CN117546398A - 降压转换器中的零电压切换 - Google Patents

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CN117546398A CN202280043494.4A CN202280043494A CN117546398A CN 117546398 A CN117546398 A CN 117546398A CN 202280043494 A CN202280043494 A CN 202280043494A CN 117546398 A CN117546398 A CN 117546398A
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Abstract

本文中公开了降压转换器中的零电压切换。电流反向路径与续流二极管并联电耦合。电流反向路径可以被配置为在切换循环的子间隔期间对电感器进行反向通电。

Description

降压转换器中的零电压切换
相关申请的交叉引用
该申请要求于2021年6月18日提交的申请号为63/212,470的美国临时申请的权益，该美国临时申请的全部内容通过引用并入本文。
技术领域
本发明涉及降压转换器(BUCK converter)中的零电压切换，并且更具体地涉及使用续流二极管(freewheeling diode)的降压转换器中的零电压切换。
背景技术
诸如蜂窝电话、膝上型电脑等许多电子设备由源自电源的直流(dc)电力供电。传统的壁式插座(wall outlet)通常递送高压交流(ac)电力，该高压交流电力需要被转换为经调节的直流电力以便被用作消费性电子设备的电力源。开关模式功率转换器——也被称为开关模式电源(switch mode power supply，SMPS)——由于其效率高、尺寸小且重量轻而常被用来将高压交流电力(或高压输入直流电力)转换为经调节的输出直流电力。
许多电子设备具有多个负载，并且需要多于一个直流电源以便运行。例如，音频电子设备可以具有以五伏特运行的系统部件以及以十二伏特运行的音频部件。在这些应用中，多输出功率转换器将输入电力转换为多个直流电力输出，以向多个负载中的每个提供经调节的直流电力。
在一个应用中，降压转换器——也被称为步降转换器(step-downconverter)——可以被用来将高电压(比如大于一百伏特)下的输入电力转换降到较低的电压。在这些应用中，降压转换器可以在以下若干模式中的一个下运行：连续传导模式(continuous conduction mode，CCM)、边界传导模式(boundary conduction mode，BCM)和/或不连续传导模式(discontinuous conduction mode，DCM)。
附图说明
参考以下附图描述了降压转换器中的零电压切换的非限制性和非穷举性实施方案，其中除非另有说明，否则相同的参考数字在所有各个视图中指代相同的部分。
图1A例示了根据一个实施方案的包括降压转换器的功率转换器系统。
图1B例示了根据一个实施方案的包括电流反向路径的降压转换器。
图1C例示了根据另一个实施方案的包括电流反向路径的降压转换器。
图2例示了根据本文的教导的切换循环期间的波形。
图3A例示了根据一个实施方案的在切换循环的子间隔期间的电感器电流路径。
图3B例示了根据一个实施方案的在该切换循环的子间隔期间的电感器电流路径。
图3C例示了根据一个实施方案的在该切换循环的子间隔期间的电感器电流路径。
图3D例示了根据一个实施方案的在该切换循环的子间隔期间的电感器电流路径。
图3E例示了根据一个实施方案的在该切换循环的子间隔期间的电感器电流路径。
图4例示了根据一个实施方案的在切换循环期间的零电压切换的概念流程图。
图5对根据一个实施方案的在切换循环期间的波形进行比较。
在附图的所有若干视图中，对应的参考字符指示对应的部件。技术人员将理解，附图中的元件是为了简化和清楚而例示的，并且不一定按比例绘制。例如，附图中的一些元件的尺寸可能相对于其他元件被夸大，以帮助改善对本文的教导的各实施方案的理解。此外，通常未描绘在商业上可行的实施方案中有用的或必要的常见但容易理解的元件，以便于较不妨碍对降压转换器中的零电压切换的这些各实施方案的查看。
具体实施方式
在以下描述中，阐述了许多具体细节，以提供对降压转换器中的零电压切换的透彻理解。然而，对于本领域普通技术人员将明了的是，不需要采用具体细节来实践本文的教导。在其他情况下，未详细描述众所周知的材料或方法，以避免模糊本公开内容。
贯穿本说明书提及“一个实施方案(one embodiment)”、“一实施方案(anembodiment)”、“一个实施例(one example)”或“一实施例(an example)”意味着，结合该实施方案或实施例描述的具体特征、结构或特性被包括在降压转换器中的零电压切换的至少一个实施方案中。因此，贯穿本说明书在各个地方出现的短语“在一个实施方案中”、“在一实施方案中”、“一个实施例”或“一实施例”不一定全指代相同的实施方案或实施例。此外，具体特征、结构或特性可以在一个或多个实施方案或实施例中以任何合适的组合和/或子组合进行组合。具体特征、结构或特性可以被包括在集成电路、微控制器、数字信号处理器、电子电路、组合逻辑电路或提供所描述的功能的其他合适的部件中。另外，应理解，随此提供的附图用于向本领域普通技术人员进行解释的目的，并且附图——包括波形——不一定按比例绘制。
在本申请的上下文中，当晶体管处于“断开状态”或“断开”时，晶体管阻断电流和/或基本上不传导电流。相反，当晶体管处于“导通状态”或“导通”时，晶体管能够显著地传导电流。通过实施例的方式，在一个实施方案中，高压晶体管包括N沟道金属氧化物半导体(N-channel metal-oxide-semiconductor，NMOS)场效应晶体管(field-effect transistor，FET)，其中高电压被支持在第一端子即漏极和第二端子即源极之间。在一些实施方案中，当调节提供给负载的能量时，可以使用集成控制器电路来驱动功率开关。此外，如本领域普通技术人员可以理解的，FET可以被实现为金属氧化物场效应晶体管(metal oxide fieldeffect transistor，MOSFET)。
此外，出于本公开的目的，“接地”或“接地电位(电势)”是指如下参考电压或电位：电子电路或集成电路(IC)的所有其他电压或电位是相对于其定义或测量的。
如上文所提及的，降压转换器，也被称为步降转换器，是用于将高电压下的输入电力转换为低电压下的输出电力的开关模式功率转换器。在稳态下，该降压转换器可以根据占空比D的函数将输入电压转换为输出电压。例如，在连续传导模式(CCM)下，降压转换器可以提供与占空比D乘以输入电压成比例的输出电压。
在其中输入电压到输出电压需要小的占空比的功率(例如，高压)应用中；降压转换器的实际实现变成问题。
例如，在高输入电压(例如，90伏特至265伏特交流(Vac))或甚至更高的电压下，对通用干线(mains)应用使用降压拓扑(BUCK topology)(即，降压转换器)可能会增加切换损耗。当输入电压增加到90Vac以上时，切换损耗可能成为损耗的重要组成部分；并且切换损耗可以超过开关传导损耗。
包括接通损耗在内的切换损耗可以至少部分地由开关节点电容确定。不利地，虽然通过选择具有较小输出电容Coss的开关(例如，氮化镓场效应晶体管)可以稍微改善开关节点电容，但是不能消除开关节点电容。例如，仍然存在其他寄生电容组成部分，诸如二极管电容(例如，续流二极管电容)。因此，需要替代方案来降低在降压转换器和需要小占空比的电力应用中的接通损耗。
本文公开了降压转换器中的零电压切换。电流反向路径与续流二极管并联电耦合。电流反向路径可以被配置为在切换循环的子间隔期间对电感器进行反向通电。在此方面，子间隔也可以是时间的一部分；并且切换循环的子间隔可以被称为切换循环的一部分。
图1A例示了根据一个实施方案的包括降压转换器101的功率转换器系统100。功率转换器系统100包括电源103和降压转换器101。根据开关模式功率转换器理论，降压转换器101可以将直流(dc)输入电压(即，输入电压VIN)降压转换为较低的直流输出电压(即，输出电压VOUT)。根据本文的教导，降压转换器101包括电流反向路径125，这可以利用零电压切换(ZVS)来提高转换器效率。
电源103包括桥式整流器45，该桥式整流器45将交流(ac)电力(即，交流电压VAC和交流电流IAC)转换为输入电压VIN。桥式整流器包括二极管D1-D4，该二极管D1-D4可以对输入端子41和输入端子42之间的交流电压VAC进行整流。进而，桥式整流器45可以提供输入电压VIN作为整流的直流输入电压VIN。
在一个应用中，交流电压VAC可以是具有在交流九十和两百六十五伏特(90-265VAC)之间或甚至更高的交流电压VAC的通用干线应用。尽管功率转换器系统100将输入电压VIN示出为源自交流电力(即，交流电压VAC和交流电流IAC)，但是其他应用是可能的。例如，输入电压VIN可以源自直流电源。
如在图1A和图1B中所例示的，降压转换器101包括高侧开关110、输入电容器112、续流二极管111、电流反向路径125、电感器113和输出电容器114。
高侧开关110包括电容器132，该电容器132可以包括和/或表示集总(例如，总寄生)电容。例如，电容器132可以包括输出电容Coss；根据半导体器件理论，该输出电容Coss可以包括漏极到源极电容Cds和栅极到漏极电容Cgd。如上文所描述的，功率FET输出电容Coss可能由于接通损耗(即，开关损耗)而降低效率。
如下文关于图1B所描述的，控制器102可以向高侧开关110和电流反向路径125提供控制信号(例如，栅极信号VGH和VGZ)。根据本文的教导，可以提供栅极信号VGH和VGZ以有利于零电压(ZVS)切换。本文中所描述的ZVS切换的方法可以提供一种有利地降低接通损耗、提高效率和/或增加切换频率的方式。
电流反向路径125包括电耦合到N沟道场效应晶体管(NFET)127的二极管126。NFET127也可被称为零电压切换(ZVS)金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)。NFET 127可以是附加的高压(HV)MOSFET，以允许高侧开关110经历零电压切换。此外，因为电感器113中的反向电流与主降压电感器电流的反向电流相比可相对低，所以NFET 127可以有利地比高侧开关110更小(即，占据更少的面积)。
图1B例示了根据一个实施方案的包括电流反向路径125的降压转换器101。降压转换器101可以从电源103接收输入电力(即，输入电压VIN)并且向负载104提供输出电力(即，输出电压VOUT)。控制器102接收输出电压VOUT并且控制降压转换器100的切换，使得可以调节输出电压VOUT。
如上文所讨论的，降压转换器101包括高侧开关110、输入电容器112、续流二极管111、电流反向路径125、电感器113和输出电容器114。尽管高侧开关110被例示为N沟道场效应晶体管(NFET)110；但是其他配置是可能的。例如，P沟道场效应晶体管也可以被用作高侧开关110。
还如所例示的，电流反向路径125包括与N沟道场效应晶体管(NFET)127串联电耦合的二极管126。另外，高侧开关110与续流二极管111电耦合以提供开关节点电压Vsw。此外，如所示出的，电感器113电耦合在高侧开关110和输出电容器114之间；并且电流反向路径125与续流二极管111并联电耦合。
根据开关模式功率转换器理论，控制器102可以响应于栅极信号VGH并且根据切换循环来控制高侧开关110接通和关断。如上文所讨论的，占空比D可以至少部分地取决于输入电压VIN和输出电压VOUT之间的关系；并且在电力应用中，随着占空比D减小，与开关高侧开关110相关的开关损耗可能变得占主导地位。
例如，波形51描绘了当降压转换器101在不连续传导模式(DCM)下运行时针对低占空比D的电感器电流IL。根据本文的教导，电流反向路径125可以被用来从电感器113汲取电流(即，接收电流)。以此方式，电感器113可以变得被反向通电并且允许零电压切换(ZVS)。
此外，由于二极管126和NFET 127的串联连接，电流反向路径125可以作为单象限开关(single quadrant switch)运行。因此，电流在单个方向上传导(流动)(即，电流汲取)。当NFET 127包括体二极管(body diode)时，则串联耦合进一步防止反向电流流过NFET127的体二极管。
此外，控制器102可以在切换循环期间向NFET 127提供脉冲的栅极信号VGZ以对电感器113进行反向通电。例如，波形52描绘了降压转换器101在DCM中运行时的栅极信号VGZ。
使电流反向路径125与续流二极管111并联电耦合可以有利地降低成本并且增强性能。例如，电流反向路径125可以被设计为相对于续流二极管111的电流汲取更小的电流。因此，NFET 127可以被选择为相对于高侧开关110的面积和续流二极管111的面积具有更小的面积。
尽管图1B的实施方案将电流反向路径125示出为包括与NFET 127的漏极串联电耦合的二极管126；但是，其他配置是可能的。例如，电流反向路径125还可以使用双极结型晶体管(bipolar junction transistor，BJT)(即，NPN BJT)来实现，以作为单象限开关运行。替代地，并且附加地，电流反向路径125可以使用氮化镓GaN晶体管(例如，GaN FET)和/或GaN共源共栅开关。例如，电流反向路径125可以包括快速恢复GaN共源共栅开关。如本领域普通技术人员可以理解的，GaN共源共栅开关可以包括与增强型FET(例如，增强型NFET)共源共栅连接的耗尽型GaN FET。
图1C例示了根据另一个实施方案的包括电流反向路径125的降压转换器101。图1C的实施方案类似于图1B的实施方案，除了高侧开关110被建模为具有体二极管131和电容器132的NFET 130，该体二极管131和电容器132跨NFET 130的源极和漏极并联电耦合。二极管126可以有利地缓解NFET 127中的反向传导。例如，当NFET 127包括体二极管或快速内部二极管时，那么二极管126确保电流反向路径125作为单象限开关运行。替代地，并且附加地，当NFET 127包括可以维持反向传导(即，可以维持体二极管电流)的体二极管时，那么二极管126可以被排除和/或是可选的。
如所例示的，NFET 130(高侧开关110)的源极电耦合到续流二极管111的阴极和电感器113。
图2例示了根据本文的教导的在持续时间TS的切换循环期间的波形201-204。波形201-204可以分别与栅极信号VGH、栅极信号VGZ、开关节点电压VSW和电感器电流IL对应。
切换循环开始于栅极信号VGH被施加为高时的时间t0处。进而高侧开关接通，使得电感器113被通电为具有增加(斜坡)的电感器电流IL。在从时刻t0到时刻t1的子间隔(即，切换循环的子间隔)期间，栅极信号VGH被施加为高，具有值V1；并且高侧开关110被接通以提供开关节点电压VSW并且对电感器113进行通电。当电感器113被通电时，电感器电流IL从0增加到峰值II，并且开关节点电压VSW可以近似等于V3。在一个实施方案中，V3可以基本上等于输入电压VIN。
在时间t1处，栅极信号VGH被切换为低。在从时间t1到时间t2的子间隔期间，电感器113被断电，同时经由续流二极管111提供电感器电流IL。如所例示的，在从时间t1到时间t2的子间隔期间，续流二极管111被正向偏置，使得开关节点电压VSW可以稍微小于和/或基本上等于零。
在时间t2处，电感器113可以基本上被断电，使得续流二极管111变得被反向偏置，同时高侧开关110被关断。以此方式，开关模式转换器101进入不连续传导模式(DCM)，其中开关节点电压VSW在从时间t2到时间t3的子间隔期间经历振荡(振铃(ringing))。
在时间t3处，栅极信号VGZ被施加为高(即，转变到值V2)并且NFET 127接通。根据本文的教导，在从时间t3到时间t4的子间隔期间，电流反向路径125可以汲取电流。进而电感器113被反向通电，使得电感器电流IL在反向(即，负)方向上增加。
在时间t4处，栅极信号VGZ被施加为低并且NFET 127关断。此外，根据本文的教导，在从时间t4到时间t5的子间隔期间，存储在电感器113中的能量可以允许开关节点电压VSW在高侧开关110在时间t5处被接通之前增大。实际上，波形203(开关节点电压VSW)在栅极信号VGH被施加为高之前增大。以此方式，在接通高侧开关110之前，高侧开关110上的电压(例如，高侧开关110上的漏极到源极电压)可以显著被降低。
图3A例示了根据一个实施方案的在从时间t0到时间t1的子间隔期间的电感器电流路径301。参考波形201-204，在从时间t0到时间t1的子间隔期间，高侧开关110被接通。因此，电感器电流路径301包括高侧开关110；并且开关节点电压VSW可以等于输入电压VIN减去高侧开关110上的任何电压降。在从时间t0到时间t1的子间隔期间，电感器113被通电。
图3B例示了根据一个实施方案的在从时间t1到时间t2的子间隔期间的电感器电流路径302。参考波形201-204，在从时间t1到时间t2的子间隔期间，高侧开关110被关断；并且电感器电流路径302包括正向偏置的续流二极管111。在从时间t1到时间t2的子间隔期间，在电感器113被断电的同时，电感器电流IL朝零(0)减小。
图3C例示了根据一个实施方案的在从时间t2到时间t3的子间隔期间的电感器电流路径303。参考波形201-204，电流路径303可以是与开关节点电压VSW和电感器电流IL的振铃相关的交流(ac)电流路径303。在时间t2处，续流二极管111被反向偏置，并且高侧开关110断开。电感器电流IL和开关节点电压VSW可以作为存在于开关节点处的寄生电容与电感器113的电感的组合的函数而振荡(振铃)。
图3D例示了根据一个实施方案的在从时间t3到时间t4的子间隔期间的电感器电流路径304。在时间t3处，NFET 127被接通。参考波形201-204，在从时间t3到时间t4的子间隔期间，电流反向路径125可以沿着电流路径304汲取电流(即，可以汲取反向电流)。在从时间t3到时间t4的子间隔期间，电感器113被反向通电，使得电感器电流IL在反向(即，负)方向上增大。
图3E例示了根据一个实施方案的在从时间t4到时间t5的子间隔期间的电感器电流路径305。在时间t4处，栅极信号VGZ被施加为低并且NFET 127关断。参考波形201-204，在从时间t4到时间t5的子间隔期间，存储在电感器113中的能量允许电感器电流IL流向高侧开关110。高侧开关110被关断；然而，电感器电流IL可以对开关节点处的寄生电容进行充电，使得开关节点电压VSW增大。替代地，并且附加地，电感器电流IL可以使体二极管131被正向偏置，从而允许开关节点电压VSW上升到稍微在输入电压VIN之上。
因此，根据本文的教导，在高侧开关110在时间t5处被接通之前，开关节点电压VSW可以增大，以有利于零电压切换(ZVS)。
图4例示了根据一个实施方案的在切换循环期间的零电压切换的概念流程图400。步骤402可以与在图2的从时间t0到时间t1的子间隔期间对电感器113进行通电对应。从时间t0到时间t1的子间隔也可以被称为第一子间隔。替代地，并且附加地，从时间t0到时间t1的子间隔也可以被称为通电子间隔。
步骤404可以与在从时间t1到时间t2的子间隔期间对电感器113进行断电对应；并且从时间t1到时间t2的子间隔可以被称为第二子间隔。替代地，并且附加地，从时间t1到时间t2的子间隔也可以被称为断电子间隔。
步骤406可以与在从时间t3到时间t4的子间隔期间使用低侧电路路径(即，电流反向路径125)对电感器113进行反向通电对应。低侧电流路径(即，电流反向路径125)与续流二极管111并联电耦合。从时间t3到时间t4的子间隔可以被称为第三子间隔。替代地，并且附加地，从时间t3到时间t4的子间隔也可以被称为反向通电子间隔。
图5比较根据一个实施方案的在切换循环TS期间的波形501-505。波形501-503可以分别与电感器电流IL、栅极信号VGH和栅极信号VGZ对应。如所例示的，在栅极信号VGH(波形502)的转变之前，栅极信号VGZ(波形503)可以在子间隔T1期间转变为高并且在子间隔T2期间转变为低。
如本领域普通技术人员可以理解的，波形501-505被绘制为时间的函数，并且时序标度可以至少部分地取决于部件值(例如，电感器113的电感)和/或取决于配置(例如，输入电压VIN)。例如，如在图5中所例示的，切换循环TS可以是大约十微秒(l0us)；并且电感器电流IL的峰值可以超过一安培(例如1.2安培)。此外，子间隔T1可以是大约二分之一微秒(0.5us)，并且子间隔T2可以是大约四分之一微秒(0.25us)。
波形504可以与当栅极信号VGZ(波形503)在子间隔T1期间转变为高时的开关节点电压VSW对应，而波形505可以与当栅极信号VGZ在切换循环TS期间(即，在子间隔T1期间)被禁用(即，保持低)时的开关节点电压VSW对应。波形504与波形505的比较示出，通过使用栅极信号VGZ以允许电流反向路径125在子间隔T1期间汲取电流，开关节点电压VSW(波形504)可以有利地经历零电压切换。
结论
对本公开内容的所例示的实施例的以上描述，包括摘要中所描述的内容，并非旨在是穷举的或是对所公开的确切形式的限制。虽然出于例示性目的，本文描述了降压转换器中的零电压切换的具体实施方案和实施例，但是在不脱离本公开内容的更广泛的精神和范围的情况下，各种等同改型是可能的。实际上，应理解，提供具体示例电压、电流、频率、功率范围值、时间等是用于解释的目的，并且根据本文的教导，在其他实施方案和实施例中也可以采用其他值。
上述描述可以将元件或特征称为“连接”、“电连接”和/或“耦合”在一起。如本文所使用的，除非另有明确说明，否则“连接”意味着一个元件/特征直接地或间接地连接到另一个元件/特征，并且不一定是机械连接。同样，除非另有明确说明，否则“耦合”意味着一个元件/特征直接地或间接地耦合到另一个元件/特征，并且不一定是机械连接。因此，尽管附图中所示出的各种示意性图描绘了元件和部件的示例布置，但是在实际的实施方案中可以存在附加的中间元件、器件、特征或部件(假设所描绘的电路的功能没有受到不利影响)。
此外，本文所使用的条件语言，例如“可”、“可以”、“有可能”、“可能”、“例如”、“举例而言”、“诸如”等，除非另有具体说明或在所使用的上下文中以其他方式理解，否则通常旨在传达某些实施方案包括某些特征、要素和/或状态，而其他实施方案不包括这些特征、要素和/或状态。因此，这样的条件语言通常不旨在暗示特征、要素和/或状态以任何方式是一个或多个实施方案所必需的，或一个或更多个实施方案必须包括用于决定这些特征、要素和/或状态是否被包括在任何特定实施方案中或将在任何特定实施方案中执行的逻辑。
虽然已经描述了某些实施方案，但是这些实施方案仅通过实施例的方式被呈现，并且不旨在限制本公开内容的范围。实际上，本文所描述的新颖的装置、方法和系统可以各种各样的其他形式来体现；此外，在不脱离本公开内容的精神的情况下，可以对本文所描述的方法和系统的形式进行各种省略、替换和改变。例如，虽然以给定的布置呈现了所公开的实施方案，但是替代的实施方案可以使用不同的部件和/或电路拓扑来执行类似的功能，并且可以删除、移动、添加、细分、组合和/或修改一些要素。这些要素中的每个可以各种各样的不同的方式来实施。上文所描述的各种实施方案的要素和动作的任何合适的组合可以被组合以提供进一步的实施方案。因此，本发明的范围仅通过参考所附的权利要求来限定。
尽管此处呈现的权利要求是以单一从属格式用于在美国专利商标局(USPTO)处提交的，但是应理解，任何权利要求可以从属于相同类型的任何前述权利要求，除非这在技术上显然不可行。
在权利要求书中限定了本发明；然而，应理解，可以替代地根据以下实施例限定本发明：
实施例1：一种降压转换器，包括高侧开关、续流二极管和电流反向路径。所述高侧开关电耦合到电感器并且被配置为在切换循环的第一子间隔期间对电感器进行通电。所述续流二极管被电耦合以在所述切换循环的第二子间隔期间对所述电感器进行断电。所述电流反向路径与所述续流二极管并联电耦合并且被配置为在所述切换循环的第三子间隔期间对所述电感器进行反向通电。
实施例2：根据实施例1所述的降压转换器，其中所述降压转换器是高压降压转换器。
实施例3：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述高侧开关包括场效应晶体管(FET)。
实施例4：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述FET是N沟道FET(NFET)。
实施例5：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述FET包括体二极管。
实施例6：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述续流二极管还被耦合以对所述电感器进行断电，使得所述降压转换器在所述切换循环期间在不连续传导模式下运行。
实施例7：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述续流二极管还被耦合以对所述电感器进行断电，使得所述降压转换器在所述切换循环期间在边界传导模式下运行。
实施例8：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述电流反向路径被配置为在所述切换循环期间汲取反向电流。
实施例9：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述电流反向路径被配置为作为单象限开关运行。
实施例10：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述电流反向路径包括双极结型晶体管(BJT)。
实施例11：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述电流反向路径包括氮化镓(GaN)共源共栅开关。
实施例12：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述电流反向路径包括场效应晶体管(FET)。
实施例13：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述FET是GaN FET。
实施例14：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述FET是N沟道FET(NFET)。
实施例15：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述NFET包括体二极管。
实施例16：根据前述实施例中任一个所述的降压转换器，其中所述电流反向路径还包括与所述FET串联电耦合的二极管。
实施例17：一种在切换循环期间控制降压转换器的方法包括：通过使用高侧开关在第一子间隔期间对电感器进行通电；通过使用续流二极管在第二子间隔期间对所述电感器进行断电；以及通过使用与所述续流二极管并联电耦合的低侧电路路径在第三子间隔期间对所述电感器进行反向通电。
实施例18：根据前述实施例中任一个所述的方法，其中所述切换循环是稳态切换循环。
实施例19：根据前述实施例中任一个所述的方法，其中通过使用所述续流二极管在所述第二子间隔期间对所述电感器进行断电包括：在不连续传导模式下运行所述降压转换器。
实施例20：根据前述实施例中任一个所述的方法，其中通过使用所述续流二极管在所述第二子间隔期间使所述电感器进行断电包括：在边界传导模式下运行所述降压转换器。
实施例21：根据前述实施例中任一个所述的方法，其中所述第二子间隔在所述第一子间隔之后。
实施例22：根据前述实施例中任一个所述的方法，其中所述第三子间隔在所述第二子间隔之后。

Claims (22)

1.一种降压转换器，包括：
高侧开关，所述高侧开关电耦合到电感器并且被配置为在切换循环的第一子间隔期间对电感器进行通电；
续流二极管，所述续流二极管被电耦合以在所述切换循环的第二子间隔期间对所述电感器进行断电；以及
电流反向路径，所述电流反向路径与所述续流二极管并联电耦合并且被配置为在所述切换循环的第三子间隔期间对所述电感器进行反向通电。
2.根据权利要求1所述的降压转换器，其中所述降压转换器是高压降压转换器。
3.根据权利要求1所述的降压转换器，其中所述高侧开关包括场效应晶体管(FET)。
4.根据权利要求3所述的降压转换器，其中所述FET是N沟道FET(NFET)。
5.根据权利要求4所述的降压转换器，其中所述FET包括体二极管。
6.根据权利要求1所述的降压转换器，其中所述续流二极管还被耦合以对所述电感器进行断电，使得所述降压转换器在所述切换循环期间在不连续传导模式下运行。
7.根据权利要求1所述的降压转换器，其中所述续流二极管还被耦合以对所述电感器进行断电，使得所述降压转换器在所述切换循环期间在边界传导模式下运行。
8.根据权利要求1所述的降压转换器，其中所述电流反向路径被配置为在所述切换循环期间汲取反向电流。
9.根据权利要求1所述的降压转换器，其中所述电流反向路径被配置为作为单象限开关运行。
10.根据权利要求1所述的降压转换器，其中所述电流反向路径包括双极结型晶体管(BJT)。
11.根据权利要求1所述的降压转换器，其中所述电流反向路径包括氮化镓(GaN)共源共栅开关。
12.根据权利要求1所述的降压转换器，其中所述电流反向路径包括场效应晶体管(FET)。
13.根据权利要求12所述的降压转换器，其中所述FET是GaN FET。
14.根据权利要求12所述的降压转换器，其中所述FET是N沟道FET(NFET)。
15.根据权利要求14所述的降压转换器，其中所述NFET包括体二极管。
16.根据权利要求12所述的降压转换器，其中所述电流反向路径还包括与所述FET串联电耦合的二极管。
17.一种在切换循环期间控制降压转换器的方法，所述方法包括：
通过使用高侧开关在第一子间隔期间对电感器进行通电；
通过使用续流二极管在第二子间隔期间对所述电感器进行断电；以及
通过使用与所述续流二极管并联电耦合的低侧电路路径在第三子间隔期间对所述电感器进行反向通电。
18.根据权利要求17所述的方法，其中所述切换循环是稳态切换循环。
19.根据权利要求17所述的方法，其中通过使用所述续流二极管在所述第二子间隔期间对所述电感器进行断电包括：
在不连续传导模式下运行所述降压转换器。
20.根据权利要求17所述的方法，其中通过使用所述续流二极管在所述第二子间隔期间对所述电感器进行断电包括：
在边界传导模式下运行所述降压转换器。
21.根据权利要求17所述的方法，其中所述第二子间隔在所述第一子间隔之后。
22.根据权利要求17所述的方法，其中所述第三子间隔在所述第二子间隔之后。
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