CN105391298B - 开关转换器控制 - Google Patents

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Abstract

本发明的各个实施例涉及开关转换器控制。公开了一种用于操作开关功率转换器的装置和方法。在一个实施例中，电路包括开关功率转换器，该开关功率转换器具有：半桥，包括连接至低侧半导体开关的高侧半导体开关；以及电感器，耦合至半桥输出节点。该电路进一步包括：控制电路，配置为生成驱动信号，以导通和断开高侧半导体开关和低侧半导体开关，其中生成驱动信号以保证在低侧开关的断开与后续的高侧开关的导通之间的死区时间，并且其中当在切换之时电感器电流为负时，死区时间设置为第一值，而当在该切换之时电感器电流为正时，死区时间设置为小于第一值的第二值。

Description

开关转换器控制
技术领域
本公开涉及开关转换器和开关模式电源领域。
背景技术
开关模式电源(SMPS)被普遍使用，并且逐渐取代由变压器和线性稳压器组成的“经典”电源。SMPS使用开关功率转换器将一个电压(例如，由电池提供的DC电压)转换为另一个电压，该另一个电压可以用作用于电气装置或电子电路的电源电压。例如，开关功率转换器广泛用于将例如12V的较高电池电压转换为例如3.3V的更低电压。需要这种低电压来给用在汽车或移动装置(诸如，移动电话、便携式计算机等)中的数字电路系统和信号处理器供电。
在许多应用中，期望在遍及宽的输出电流范围内实现高能量转换效率。在高输出电流下，损耗的主要原因是在开关功率转换器中使用的半导体开关(功率晶体管)的导通状态电阻。导通状态电阻与功率晶体管的有源面积基本上呈反比。对于具体应用，可以针对给定的期望导通状态电阻、或者针对期望能量转换效率，来计算最小芯片面积。
一般而言，更大的晶体管(具有更大的有源面积)具有更低的导通状态电阻，并且因此允许对于高输出电流的更高的能量转换效率。然而，更大的晶体管引起更高的固有电容，其对能量转换效率有负面影响。在低输出电流下，损耗的主要原因是功率晶体管的固有电容的充电和放电。结果，电路设计者面临目标冲突，这是由于在高输出电流下(即，在全负载下)的高能量转换效率不利于在低输出电流下(即，在轻负载下)的高能量转换效率；并且许多电路大多数时候在低电流下(待机、节电模式等)操作。
对于具有同步整流器的开关转换器，在低侧开关的断开与随后的高侧开关的导通(反之亦然)之间的死区时间也与功率损耗有关，并且由此，现代驱动器电路可以控制开关功率转换器的操作，从而使得所提及的死区时间(接近)处于最小。然而，需要最小死区时间来避免桥臂贯通(cross-conduction)。
发明内容
描述了一种用于控制开关功率转换器的操作的控制电路。开关功率转换器包括：高侧半导体开关和低侧半导体开关，高侧半导体开关和低侧半导体开关连接为形成半桥；以及电感器，耦合至半桥的输出节点。根据本发明的一个示例，控制电路配置为生成驱动信号以根据给定控制规则切换这两个高侧半导体开关和低侧半导体开关导通和断开。生成驱动信号以保证在低侧开关的断开与后续的高侧开关的导通之间的死区时间。当在切换之时电感器电流为负时，死区时间设置为大于或等于第一值；而当在切换之时电感器电流为正时，死区时间设置为小于第一值的第二值。
低侧半导体开关可以由低侧晶体管和并联耦合至该低侧晶体管的辅助晶体管组成。根据本发明的另一示例，控制电路配置为：生成驱动信号以根据给定控制规则切换高侧半导体开关和低侧晶体管导通和断开，以在以下模式中的至少一种模式下操作开关功率转换器：连续导通模式(CCM)和不连续导通模式(DCM)。当在CCM下时，生成驱动信号以保证在低侧晶体管的断开与后续的高侧开关的导通之间的死区时间。当在切换之时电感器电流为负时，死区时间设置为大于或等于第一值，而当在切换之时电感器电流为正时，死区时间设置为小于第一值的第二值。可替代地，当在DCM下操作并且电感器电流基本为零时，生成驱动信号以导通辅助晶体管达给定时间间隔，由此使电感器电路变为负。生成驱动信号以保证在辅助晶体管的断开与后续的高侧开关的导通之间的为大于或等于第一值的死区时间。
此外，描述了一种用于操作开关功率转换器的方法。功率转换器包括：高侧半导体开关和低侧半导体开关，高侧半导体开关和低侧半导体开关连接为形成半桥；以及电感器，耦合至半桥的输出节点。根据本发明的一个示例，该方法包括：生成驱动信号以根据给定控制规则切换高侧半导体开关和低侧半导体开关导通和断开。生成驱动信号以保证在低侧开关的断开与后续的高侧开关的导通之间的死区时间。当在切换之时电感器电流为负时，死区时间设置为大于或等于第一值，以及当在切换之时电感器电流为正时，死区时间设置为小于第一值的第二值。
附图说明
参照以下附图和说明可以更好地理解本发明。在图中的部件并不一定是按比例绘制而成，而是将重点放在图示本发明的原理上。而且，在图中类似的附图标记表示对应的部分。在图中：
图1图示了包括具有同步整流器的降压转换器的一个示例性开关模式电源(SMPS)电路；
图2图示了在图1的电路中使用的低侧晶体管的模型，其中通过使用电容器电阻器串联电路来对寄生电容和电阻建模；
图3包括定时图，其图示了图1的降压转换器的半导体开关的栅极信号；
图4包括定时图，其图示了图1的降压转换器的当在连续电流模式(CCM)下操作时的半导体开关的栅极电压和漏极-源极电压和电感器电流；
图5包括定时图，其图示了图1的降压转换器的当在不连续电流模式(DCM)下操作时的半导体开关的栅极电压和漏极-源极电压和电感器电流；
图6包括定时图，其图示了图1的降压转换器的当根据一个实施例在不连续电流模式(DCM)下操作时的半导体开关的栅极电压和漏极-源极电压和电感器电流；
图7图示了包括具有同步整流器的降压转换器的开关模式电源(SMPS)电路的另一示例性实施例；以及
图8包括定时图，其图示了图7的降压转换器的当根据一个实施例在不连续电流模式(DCM)下操作时的半导体开关的栅极电压和漏极-源极电压和电感器电流。
具体实施方式
图1示出了包括降压转换器的开关模式电源(SMPS)电路，作为开关功率转换器和控制器电路10的图示示例。降压转换器包括两个半导体开关THS、TLS，这两个半导体开关连接为形成半桥。因此，半导体开关THS(高侧开关)连接在施加有输入电压VIN的输入端子IN与半桥输出节点之间。半导体开关TLS(低侧开关)连接在半桥输出节点与耦合有参考电位VGND(接地电位)的接地端子GND之间。半桥输出节点经由电感器LOUT耦合至功率转换器输出端子OUT，并且输出电容器电连接在输出端子与参考电位VGND之间以缓冲设置在输出端子OUT处的输出电压VOUT。
在本示例中，半导体开关THS和TLS实施为功率MOS场效应晶体管(MOSFET)。晶体管THS和TLS的漏极-源极电流路径串联连接为形成上面提及的半桥。晶体管THS和TLS的栅极电极连接至控制器电路10，该控制器电路10配置为控制开关功率转换器的开关操作。控制器10也可以供应有输入电压VDD并且耦合至接地端子GND。然而，可以使用不同的电源电压来操作控制器10。取决于实施在控制器10中的控制规则，可以向控制器反馈一个或者多个反馈信号。例如，可以将存在于半桥输出节点处的电压VSW(或者，表示该电压的任何信号)反馈至控制器10。如果是用于控制功率转换器的开关操作，那么可以将表示电感器电流iL和输出电压的另一些信号反馈至控制器10。此处，稍后论述控制规则，即，控制器10的功能性。
与SPMS电路的性能有关的一个重要参数是能量转换效率η，能量转换效率η可以通过输出功率POUT与输入功率PIN之比计算得到：
η＝POUT/PIN＝(VOUT/VIN)·(iOUT/iIN).
在许多应用中，根据给定设置点来调节输出电压，并且VOUT/VIN之比不会发生太大变化。然而，输出电流iOUT可以在较大范围内变动，并且能量转换效率不是恒定的而是取决于输出电流iOUT。然而，设计目标是在遍及完整输出电流范围内实现良好的效率。
负载(在图1中由连接在输出端子OUT与接地GND之间的电阻器RL表示)在正常操作期间可以汲取标称输出iOUT电流，并且在待机模式或者节电模式下可以汲取最小电流。因此，从SMPS汲取的最小输出电流可以只是标称输出电流的小部分(例如，小于1每密尔)。
对于高输出电流，能量转换效率主要通过在开关功率转换器中使用的晶体管THS和TLS的导通状态电阻RON确定。由于由(非零的)导通状态电阻RON导致的功率损耗与电阻RON基本成比例，所以将晶体管THS和TLS设计为具有低得足以实现期望的(高)能量转换效率的导通状态电阻。低导通状态电阻通常要求大有源晶体管面积(例如，由对有源晶体管面积有贡献的大量晶体管单元组成的晶体管)，而大晶体管具有高寄生电容。这些寄生电容在图1中针对低侧晶体管也进行了图示。因此，寄生电容CDS存在于晶体管TLS的漏极与源极之间。即，具有电容CDS的寄生电容器并联耦合至晶体管TLS的漏极-源极电流路径。另一寄生电容CDS存在于晶体管TLS的栅极与漏极之间。
对于低输出电流，能量转换效率主要通过由寄生电容的充电和放电导致的功率损耗确定。被包括在功率MOSFET中的场板结构也对寄生电容有贡献。场板的电容CFP具有串联电阻RFP，并且因此，耦合在晶体管TLS的漏极与源极之间的电容器(电容CFP)和电阻器(电阻RFP)的串联电路，作为场板的存在的模型。最后，在图1中图示了栅极-源极电容CGS以及固有反向二极管DR。虽然在图1中未明确示出，但是在高侧晶体管THS中也存在所有这些寄生元件。
图2图示了用于图1的低侧晶体管TLS的等同电路。用并联耦合至晶体管TLS的漏极-源极电流路径的有效电容器COSS和有效串联电阻器ROSS的串联电路，替代寄生部件CGD、CDS、CFG和RFP。可以看出，如果晶体管TLS断开并且在半桥输出节点处的电压VSW为低，那么可以经由两个不同的电流路径对电容器COSS充电。首先，如果电感器电流iL为负(在图2中的箭头指示针对正电感器电流的电流流动方向)，那么可以通过电感器电流iL对电容器COSS充电。其次，一旦启动高侧晶体管THS，立刻可以经由高侧晶体管THS的漏极-源极电流路径对电容器COSS充电。这两种充电机制在发生在充电期间的损耗方面有所不同，并且对可实现的能量转换效率具有一些影响。然而，这些充电机制的细节将稍后论述。
造成可以导致整体能量转换效率降低的损耗的另一原因是在半桥的一个开关的禁用(断开)(即，高侧开关THS的断开)与随后的半桥的另一开关的启动(导通)(即，低侧开关TLS的导通)之间的死区时间(延迟时间)。在图3中标为TDEL的该死区时间期间，电流通过固有反向二极管(见在图1中的二极管DR)，而非晶体管的MOS沟道。由于在反向二极管DR中的功率损耗的影响，可以将现代控制器电路(见图1，控制器电路10)设计为将延迟时间最小化，因此延迟时间极短并且在几纳秒范围内。然而，不能将死区时间TDEL减小到零以便避免通过晶体管半桥的桥臂贯通。即，在图1中示出的控制器电路10可以配置为：在避免通过半桥的桥臂贯通的同时，将死区时间值调节为尽可能短。该最小死区时间值在开关功率转换器的整个操作期间并不一定是恒定的，而是可以取决于转换器的操作状态，例如取决于连接至功率转换器输出的负载，而变动。
如上面所阐释的，可以由用于功率转换器的现代控制器电路来实现的最小死区时间TDEL有利于避免在低侧开关TLS的固有反向二极管中的损耗。然而，短死区时间对于在对由在图2中的电容器表示COSS的寄生电容器充电时发生的损耗可以具有负面影响。
再次参照图2和图3。当在t1时刻处断开低侧开关TLS时，在启动高侧开关THS之前，可以通过负电感器电流iL对由电容器COSS表示的寄生电容充电(其中电感器用作电流源)，或者，在启动高侧开关THS之后(在时间t1’处)，可以经由高侧开关THS通过输入电压源(提供了输入电压VIN)对由电容器COSS表示的寄生电容充电。当在CCM下操作时，负电感器电流iL发生，并且，输出电流iOUT低于电感器电流iL的峰到峰电流iLPP的一半(也见图4的底部图)。当在时间t1处断开低侧开关TLS时，唯一可供电感器电流iL使用的电流路径是经由(寄生)电容器COSS，并且由此，电感器LOUT(大约用作电流源)对电容器COSS充电。这种充电机制仅仅具有一点损耗。然而，一旦启动高侧开关THS，就经由通过高侧开关THS的电流进一步对电容器COSS充电。在这种情况下，电流充电电容器COSS明显更高，并且在输入电压源与电容COSS之间的电流路径中的电阻中发生较高损耗。一种简单的近似法得出在CCM下操作期间在每个开关周期中的损耗EC，EC＝COSS·VIN 2/2。在针对更高负载电流而被优化的系统中，通常的死区时间TDEL如此之短，以至于由于负电感器电流的累积而存储在电容器COSS中的电荷几乎可以忽略不计。
为了避免所提及的在每个开关周期中的损耗EC，控制器10可以配置为保证：当电感器电流iL在CCM下为负时，将在时刻t1与t1’之间的延迟时间设置为高得足以使在半桥输出节点(见图2)处的电压VSW上升到接近VIN+VDR的值，其中VDR表示高侧开关THS(在图1中未示出)的固有本体二极管(反向二极管)的前向电压。例如，如果输入电压VIN为VIN＝12V，那么设置死区时间TDEL＝t1’-t1，从而使得负电感器电流iL可以对电容器COSS充电，直到电压VSW达到VIN+VDR＝12.7V。这种条件为死区时间限定了最小值。例如，使(短)标准死区时间至少加倍，以允许负电感器电流iL对电容器COSS充电。在一个详细观察示例中，如果在CCM期间是负电感器电流iL，那么已经将接近5纳秒的标准最小延迟时间增加到20纳秒。在不增加短标准死区时间的情况下，电容器COSS主要经由从输入电压源经由高侧开关THS到电容器COSS的低电感电流路径被充电，其中电压VSW迅速上升并且在低侧开关TLS的漏极-源极电压VDSLS(等于电压VSW)中发生明显过冲，随后发生阻尼振荡(振铃)，其中在振荡(振铃)期间耗散了大部分能量。这种情况在图4的第四定时图(从顶部数起)中进行了图示，图4图示了低侧开关随时间的漏极-源极电压VDSLS。当如上面所阐释的增加死区时间时，可以明显减少过冲和振荡，并且由此可以提高能量转换效率。
图4的定时图图示了针对低输出电流iOUT(iOUT<iLPP/2)在CCM下发生在图1的开关功率转换器中的栅极-源极电压VGHS、VGLS、漏极-源极电压VDSHS、VDSLS和电感器电流iL。以固定频率fSW导通和断开半导体开关。即，用脉冲宽度调制栅极信号(栅极电压VGHS、VGLS)驱动开关转换器，其中栅极-源极电压信号VGHS、VGLS彼此基本相反(除了未在图4中示出的死区时间TDEL)。在时刻t1处，断开低侧晶体管TLS并且(在短延迟时间之后)导通高侧晶体管THS。相应的栅极电压VGLS、VGHS具有对应的高-低和低-高转换(见图4的第一定时图和第二定时图)。在时刻t2处，再次断开高侧晶体管THS并且导通低侧晶体管TLS。结果，高侧晶体管THS的漏极-源极电压VDSHS在时刻t1处从接近VIN下降到接近零并且在时刻t2处再次上升到VIN。相似地，低侧晶体管TLS的漏极-源极电压VDSLS在时刻t1处从接近零上升到接近VIN并且在时刻t2处再次下降到零。如上面已经论述的，明显的过冲和振铃(振荡)可以发生在电压信号VDSLS中的上升沿处。
如所提及的，过度的过冲和振荡现象在低输出电流时尤其成问题。当在轻负载(小输出电流)下操作功率转换器时，由对电容器COSS(在每个开关周期中)充电导致的损耗，是对总损耗有贡献的重要部分并且由此对能量转换效率具有重要影响。该问题可以通过用电感器电流iL对寄生电容器(由COSS电容器表示，见图2)预充电来缓解。当在禁用低侧开关TLS之时电感器电流iL(在图4中是时刻t1)为负时，这种预充电是可能的，并且，在输出电流iOUT低于电感器电流的峰到峰值iLPP的一半(iOUT<iLPP/2)的时刻，电感器电流iL将为负。这种情况在图4的底部图中进行了图示。
对电容器COSS预充电一般会需要比在低侧晶体管的断开之间的“正常”延迟时间(见在图2中的死区时间TDEL)更多的时间。为了允许对电容器COSS预充电(并且为了避免由不完全预充电导致的损耗)，开关功率转换器的控制器10(见图1)可以配置为检测在断开低侧开关TLS之前电感器电流iL是否变为负。当检测到电感器电流的符号发生变化并且在断开低侧开关TLS之时电感器电流iL为负时，控制器10可以在低侧晶体管TLS的断开与后续的高侧晶体管THS的导通之间使用增加的延迟时间TDEL。即，与当电感器电流iL的符号不发生变化时(即，在更高的输出电流下)使用的短延迟时间(例如，5ns)相比，增加了延迟时间(例如，增加到20ns)。当控制器10然后检测到(在另一开关周期中)电感器电流iL尚未改变符号并且在断开低侧开关TLS之时(再次)为正时，使用正常(短)延迟时间。
如上面所论述的，负电感器电流iL通常发生于当在连续导通模式(CCM)下操作功率转换器并且由功率转换器供电的负载的电流消耗为低时。在CCM下，通常以恒定的开关频率来操作功率转换器，并且根据脉冲宽度调制(PWM)信号来导通和断开功率半导体开关(见图1，开关THS、TLS)。然而，许多SMPS使用当输出电流iOUT为低时将操作模式改变为不连续电流模式(DCM)的控制器(见图1，控制器10)。在DCM下，高侧开关THS(见图1)处于导通达预限定持续时间(脉冲宽度)，并且改变开关频率(脉冲频率)来维持在设置点处的输出电压VOUT。这种类型的调制称为脉冲频率调制(PFM)。这些操作模式(PWM/CCM、PFM/DCM)是众所周知的，由此，此处不再进一步更加详细论述。然而，对于此处描述的实施例，必须考虑的是，在DCM下，电感器电流iL从其峰值下降到接近零，并且不明显进一步降至负值。因此，在无进一步修改的情况下，在DCM下，不可能通过使用负电感器电流对寄生电容器COSS(见图2)预充电。图5的定时图图示了存在于图1的开关转换器中的当按常规在DCM下操作时的信号。图6图示了当根据一个示例性实施例操作开关转换器时相同信号的定时图。
图5的定时图图示了在DCM下发生在图1的开关功率转换器中的栅极-源极电压VGHS、VGLS、漏极-源极电压VDSHS、VDSLS和电感器电流iL的波形。将栅极-源极电压VGHS和VGLS设置到高电平以导通相应的开关，并且重新设置到低电平以断开相应的开关(见图5，第一定时图和第二定时图)。导通高侧开关THS(见在图5中的时刻t1和t4)达限定的导通时间TON或者直到电感器电流达到限定的峰值iLP(从接近零安培斜升)。电感器电流的对应波形在图5的底部图中进行了图示。在时刻t2处，断开高侧开关THS并且导通低侧开关TLS。结果，电感器电流开始斜降，直到其在时刻t3处达到零。当电感器电流达到零时，也断开低侧开关TLS，并且由开关THS和TLS形成的半桥呈高阻抗状态。当在时刻t4处周期时间TPFM已经过去时，导通高侧开关THS，并且下一个开关周期开始。
当半桥处于高阻抗状态(都断开)时，由于寄生电容和电感的影响，漏极-源极电压VDSHS和VDSLS振荡。然而，这些振动不会导致明显的损耗。与CCM(见图4)相似，低侧开关TLS的漏极-源极电压VDSLS(对应于电压VSW，见图1)在时刻t1处，即当启动(导通)高侧开关THS时，展现出强过冲和振荡。该过冲和随后的振荡出于与上面相对于图4已经论述过的在CCM下的原因相同的原因而发生。因此，负电感器电流iL不可用于对寄生电容器COSS预充电，并且结果，过冲和振荡刚好发生于在电压VDSLS中的上升沿之后。可以缓解由过冲和随后的振荡导致的问题(即，由此产生的损耗)，并且可以通过在DCM下控制开关转换器从而完成与前面论述的情况(CCM)相似的预充电，来减少由此产生的损耗。
为了实现在DCM下对寄生电容器COSS预充电，使电感器电流iL在刚好在导通高侧开关THS的时刻t1前的短时间间隔期间变为负。可以使负电感器电流iL在时刻t1前短暂地(重新)启动低侧开关TLS，如图6所示(见在图6的第二定时图中的虚线)。将在低侧开关TLS的断开与高侧开关THS的导通(在时刻t1处)之间的死区时间TDEL(也见图2)选择为使得寄生电容器COSS可以按照上面相对于CCM所论述的相同方式从电感器LOUT累积足够的电荷。
与图5相似，图6的定时图图示了在DCM下发生在图1的开关功率转换器中的栅极-源极电压VGHS、VGLS、漏极-源极电压VDSHS、VDSLS和电感器电流iL的波形。与图5的示例不同，在低侧开关TLS的栅极电压信号VGLS中包括了附加脉冲(在图6的第二图中的虚线)。这些附加脉冲先于启动高侧开关THS的时刻t1和t4(与在图6的顶部图中的栅极电压信号VGHS相比较)。在图6的示例中，附加脉冲开始于时刻t1x和t4x，并且具有脉冲宽度TP。结果，电感器电流iL在t1x与t1之间以及在t4x和t4之间的时间间隔期间降为负值。当在导通高侧开关THS之前再次短暂地断开低侧开关TLS时，负电感器电流iL(见图6的底部图)以较低的损耗对寄生电容器COSS(见图1和图2)充电。将在低侧开关TLS的断开(时间t1y和t4y)与高侧开关THS的导通之间的剩余死区时间TDEL设置为长得足以允许将电容器COSS充电到电压VIN+VDR，如上面针对CCM所阐释的。如上面所提及的，这种情况为死区时间TDEL限定了最小值。
当在时刻t1x和t1y之间启动低侧开关TLS时(见图6，第二和第四定时图)，不必启动功率MOSFET的形成低侧开关的所有晶体管单元。而是，可以启动晶体管单元中的仅仅小部分(例如，接近3％)，以便避免由于对栅极充电而导致的不必要损耗。可替代地，可以使用小辅助开关TAUX，小辅助开关TAUX的漏极-源极电流路径并联耦合至功率MOSFET的形成低侧开关TLS的漏极-源极电流路径。这种情况在图7中进行了图示，图7与图1的示例基本相同，不同之处在于其包括所提及的辅助开关TAUX并且已经用有效电容器COSS和有效电阻器ROSS替代了寄生电容器和电阻器，如相对于图2所阐释的。在图7的示例中，控制器电路10和辅助开关TAUX示出为单独的部件。然而，辅助开关TAUX可以容易地集成在控制器电路10中。控制器电路(具有或者不具有辅助开关)可以设置在集成在单个芯片封装体中的一个或者多个半导体裸片中。由此，可以将操作开关转换器所需的电路系统设置在一个装置(芯片)中。
图8包括与图6相似的定时图。因此，图8图示了在DCM下发生在图7的开关功率转换器中的栅极-源极电压VGHS、VGLS和VGAUX、漏极-源极电压VDSHS、VDSLS和电感器电流iL的波形。在图8中示出的波形与之前在图6中示出的波形相同，不同之处在于，如在图6的第二图中的虚线绘出的附加脉冲不是被包括在低侧开关TLS的栅极电压信号VGLS中，而是被包括在施加至辅助开关TAUX的栅极的单独栅极信号VGAUX中(见图7)。这些附加脉冲先于启动高侧开关THS的时刻t1和t4(与在图8的顶部图中的栅极电压信号VGHS相比较)。在本示例中，附加脉冲开始于时刻t1x和t1x，并且具有脉冲宽度TP。结果，电感器电流iL在t1x与t1之间以及在t4x和t4之间的时间间隔期间降为负值。当在导通高侧开关THS之前再次短暂地断开辅助开关TAUX时，负电感器电流iL(见图8的底部图)以较低的损耗对寄生电容器COSS(见图1和图2)充电。将在辅助开关TAUX的断开(时间t1y和t4y)与高侧开关THS的导通之间的剩余死区时间TDEL设置为长得足以允许将电容器COSS充电到电压VIN+VDR，如上面针对CCM所阐释的。从本质上讲，功率转换器按照与图6所描述的相同方式操作，不同之处在于，低侧开关TLS的操作“分布”在低侧开关TLS(其为与高侧开关THS类似的功率晶体管)与辅助开关TAUX之间，该辅助开关TAUX的负载电流路径(漏极-源极路径)并联连接至低侧开关TLS。
虽然已经描述了本发明的各个实施例，但是对于本领域的普通技术人员而言显而易见的是，在本发明的范围内，许多更多的实施例和实施方式是可能的。因此，本发明仅受所附权利要求书及其等同物的限制。对于由上面描述的部件或者结构(组件、装置、电路、系统等)执行的各种功能，除非另有指示，否则用于描述这种部件的术语(包括提及“装置(means)”)旨在对应于执行所描述部件的特定功能的任何部件或者结构(例如，功能上等同)，即使不与执行在此处图示的本发明的示例性实施方式中的功能的所公开结构在结构上等同。

Claims (22)

1.一种电路，包括：
开关功率转换器，包括：
半桥，包括连接至低侧半导体开关的高侧开关；以及
电感器，耦合至半桥输出节点；以及
控制器，配置为生成驱动信号，以切换所述高侧开关和所述低侧半导体开关导通和断开以用于在连续导通模式CCM中操作所述开关功率转换器；
其中生成所述驱动信号以保证在所述低侧半导体开关的断开与后续的所述高侧开关的导通之间的死区时间，并且
其中，在CCM中，当在切换之时电感器电流为负时，所述死区时间设置为第一值，而当所述电感器电流在所述切换之时为正时，所述死区时间设置为小于所述第一值的第二值。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述控制器还被配置为生成驱动信号以在不连续导通模式DCM操作所述开关功率转换器。
3.根据权利要求2所述的电路，其中所述控制器进一步配置为：当所述控制器在所述CCM下操作所述开关转换器时，检测所述电感器电流是否为负，并且当已经检测到所述电感器电流为负时，将所述死区时间设置为所述第一值。
4.根据权利要求3所述的电路，其中所述控制器进一步配置为：当已经检测到所述电感器电流为正时，将所述死区时间设置为所述第二值。
5.根据权利要求2所述的电路，其中所述控制器进一步配置为：当所述控制器在所述DCM下操作所述开关转换器、并且所述电感器电流基本为零时，生成驱动信号以导通所述低侧半导体开关达给定时间间隔，由此使所述电感器电流变为负。
6.根据权利要求2所述的电路，其中所述低侧半导体开关是由多个晶体管单元组成的晶体管，并且其中所述控制器进一步配置为：当所述控制器在所述DCM下操作所述开关转换器、并且所述电感器电流基本为零时，生成驱动信号以导通所述低侧半导体开关的部分所述晶体管单元达给定时间间隔，由此使所述电感器电流变为负。
7.根据权利要求2所述的电路，其中所述低侧半导体开关包括晶体管和并联耦合至所述晶体管的辅助开关，并且其中所述控制器进一步配置为：当所述控制器在所述DCM下操作所述开关转换器、并且所述电感器电流基本为零时，生成驱动信号以导通所述辅助开关达给定时间间隔，由此使所述电感器电流变为负。
8.根据权利要求7所述的电路，其中所述辅助开关和所述控制器集成在相同的半导体裸片或者相同的芯片封装体中。
9.根据权利要求7所述的电路，其中在所述辅助开关的所述断开与后续的所述高侧开关的所述导通之间的所述死区时间设置为所述第一值。
10.根据权利要求1所述的电路，其中所述开关功率转换器为降压转换器。
11.根据权利要求1所述的电路，其中所述控制器配置为：在避免通过所述半桥的桥臂贯通的同时，将所述第二值调节为尽可能短。
12.一种电路，包括：
开关功率转换器，包括：
半桥，包括连接至低侧半导体开关的高侧开关，其中所述低侧半导体开关包括低侧晶体管和辅助晶体管，并且其中所述辅助晶体管并联耦合至所述低侧晶体管；
电感器，耦合至半桥输出节点；以及
控制器，配置为生成驱动信号，以切换所述高侧开关和所述低侧晶体管导通和断开，以在以下模式中的至少一种模式下操作所述开关转换器：连续导通模式CCM和不连续导通模式DCM，
其中当在所述CCM下操作时，生成所述驱动信号以保证在所述低侧晶体管的断开与后续的所述高侧开关的导通之间的死区时间，
其中当在切换之时电感器电流为负时，所述死区时间设置为第一值，而当所述电感器电流在所述切换之时为正时，所述死区时间设置为小于所述第一值的第二值，或者
其中当在所述DCM下操作、并且所述电感器电流基本为零时，生成驱动信号以导通所述辅助晶体管达给定时间间隔，由此使所述电感器电流变为负，其中生成所述驱动信号以保证在所述辅助晶体管的断开与后续的所述高侧开关的导通之间的为所述第一值的死区时间。
13.一种操作开关功率转换器的方法，所述开关功率转换器包括：半桥，包括连接至低侧半导体开关的高侧开关；以及电感器，耦合至半桥输出节点，所述方法包括：
生成驱动信号，以切换所述高侧开关和所述低侧半导体开关导通和断开以用于在以下模式中的至少一种模式下操作所述开关功率转换器：连续导通模式CCM和不连续导通模式DCM，
其中生成所述驱动信号以保证在所述低侧半导体开关的断开与后续的所述高侧开关的导通之间的死区时间，并且
其中当以CCM操作时，当在切换之时电感器电流为负时，所述死区时间设置为第一值，而当所述电感器电流在所述切换之时为正时，所述死区时间设置为小于所述第一值的第二值。
14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括当所述开关功率转换器在所述CCM下操作时，检测所述电感器电流是否为负，并且当已经检测到所述电感器电流为负时，将所述死区时间设置为所述第一值。
15.根据权利要求14所述的方法，进一步包括当已经检测到所述电感器电流为正时，将所述死区时间设置为所述第二值。
16.根据权利要求13所述的方法，进一步包括当所述开关功率转换器在所述DCM下操作、并且所述电感器电流基本为零时，生成驱动信号以导通所述低侧半导体开关达给定时间间隔，由此使所述电感器电流变为负。
17.根据权利要求13所述的方法，其中所述低侧半导体开关是由多个晶体管单元组成的晶体管，所述方法进一步包括当所述开关功率转换器在所述DCM下操作、并且所述电感器电流基本为零时，生成驱动信号以导通所述低侧半导体开关的部分所述晶体管单元达给定时间间隔，由此使所述电感器电流变为负。
18.根据权利要求13所述的方法，其中所述低侧半导体开关包括晶体管和并联耦合至所述晶体管的辅助开关，所述方法进一步包括当所述开关功率转换器在所述DCM下操作、并且所述电感器电流基本为零时，生成驱动信号以导通所述辅助开关达给定时间间隔，由此使所述电感器电流变为负。
19.根据权利要求13所述的方法，进一步包括在避免通过所述半桥的桥臂贯通的同时，将所述第二值调节为尽可能短。
20.一种电路，包括：
开关功率转换器，包括：
半桥，包括连接至低侧半导体开关的高侧开关；以及
电感器，耦合至半桥输出节点；以及
控制器，配置为生成驱动信号，以切换所述高侧开关和所述低侧半导体开关导通和断开以用于在非连续导通模式DCM中操作所述开关功率转换器；
其中，在DCM中，所述控制器还被配置为在电感器电流基本上为零时，生成驱动信号以导通所述低侧半导体开关或与所述低侧半导体开关并联耦合的辅助开关达给定时间间隔，由此使得所述电感器电流变为负，其中导通包括将所述低侧半导体开关或所述辅助开关从断开切换为导通。
21.根据权利要求20所述的电路，其中所述低侧半导体开关是包括多个晶体管单元的晶体管，并且其中所述控制器还被配置为在所述控制器以所述DCM操作所述开关转换器并且在所述电感器电流基本上为零时生成驱动信号以导通所述低侧半导体开关的所述晶体管单元的一部分达给定时间间隔，由此使得所述电感器电流变为负。
22.根据权利要求20所述的电路，其中所述驱动信号被生成为保证在所述低侧半导体开关的断开与所述高侧开关的后续的导通之间的死区时间，并且其中在电感器电流在切换之时为负时，所述死区时间设置为第一值，而当所述电感器电流在所述切换之时为正时，所述死区时间设置为小于所述第一值的第二值。
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