CN115833581A - 升压变换器及驱动其高侧开关管的驱动电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种升压变换器及驱动其高侧开关管的驱动电路。驱动电路包括：输入电压检测模块，用于通过检测升压变换器的输入电压产生一输入电压检测信号；振荡器，用于产生一时钟信号；逻辑模块，用于接收输入电压检测信号、时钟信号以及一脉宽调制信号，并根据三者产生一控制信号；以及高位驱动模块，用于根据控制信号产生驱动高侧开关管的上管驱动信号，其中，当输入电压大于预设电压时，高位驱动模块在电感电流放电阶段的至少部分时间使得高侧开关管处于弱导通或者关断状态，从而改变了开关节点和电感电流的波形，使得开关节点的电压在部分时间里大于输出电压，解决了当输入电压接近输出电压时低侧开关管的占空比过小的问题。
Description
技术领域
本发明涉及电源技术领域，更具体地，涉及一种升压变换器及驱动其高侧开关管的驱动电路。
背景技术
在电子系统中已经广泛地使用开关变换器，用于产生内部电路模块或者负载所需的工作电压和电流。开关变换器采用功率开关管控制输入端向输出端的电能传输，因而可以在输出端提供恒定的输出电压和/或输出电流。在开关变换器中，基于纹波的恒定导通时间控制方法具有良好的轻载效率、快速的瞬态响应和易于实现的优点，因而近年来得到广泛的应用。
图1为现有技术的一种非同步整流升压变换器的示意性电路图。如图1所示，升压变换器100包括开关管Q1、电感器Lx、整流管D1、误差放大器EA和控制电路110。其中，电感器Lx的第一端与输入电压Vin连接，其第二端与开关管Q1的漏极连接，开关管Q1的源极接地。整流管D1的阳极连接至电感器Lx与开关管Q1的公共端，整流管D1的阴极与输出电压Vout连接。误差放大器EA具有同相输入端和反相输入端，其同相输入端用于接收一参考电压VREF，其反相输入端用于接收输出电压Vout的反馈电压VFB。示例的，可以通过电阻R1和R2构成的分压网络获得输出电压Vout的反馈电压VFB。误差放大器EA用于获得反馈电压VFB与参考电压VREF之间的误差电压Vea。控制电路110用于根据该误差电压Vea控制开关管Q1的导通和关断，以实现电压转换。升压变换器100还包括输入电容Ci和输出电容Co，分别用于输入电压Vin和输出电压Vout的整流滤波。
在非同步整流升压变换器100中，开关管Q1的开关占空比D＝(Vout+Vd-Vin)/(Vout+Vd)，其中Vd表示整流管D1的正向压降。当输入电压Vin逐渐接近输出电压Vout时，开关管Q1的开关占空比D会越来越小，当Vin＝Vout+Vd时，此时开关管Q1的开关占空比D＝0，导致电路无法正常工作，因此非同步整流升压变换器100的输入电压Vin范围受到开关占空比的限制，无法在接近输出电压Vout的情形下工作。
图2为现有技术的一种同步整流升压变换器的示意性电路图。如图2所示，升压变换器200包括开关管Q1(又称为低侧开关管)、开关管Q2(又称为高侧开关管)、电感器Lx、误差放大器EA和控制电路110。其中，电感器Lx的第一端与输入电压Vin连接，其第二端与低侧开关管Q1的漏极连接，低侧开关管Q1的源极接地。高侧开关管Q2的漏极连接至电感器Lx与低侧开关管Q1的公共端，高侧开关管Q2的源极与输出电压Vout连接。误差放大器EA具有同相输入端和反相输入端，其同相输入端用于接收一参考电压VREF，其反相输入端用于接收输出电压Vout的反馈电压VFB。示例的，可以通过电阻R1和R2构成的分压网络获得输出电压Vout的反馈电压VFB。误差放大器EA用于获得反馈电压VFB与参考电压VREF之间的误差电压Vea。控制电路110用于根据该误差电压Vea控制低侧开关管Q1和高侧开关管Q2的导通和关断，以实现电压转换。升压变换器200还包括输入电容Ci和输出电容Co，分别用于输入电压Vin和输出电压Vout的整流滤波。
对于理想的同步整流升压变换器，低侧开关管Q1的开关占空比D＝(Vout-Vin)/Vout。对于非理想的同步整流升压变换器，低侧开关管Q1的开关占空比D＝(Vout+Vf-Vin)/(Vout+Vf)，其中Vf表示高侧开关管Q2的正向压降。当输入电压Vin逐渐接近输出电压Vout时，低侧开关管Q1的开关占空比D会越来越小，当Vin＝Vout+Vf时，此时低侧开关管Q1的开关占空比D＝0，导致电路无法正常工作，因此非同步整流升压变换器200的输入电压Vin范围也受到开关占空比的限制，无法在接近输出电压Vout的情形下工作。
由上述可知，现有技术的升压变换器100和200的输入电压Vin都受到开关占空比D的限制，无法拓展到非常接近输出电压Vout。例如，假设低侧开关管Q1的最小导通时间为Tmin，开关周期为T，那么现有的升压变换器稳定工作的最大输入电压Vin_max＝(1-Tmin/T)×Vout。通常情况下，输出电压Vout和开关周期T是固定的，因此升压变换器稳定工作的最大输入电压Vin_max主要受到低侧开关管Q1的最小导通时间Tmin的限制，无法非常接近输出电压Vout。
此外，当输入电压Vin逐渐接近输出电压Vout时，低侧开关管Q1的占空比减小，此时低侧开关管Q1的导通时间将变得非常的短，对电路的电流采样电路的要求将非常高，容易发生振荡，导致电路无法稳定的工作。
为了解决上述的问题，本领域亟需要一种新型的升压变换器。
发明内容
鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种升压变换器及驱动其高侧开关管的驱动电路，可在输入电压和输出电压接近时无需减小电路的开关占空比，使得电路能够提供稳定的供电，提高升压变换器的整体效率。
根据本发明的一方面，提供了一种用于驱动升压变换器的高侧开关管的驱动电路，包括：输入电压检测模块，用于通过检测所述升压变换器的输入电压产生一输入电压检测信号；振荡器，用于产生一时钟信号；逻辑模块，用于接收所述输入电压检测信号、所述时钟信号以及一脉宽调制信号，并根据三者产生一控制信号；以及高位驱动模块，用于根据所述控制信号产生驱动所述高侧开关管的上管驱动信号，其中，当所述输入电压大于预设电压时，所述高位驱动模块在电感电流放电阶段的至少部分时间使得所述高侧开关管处于弱导通或者关断状态。
可选的，当所述输入电压大于所述预设电压时，所述上管驱动信号的驱动周期至少具有第一至第三驱动时段，在所述第一驱动时段，所述高侧开关管处于关断状态；在所述第二驱动时段，所述高侧开关管处于弱导通或关断状态；在所述第三驱动时段；所述高侧开关管处于强导通状态。
可选的，当所述输入电压大于所述预设电压时，所述高位驱动模块在所述第二驱动时段向所述高侧开关管提供的栅极电压略大于所述高侧开关管的导通阈值，以使得所述高侧开关管处于弱导通状态。
可选的，所述逻辑模块根据所述时钟信号的高电平时间设置所述第二驱动时段的时长。
可选的，当所述输入电压大于所述预设电压时，所述振荡器用于在之后的多个开关周期中逐渐增大所述时钟信号的高电平时间。
可选的，所述振荡器在多个开关周期中逐渐增大所述时钟信号的高电平时间的过程中，保持部分开关周期的时钟信号的高电平时间相等。
可选的，所述逻辑模块包括：一与门，其具有用于接收所述输入电压检测信号的第一输入端，用于接收所述时钟信号的第二输入端以及输出端；以及一或门，其具有用于与所述与门的输出端连接的第一输入端，用于接收所述脉宽调制信号的第二输出端以及用于输出所述控制信号的输出端。
根据本发明的另一方面，提供了一种升压变换器，包括：高侧开关管和低侧开关管，所述高侧开关管的源极与输出电压连接，所述高侧开关管的漏极与所述低侧开关管的漏极连接，二者的公共端形成开关节点，所述低侧开关管的源极接地；电感器，其第一端与输入电压连接，其第二端与所述开关节点连接；误差放大器，用于将所述输出电压的反馈电压与参考电压进行比较，以获得二者之间的误差电压；控制电路，用于根据所述误差信号生成控制所述高侧开关管和所述低侧开关管导通和关断的脉宽调制信号；以及上述的驱动电路，用于根据所述脉宽调制信号驱动所述高侧开关管。
可选的，所述升压变换器还包括：衬底控制电路，用于将所述输入电压和所述输出电压进行比较，并根据比较结果控制所述高侧开关管的衬底偏置。
可选的，当所述输入电压小于等于所述输出电压时，所述衬底控制电路控制所述高侧开关管的衬底与源极连接，当所述输入电压大于所述输出电压时，所述衬底控制电路控制所述高侧开关管的衬底与漏极连接。
可选的，所述驱动电路还用于根据检测到的输出电流控制所述高侧开关管的栅极电压，以调整所述高侧开关管的正向压降。
本发明实施例的升压变换器及驱动其高侧开关管的驱动电路中，该驱动电路在输入电压接近输出电压的过程中，通过控制高侧开关管的栅极电压，使得高侧开关管在电感电流放电阶段的部分时间处于弱导通或者关断状态，从而改变了开关节点和电感电流的波形，使得开关节点的电压在部分时间里大于输出电压，解决了当输入电压接近输出电压时低侧开关管的占空比过小的问题，使得系统可以正常工作。
进一步的，本发明的驱动电路在输入电压接近输出电压的过程中，在多个开关周期逐渐增大高侧开关管的弱导通或关断时间，从而达到增大低侧开关管的导通时间的目的，避免了低侧开关管的导通时间过小造成无法电流采样，而引起的系统不稳定的问题，进一步提高了系统的稳定性。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为现有技术的一种非同步整流升压变换器的示意性电路图；
图2为现有技术的一种同步整流升压变换器的示意性电路图；
图3为本发明实施例的一种同步整流升压变换器的示意性电路图；
图4为本发明实施例的一种同步整流升压变换器的驱动电路的示意性电路图；
图5为本发明实施例的同步整流升压变换器的一种示意性波形图；
图6为本发明实施例的同步整流升压变换器的另一种示意性波形图；
图7a-7c分别为本发明实施例的同步整流升压变换器在不同负载条件下的示意性波形图。
具体实施方式
以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，可能未示出某些公知的部分。
应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
本发明可以各种形式呈现，以下将描述其中一些示例。
图3为本发明实施例的一种同步整流升压变换器的示意性电路图。如图3所示，升压变换器300包括开关管Q1(又称为低侧开关管)、开关管Q2(又称为高侧开关管)、电感器Lx、误差放大器EA、控制电路310、驱动电路320和衬底控制电路330。
其中，低侧开关管Q1和高侧开关管Q2的漏极彼此连接，二者的公共端形成开关节点SW，低侧开关管Q1的源极接地，高侧开关管Q2的源极与输出电压Vout连接。电感器Lx的第一端与输入电压Vin连接，其第二端与开关节点SW连接。
升压变换器300还包括输入电容Ci和输出电容Co，输入电容Ci的第一端与输入电压Vin连接，其第二端接地，用于对输入电压Vin的整流滤波，输出电容Co的第一端与输出电压Vout连接，其第二端接地，用于对输出电压Vout的整流滤波。
误差放大器EA具有同相输入端和反相输入端，其同相输入端用于接收一参考电压VREF，其反相输入端用于接收输出电压Vout的反馈电压VFB。示例的，可以通过电阻R1和R2构成的分压网络获得输出电压Vout的反馈电压VFB。误差放大器EA用于获得反馈电压VFB与参考电压VREF之间的误差电压Vea。控制电路110用于根据该误差电压Vea生成控制低侧开关管Q1和高侧开关管Q2的导通和关断的脉宽调制信号PWM。驱动电路320用于根据所述脉宽调制信号PWM产生用于驱动高侧开关管Q2的上管驱动信号HS_ON，以控制高侧开关管Q2的栅极电压。
其中，所述驱动电路320还用于在输入电压Vin接近输出电压Vout时，通过控制高侧开关管Q2的栅极电压，使得高侧开关管Q2在电感电流放电阶段的部分时间处于弱导通状态或者关断状态，从而改变开关节点SW和电感电流的波形，使得开关节点SW的电压大于或部分时间大于输出电压Vout一个电压值ΔVout，使得系统可以正常工作。
具体的，所述上管驱动信号HS_ON具有驱动周期，当输入电压Vin大于预设电压时，该驱动周期至少具有第一至第三驱动时段。在第一驱动时段，所述高侧开关管Q2处于关断状态，由于高侧开关管Q2与低侧开关管Q1互补工作，因此在第一驱动时段低侧开关管Q1处于导通状态；在第二驱动时段，所述高侧开关管Q2处于弱导通或关断状态，此时低侧开关管Q1处于关断状态；在第三驱动时段，所述高侧开关管Q2处于强导通状态，此时低侧开关管Q1处于关断状态。由上述描述可知，整个开关周期T＝T1+T2+T3，T1-T3分别表示第一至第三驱动时段，根据伏秒平衡原理，可以得到Vin×T1＝Vout×(T2+T3)+ΔVout×T2，此时如果第二驱动时段T2比较大，则低侧开关管Q1的导通时间T1会相应的增加，对电流采样电路的要求将会降低，可以减小设计难度，通过合理设置，使得当输入电压Vin接近甚至等于输出电压Vout时电路可以正常工作。
衬底控制电路330用于控制高侧开关管Q2的衬底偏置，当输入电压Vin小于等于输出电压Vout时，衬底控制电路330控制高侧开关管Q2的衬底与源极连接；当输入电压Vin大于输出电压Vout时，衬底控制电路330控制高侧开关管Q2的衬底与漏极连接。
在本发明中，由于开关占空比D＝(Vout+Vf-Vin)/(Vout+Vf)，所以通过驱动电路320来控制高侧开关管Q2的栅极电压可以控制其正向压降Vf，从而控制了开关占空比D，使得当输入电压Vin接近(甚至于大于)输出电压Vout时，电路的开关占空比D不至于等于零，保证电路能正常工作。此外，高侧开关管Q2的电阻损耗等于Io*Vf，驱动电路320通过根据检测到的输出电流Io来控制高侧开关管Q2的栅极电压，可以减小高侧开关管Q2的正向压降Vf，降低电路损耗，提高电路的整体效率。
图4为本发明实施例的一种同步整流升压变换器的驱动电路的示意性电路图。如图4所示，驱动电路320包括输入电压检测模块321、振荡器322、逻辑模块和高位驱动模块325。
其中，输入电压检测模块321用于通过检测升压变换器的输入电压Vin产生一输入电压检测信号Vsen。振荡器322用于产生一大占空比的时钟信号CLK。逻辑模块用于接收所述输入电压检测信号Vsen、时钟信号CLK和脉宽调制信号PWM，并根据三者产生一控制信号。具体的，逻辑模块包括与门323和或门324，与门323具有第一输入端和第二输入端，其第一输入端用于接收所述输入电压检测信号Vsen，第二输入端用于接收所述时钟信号CLK。或门324具有第一输入端和第二输入端，其第一输入端与与门323的输出端连接，其第二输入端用于接收所述脉宽调制信号PWM，其输出端用于提供所述控制信号。高位驱动模块325用于根据所述控制信号产生驱动所述高侧开关管Q2的上管驱动信号HS_ON。
图5为本发明实施例的同步整流升压变换器的一种示意性波形图。在图5中分别示出了输入电压Vin、输入电压检测信号Vsen、脉宽调制信号PWM、电感电流ILx、开关节点电压VSW、时钟信号CLK和上管驱动信号HS_ON的电压波形。
如图5所示，当输入电压Vin小于预设电压时，输入电压检测信号Vsen为低电平，此时上管驱动信号HS_ON仅包括两个驱动时段，例如，当脉宽调制信号PWM为高电平时，低侧开关管处于导通状态，高侧开关管处于关断状态，电感电流ILx处于充电阶段；当脉宽调制信号PWM处于低电平时，低侧开关管处于关断状态，高侧开关管处于导通状态，电感电流ILx处于放电阶段。进一步的，图5中的Ton表示低侧开关管的导通时间，Toff表示高侧开关管的关断时间。
进一步的，当输入电压Vin大于预设电压时，输入电压检测信号Vsen翻转为高电平，此时上管驱动信号HS_ON的驱动周期具有三个驱动时段，例如，当低侧开关管处于导通时间Ton时，上管驱动信号HS_ON处于第一驱动时段T1，此时，高侧开关管处于关断状态；当低侧开关管处于关断时间Toff时，上管驱动信号HS_ON包括第二驱动时段T2和第三驱动时段T3，在第二驱动时段T2，高侧开关管处于弱导通或关断状态，在第三驱动时段T3，高侧开关管处于强导通状态，从而可以改变开关节点电压VSW和电感电流ILx的波形，使得开关节点电压VSW在第二驱动时段T2比输出电压Vout大一个电压ΔVout，保证当输入电压Vin逐渐接近输出电压Vout的过程中低侧开关管的导通时间Ton不至于变得特别小，系统可以正常工作。
图6为本发明实施例的同步整流升压变换器的另一种示意性波形图。在进一步的实施例中，当输入电压Vin大于预设电压时，所述振荡器在之后的多个开关周期中逐渐增大所述时钟信号CLK的高电平时间，来达到在输入电压Vin接近输出电压Vout的过程中逐渐增大低侧开关管的导通时间Ton的目的，避免低侧开关管的导通时间Ton太小造成的系统不稳定的问题。进一步的，所述振荡器在多个开关周期中逐渐增大所述时钟信号CLK的高电平时间的过程中，保持部分开关周期的时钟信号的高电平时间相等，达到分段控制第二驱动时段T2的时长的目的。例如，可以在电路中设置三个预设电压，当输入电压Vin大于第一预设电压时，第一输入电压检测信号Vsen1翻转为高电平，此时上管驱动信号HS_ON采用三个驱动时段T1-T3进行控制，同时第二驱动时段T2具有第一时长；当输入电压Vin大于第二预设电压时，第二输入电压检测信号Vsen2翻转为高电平，此时增大第二驱动时段T2的时间达到第二时长，在之后的多个开关周期中，第二驱动时段T2保持为第二时长；当输入电压Vin大于第三预设电压时，第三输入电压检测信号Vsen3翻转为高电平，此时继续增大第二驱动时段T2的时间达到第三时长。更进一步的，可以通过调整振荡器中的等效电阻的方式来逐渐增大时钟信号CLK的高电平时间，达到分段控制或线性控制第二驱动时段T2的时长的目的。
图7a-7c分别为本发明实施例的同步整流升压变换器在不同负载条件下的示意性波形图。其中，图7a为本发明实施例的同步整流升压变换器在轻负载条件下的波形示意图，图7b为本发明实施例的同步整流升压变换器在正常负载条件下的波形示意图，图7c为本发明实施例的同步整流升压变换器在重负载条件下的波形示意图。如图7a-7c所示，本发明实施例的升压变换器在输入电压接近输出电压的情况下采用分段开关高侧开关管的方案。示例的，驱动电路在电感电流放电的第二驱动时段向高侧开关管提供略大于晶体管的导通阈值的栅极电压(例如Vgs＝0.5V)，使其工作于弱导通状态，在第三驱动时段向高侧晶体管提供远大于晶体管的导通阈值的栅极电压(例如Vgs＝2V)，使其工作于强导通状态，可以极大地提高系统在重负载条件下的效率。
综上所述，本发明实施例的升压变换器及驱动其高侧开关管的驱动电路中，该驱动电路在输入电压接近输出电压的过程中，通过控制高侧开关管的栅极电压，使得高侧开关管在电感电流放电阶段的部分时间处于弱导通或者关断状态，从而改变了开关节点和电感电流的波形，使得开关节点的电压在部分时间里大于输出电压，解决了当输入电压接近输出电压时低侧开关管的占空比过小的问题，使得系统可以正常工作。
进一步的，本发明的驱动电路在输入电压接近输出电压的过程中，在多个开关周期逐渐增大高侧开关管的弱导通或关断时间，从而达到增大低侧开关管的导通时间的目的，避免了低侧开关管的导通时间过小造成无法电流采样，而引起的系统不稳定的问题，进一步提高了系统的稳定性。
在以上的描述中，对公知的结构要素和步骤并没有做出详细的说明。但是本领域技术人员应当理解，可以通过各种技术手段，来实现相应的结构要素和步骤。另外，为了形成相同的结构要素，本领域技术人员还可以设计出与以上描述的方法并不完全相同的方法。另外，尽管在以上分别描述各实施例，但是这不意味着各个实施例中的措施不能有利地结合使用。
依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。
Claims (11)
1.一种用于驱动升压变换器的高侧开关管的驱动电路，包括：
输入电压检测模块，用于通过检测所述升压变换器的输入电压产生一输入电压检测信号；
振荡器，用于产生一时钟信号；
逻辑模块，用于接收所述输入电压检测信号、所述时钟信号以及一脉宽调制信号，并根据三者产生一控制信号；以及
高位驱动模块，用于根据所述控制信号产生驱动所述高侧开关管的上管驱动信号，
其中，当所述输入电压大于预设电压时，所述高位驱动模块在电感电流放电阶段的至少部分时间使得所述高侧开关管处于弱导通或者关断状态。
2.根据权利要求1所述的驱动电路，当所述输入电压大于所述预设电压时，所述上管驱动信号的驱动周期至少具有第一至第三驱动时段，在所述第一驱动时段，所述高侧开关管处于关断状态；在所述第二驱动时段，所述高侧开关管处于弱导通或关断状态；在所述第三驱动时段；所述高侧开关管处于强导通状态。
3.根据权利要求2所述的驱动电路，其中，当所述输入电压大于所述预设电压时，所述高位驱动模块在所述第二驱动时段向所述高侧开关管提供的栅极电压略大于所述高侧开关管的导通阈值，以使得所述高侧开关管处于弱导通状态。
4.根据权利要求2所述的驱动电路，其中，所述逻辑模块根据所述时钟信号的高电平时间设置所述第二驱动时段的时长。
5.根据权利要求4所述的驱动电路，其中，当所述输入电压大于所述预设电压时，所述振荡器用于在之后的多个开关周期中逐渐增大所述时钟信号的高电平时间。
6.根据权利要求5所述的驱动电路，其中，所述振荡器在多个开关周期中逐渐增大所述时钟信号的高电平时间的过程中，保持部分开关周期的时钟信号的高电平时间相等。
7.根据权利要求1所述的驱动电路，其中，所述逻辑模块包括：
一与门，其具有用于接收所述输入电压检测信号的第一输入端，用于接收所述时钟信号的第二输入端以及输出端；以及
一或门，其具有用于与所述与门的输出端连接的第一输入端，用于接收所述脉宽调制信号的第二输出端以及用于输出所述控制信号的输出端。
8.一种升压变换器，包括：
高侧开关管和低侧开关管，所述高侧开关管的源极与输出电压连接，所述高侧开关管的漏极与所述低侧开关管的漏极连接，二者的公共端形成开关节点，所述低侧开关管的源极接地；
电感器，其第一端与输入电压连接，其第二端与所述开关节点连接；
误差放大器，用于将所述输出电压的反馈电压与参考电压进行比较，以获得二者之间的误差电压；
控制电路，用于根据所述误差信号生成控制所述高侧开关管和所述低侧开关管导通和关断的脉宽调制信号；以及
权利要求1-7任一项所述的驱动电路，用于根据所述脉宽调制信号驱动所述高侧开关管。
9.根据权利要求8所述的升压变换器，其中，还包括：
衬底控制电路，用于将所述输入电压和所述输出电压进行比较，并根据比较结果控制所述高侧开关管的衬底偏置。
10.根据权利要求9所述的升压变换器，其中，当所述输入电压小于等于所述输出电压时，所述衬底控制电路控制所述高侧开关管的衬底与源极连接，
当所述输入电压大于所述输出电压时，所述衬底控制电路控制所述高侧开关管的衬底与漏极连接。
11.根据权利要求8所述的升压变换器，其中，所述驱动电路还用于根据检测到的输出电流控制所述高侧开关管的栅极电压，以调整所述高侧开关管的正向压降。
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