的阈值电压。

Images