TW202304118A - 降壓轉換器中的零電壓切換 - Google Patents

Abstract

本文揭露降壓轉換器（BUCK converter）中的零電壓切換。電流反向路徑與續流二極體（freewheeling diode）並聯電性耦合。電流反向路徑可被配置成在切換循環的子間隔期間對電感器進行反向賦能（energize）。

Description

降壓轉換器中的零電壓切換

本發明係關於降壓轉換器（BUCK converter）中的零電壓切換，更具體而言係關於使用續流二極體（freewheeling diode）的降壓轉換器中的零電壓切換。

例如行動電話、膝上型電腦等許多電子裝置係由來自電源供應器的直流（dc）電力供電。傳統的壁面插座（wall outlet）一般遞送高電壓交流（ac）電力，該高電壓交流電力需要被轉換成經調節的直流電力才能用作消費性電子裝置的電源。開關模式電源轉換器（亦稱為開關模式電源供應器（switch mode power supply，SMPS））由於其效率高、尺寸小且重量輕而常用於將高電壓交流電力（或高電壓輸入直流電力）轉換成經調節的輸出直流電力。

許多電子裝置具有多個負載，並且需要多於一個直流電源才能運作。例如，音訊電子裝置可具有以5伏特運作的系統組件及以12伏特運作的音訊組件。在此等應用中，多輸出電力轉換器將輸入電力轉換成多個直流電力輸出，以向該等多個負載中的每一者提供經調節的直流電力。

在一種應用中，降壓轉換器（亦稱為步降轉換器（step-down converter））可用於將高電壓（例如大於100伏特）下的輸入電力轉換降至較低的電壓。在此等應用中，降壓轉換器可以如下幾種模式之一者運作：連續導通模式（continuous conduction mode；CCM）、邊界導通模式（boundary conduction mode；BCM）、及／或不連續導通模式（discontinuous conduction mode；DCM）。

本發明係關於一種降壓轉換器以及在切換循環期間控制降壓轉換器的方法。該降壓轉換器包括： 高側開關，其係電性耦合至電感器，且被配置成在切換循環的第一子間隔期間對該電感器進行賦能（energize）； 續流二極體，其係電性耦合以在該切換循環的第二子間隔期間對該電感器進行去能（de-energize）；及 電流反向路徑，其係與該續流二極體並聯電性耦合，且被配置成在該切換循環的第三子間隔期間對該電感器進行反向賦能。

在以下說明中，闡述諸多具體細節，以提供對降壓轉換器中的零電壓切換的全面理解。然而，對於此項技術中具有通常知識者而言顯而易見，不需要採用具體細節來實踐本文的教示。在其他情況下，為了避免混淆本揭露，未詳細闡述眾所習知的材料或方法。

在本說明書通篇中提及的「一個實施態樣」、「一實施態樣」、「一個實例」或「一實例」意味著結合此實施態樣或實例闡述的特定特徵、結構或特性係包括於降壓轉換器中的零電壓切換的至少一個實施態樣中。因此，在本說明書各處出現的用語「在一個實施態樣中」、「在一實施態樣中」、「一個實例」或「一實例」未必皆指同一實施態樣或實例。此外，在一或多個實施態樣或實例中，特定的特徵、結構或特性可組合成任何適宜的組合及／或子組合。特定的特徵、結構或特性可包括於積體電路、微控制器、數位訊號處理器、電子電路、組合邏輯電路、或提供所闡述功能的其他適宜的組件中。此外，應理解，與本文一起提供的附圖是為了向此項技術中具有通常知識者進行解釋的目的，且附圖未必按比例繪製。

在本申請案的內文中，當電晶體處於「關斷狀態」或「關斷」時，電晶體阻擋電流及／或實質上不傳導電流。相反地，當電晶體處於「導通狀態」或「導通」時，電晶體能夠實質上傳導電流。舉例而言，在一個實施態樣中，高電壓電晶體包含N-通道金屬氧化物半導體（N-channel metal-oxide-semiconductor；NMOS）場效電晶體（field-effect transistor；FET），其中在第一端子（汲極）與第二端子（源極）之間支援高電壓。在一些實施態樣中，當調節提供至負載的能量時，可使用積體控制器電路來驅動電源開關。此外，如此項技術中具有通常知識者可理解，FET可作為金屬氧化物場效電晶體（metal oxide field effect transistor；MOSFET）來達成。

此外，出於本揭露的目的，「接地」或「接地電位」是指在對電子電路或積體電路（IC）的所有其他電壓或電位進行定義或量測時所參照的參考電壓或參考電位。

如上所述，降壓轉換器（亦稱為步降轉換器）是用於將高電壓下的輸入電力轉換成低電壓下的輸出電力的開關模式電力轉換器。在穩態下，降壓轉換器可根據工作週期（duty cycle）D的函數將輸入電壓轉換成輸出電壓。例如，在連續導通模式（continuous conduction mode，CCM）中，降壓轉換器可提供與工作週期D乘以輸入電壓成比例的輸出電壓。

在其中輸入電壓至輸出電壓需要小的工作週期的電力（例如，高電壓）應用中，降壓轉換器的實際達成會存在問題。

例如，在高輸入電壓（例如，90伏特至265伏特交流（Vac））或甚至更高的電壓下對通用主電源（universal mains）應用使用降壓拓撲（BUCK topology）（即，降壓轉換器）可能會增加開關損耗。隨著輸入電壓升高至90 Vac以上，開關損耗可成為損耗的重要組成部分；並且開關損耗可能超過開關傳導損耗（switch conduction loss）。

包括導通損耗（turn-on loss）在內的開關損耗可至少部分地由開關節點電容來確定。遺憾的是，儘管藉由選擇具有較小輸出電容Coss的開關（例如，氮化鎵場效電晶體）可稍微改善開關節點電容，然而無法消除開關節點電容。例如，仍存在其他寄生電容的分量，例如二極體電容（例如續流二極體電容）。因此，需要提供替代方案來降低降壓轉換器中及需要小的工作週期的電力應用中的導通損耗。

本文揭露了降壓轉換器中的零電壓切換。電流反向路徑與續流二極體並聯電性耦合。電流反向路徑可被配置成在切換循環的子間隔期間對電感器進行反向賦能。就此而言，子間隔亦可為時間的一部分；且切換循環的子間隔可被稱為切換循環的一部分。

第1A圖示出根據一實施態樣的包括降壓轉換器101的電力轉換器系統100。電力轉換器系統100包括電源103及降壓轉換器101。根據開關模式電力轉換器理論，降壓轉換器101可將dc輸入電壓（即，輸入電壓V _IN）降頻轉換成較低的dc輸出電壓（即，輸出電壓V _OUT）。根據本文的教示，降壓轉換器101包括電流反向路徑125，電流反向路徑125可利用零電壓切換（ZVS）來提高轉換器效率。

電源103包括橋式整流器45，橋式整流器45將交流（ac）電力（即，交流電壓V _AC及交流電流I _AC）轉換成輸入電壓V _IN。橋式整流器包括二極體D1至D4，二極體D1至D4可對輸入端子41與輸入端子42之間的交流電壓V _AC進行整流。繼而，橋式整流器45可以經過整流的dc輸入電壓V _IN來提供輸入電壓V _IN。

在一個應用中，交流電壓V _AC可以是其中交流電壓V _AC處於交流90伏特與265伏特（90至265 Vac）之間或者甚至更高的通用主電源應用。儘管電力轉換器系統100示出輸入電壓V _IN來自交流電力（即，交流電壓V _AC及交流電流I _AC），然而其他應用亦是可能的。例如，輸入電壓VI _N可來自直流電源。

如第1A圖及第1B圖所示，降壓轉換器101包括高側開關110、輸入電容器112、續流二極體111、電流反向路徑125、電感器113、及輸出電容器114。

高側開關110包括電容器132，電容器132可包括及／或代表集總（例如，總寄生）電容。例如，電容器132可包括輸出電容Coss；根據半導體裝置理論，輸出電容Coss可包括汲極至源極電容Cds及閘極至汲極電容Cgd。如上所述，由於導通損耗（即開關損耗），電力FET輸出電容Coss可能會降低效率。

如下文參考第1B圖所述，控制器102可向高側開關110及電流反向路徑125提供控制訊號（例如，閘極訊號V _GH及V _GZ）。根據本文的教示，可提供閘極訊號V _GH及V _GZ以有助於零電壓（ZVS）切換。本文所述的ZVS切換方法可提供一種有利地降低導通損耗、提高效率、及／或增加開關頻率的方式。

電流反向路徑125包括電性耦合至N-通道場效電晶體（NFET）127的二極體126。NFET 127亦可被稱為零電壓切換（ZVS）金屬氧化物場效電晶體（MOSFET）。NFET 127可為額外的高電壓（HV）MOSFET，以使高側開關110能夠經歷零電壓切換。此外，由於電感器113中的反向電流與主降壓電感器電流相比可相對低，因而NFET 127可有利地小於（即，佔據較小的面積）高側開關110。

第1B圖示出根據一實施態樣的包括電流反向路徑125的降壓轉換器101。降壓轉換器101可自電源103接收輸入電力（即，輸入電壓V _IN）並向負載104提供輸出電力（即，輸出電壓V _OUT）。控制器102接收輸出電壓V _OUT並控制降壓轉換器101的切換，使得可調節輸出電壓V _OUT。

如上所述，降壓轉換器101包括高側開關110、輸入電容器112、續流二極體111、電流反向路徑125、電感器113、及輸出電容器114。儘管高側開關110被示出為N-通道場效電晶體（NFET）110；然而其他配置亦是可能的。例如，亦可使用P-通道場效電晶體作為高側開關110。

同樣如圖所示，電流反向路徑125包括與N-通道場效電晶體（NFET） 127串聯電性耦合的二極體126。此外，高側開關110與續流二極體111電性耦合，以提供開關節點電壓V _SW。另外，如圖所示，電感器113於高側開關110與輸出電容器114之間電性耦合；且電流反向路徑125與續流二極體111並聯電性耦合。

根據開關模式電力轉換器理論，控制器102可因應閘極訊號V _GH並根據切換循環來控制高側開關110接通及斷開。如上所論述，工作週期D可至少部分地取決於輸入電壓V _IN與輸出電壓V _OUT之間的關係；並且在電力應用中，隨著工作週期D減小，與對高側開關110進行切換相關的切換損耗可能變為佔主導地位。

例如，波形51繪示當降壓轉換器101以不連續導通模式（DCM）運作時，在低工作週期D情況下的電感器電流IL。根據本文的教示，電流反向路徑125可用於自電感器113汲取電流（即，接收電流）。藉由此種方式，電感器113可變為受到反向賦能，並使得能夠達成零電壓切換（ZVS）。

此外，由於二極體126與NFET 127串聯連接，電流反向路徑125可作為單象限開關（single quadrant switch）運作。因此，電流沿單一方向傳導（流動）（即，進行電流汲取）。當NFET 127包括內接二極體（body diode）時，則串聯耦合會進一步防止反向電流流過NFET 127的內接二極體。

另外，控制器102可在切換循環期間向NFET 127提供脈衝閘極訊號V _GZ，以對電感器113進行反向賦能。例如，波形52繪示在降壓轉換器101以DCM運作時的閘極訊號V _GZ。

使電流反向路徑125與續流二極體111並聯電性耦合可有利地降低成本並提高效能。例如，電流反向路徑125可被設計成相對於續流二極體111的電流而言汲取較小的電流。因此，NFET 127可被選擇成相對於高側開關110的面積及相對於續流二極體111的面積而言具有較小的面積。

儘管第1B圖的實施態樣示出電流反向路徑125包括串聯電性耦合至NFET 127之汲極的二極體126；然而其他配置亦是可能的。例如，電流反向路徑125亦可使用雙極接面電晶體（bipolar junction transistor，BJT）（即，NPN BJT）達成，以作為單象限開關運作。作為另外一種選擇且另外地，電流反向路徑125可使用氮化鎵GaN電晶體（例如，GaN FET）及／或GaN共源共柵開關（GaN cascode switch）。例如，電流反向路徑125可包括快速恢復GaN共源共柵開關。如此項技術中具有通常知識者可理解，GaN共源共柵開關可包括與增強型FET（enhancement mode FET）（例如，增強型NFET）共源共柵連接的耗盡型GaN FET（depletion mode GaN FET）。

第1C圖示出根據另一實施態樣的包括電流反向路徑125的降壓轉換器101。第1C圖的實施態樣類似於第1B圖的實施態樣，但是高側開關110被建模為具有內接二極體131及電容器132的NFET 130，內接二極體131與電容器132並聯電性耦合且橫跨NFET 130的源極與汲極。二極體126可有利地減輕NFET 127中的反向導通。例如，當NFET 127包括內接二極體或快速內部二極體時，則二極體126確保電流反向路徑125作為單象限開關運作。作為另外一種選擇且另外地，當NFET 127包括可維持反向傳導（即，可維持內接二極體電流）的內接二極體時，則二極體126可被排除及／或可視需要選用。

如圖所示，NFET 130（高側開關110）的源極電性耦合至續流二極體111的陰極及電感器113。

第2圖示出根據本文教示在具有持續時間TS的切換循環期間的波形201至204。波形201至204可分別對應於閘極訊號V _GH、閘極訊號V _GZ、開關節點電壓V _SW、及電感器電流IL。

切換循環在閘極訊號V _GH被施加為高位準的時間t0處開始。高側開關繼而接通，使得電感器113受到增大的（斜升的（ramping））電感器電流IL賦能。在時間t0至時間t1的子間隔（即，切換循環的子間隔）期間，閘極訊號V _GH被施加為具有值V1的高位準；並且高側開關110接通以提供開關節點電壓V _SW並對電感器113進行賦能。當電感器113被賦能時，電感器電流IL自0增加至峰值I1，且開關節點電壓V _SW可大致等於V3。在一個實施態樣中，V3可以實質上等於輸入電壓V _IN。

在時間t1處，閘極訊號V _GH被切換為低位準。在時間t1至時間t2的子間隔期間，在經由續流二極體111提供電感器電流IL的同時，電感器113被去能。如圖所示，在時間t1至時間t2的子間隔期間，續流二極體111承受正向偏壓，使得開關節點電壓V _SW可略小於零及／或實質上等於零。

在時間t2處，電感器113可實質上被去能，使得在高側開關110斷開的同時續流二極體111變為承受反向偏壓。藉由此種方式，開關模式轉換器101進入不連續導通模式（DCM），其中開關節點電壓V _SW在時間t2至時間t3的子間隔期間經歷振盪（振鈴（ringing））。

在時間t3處，閘極訊號V _GZ被施加為高位準（即，轉變至值V2），並且NFET 127導通。根據本文的教示，在時間t3至時間t4的子間隔期間，電流反向路徑125可汲取電流。電感器113繼而受到反向賦能，使得電感器電流IL在反向（即負向）方向上增大。

在時間t4處，閘極訊號V _GZ被施加為低位準且NFET 127關斷。此外，根據本文的教示，在時間t4至時間t5的子間隔期間，儲存於電感器113中的能量可使開關節點電壓V _SW在高側開關110於時間t5接通之前增大。實際上，波形203（開關節點電壓V _SW）在閘極訊號V _GH被施加為高位準之前增大。藉由此種方式，在接通高側開關110之前，橫跨高側開關110的電壓（例如，橫跨高側開關110的汲極至源極電壓）可顯著降低。

第3A圖示出根據一實施態樣的時間t0至時間t1的子間隔期間的電感器電流路徑301。參考波形201至204，在時間t0至時間t1的子間隔期間，高側開關110接通。因此，電感器電流路徑301包括高側開關110；並且開關節點電壓V _SW可等於輸入電壓V _IN減去橫跨高側開關110的任何電壓降。在時間t0至時間t1的子間隔期間，電感器113受到賦能。

第3B圖示出根據一實施態樣的時間t1至時間t2的子間隔期間的電感器電流路徑302。參考波形201至204，在時間t1至時間t2的子間隔期間，高側開關110斷開；且電感器電流路徑302包括承受正向偏壓的續流二極體111。在時間t1至時間t2的子間隔期間，在電感器113被去能的同時，電感器電流IL朝零（0）減小。

第3C圖示出根據一實施態樣的時間t2至時間t3的子間隔期間的電感器電流路徑303。參考波形201至204，電流路徑303可為與開關節點電壓V _SW的振鈴及電感器電流IL相關的交流（ac）電流路徑303。在時間t2處，續流二極體111承受反向偏壓，並且高側開關110斷開。電感器電流IL及開關節點電壓V _SW可作為存在於開關節點處的寄生電容與電感器113的電感之組合的函數而振盪（振鈴）。

第3D圖示出根據一實施態樣的時間t3至時間t4的子間隔期間的電感器電流路徑304。在時間t3處，NFET 127導通。參考波形201至204，在時間t3至時間t4的子間隔期間，電流反向路徑125可沿著電流路徑304汲取電流（即，可汲取反向電流）。在時間t3至時間t4的子間隔期間，電感器113受到反向賦能，使得電感器電流IL在反向（即負向）方向上增大。

第3E圖示出根據一實施態樣的時間t4至時間t5的子間隔期間的電感器電流路徑305。在時間t4處，閘極訊號V _GZ被施加為低位準，且NFET 127關斷。參考波形201至204，在時間t4至時間t5的子間隔期間，儲存於電感器113中的能量使電感器電流IL能夠流至高側開關110。高側開關110斷開；然而，電感器電流IL可對開關節點處的寄生電容充電，使得開關節點電壓V _SW增大。作為另外一種選擇且另外地，電感器電流IL可使內接二極體131承受正向偏壓，進而使開關節點電壓V _SW上升至稍微高於輸入電壓V _IN。

因此，根據本文的教示，在高側開關110於時間t5接通之前，開關節點電壓V _SW可增大，以有利於零電壓切換（ZVS）。

第4圖示出根據一實施態樣在切換循環期間之零電壓切換的概念性流程圖400。步驟402可對應於在第2圖的時間t0至時間t1的子間隔期間對電感器113進行賦能。時間t0至時間t1的子間隔亦可稱為第一子間隔。作為另外一種選擇且另外地，時間t0至時間t1的子間隔亦可稱為賦能子間隔。

步驟404可對應於在時間t1至時間t2的子間隔期間將電感器113去能；並且時間t1至時間t2的子間隔可稱為第二子間隔。作為另外一種選擇且另外地，時間t1至時間t2的子間隔亦可稱為去能子間隔。

步驟406可對應於在時間t3至時間t4的子間隔期間使用低側電路路徑（即，電流反向路徑125）對電感器113進行反向賦能。低側電流路徑（即電流反向路徑125）與續流二極體111並聯電性耦合。時間t3至時間t4的子間隔可稱為第三子間隔。作為另外一種選擇且另外地，時間t3至時間t4的子間隔亦可稱為反向賦能子間隔。

第5圖對根據一實施例的切換循環TS期間的波形501至505進行比較。波形501至503可分別對應於電感器電流IL、閘極訊號V _GH、及閘極訊號V _GZ。如圖所示，在閘極訊號V _GH（波形502）轉變之前，閘極訊號V _GZ（波形503）可在子間隔T1期間轉變為高位準並且在子間隔T2期間轉變為低位準。

如此項技術中具有通常知識者可理解，波形501至505被繪製為時間的函數，並且時間尺度可至少部分地取決於組件值（例如，電感器113的電感）及／或取決於配置（例如，輸入電壓V _IN）。例如，如第5圖所示，切換循環TS可為大約十微秒（10 μs）；且電感器電流IL的峰值可超過一安培（例如1.2安培）。另外，子間隔T1可為大約半微秒（0.5 μs），且子間隔T2可為大約四分之一微秒（0.25 μs）。

波形504可對應於當閘極訊號V _GZ（波形503）在子間隔T1期間轉變為高位準時的開關節點電壓V _SW，而波形505可對應於當閘極訊號V _GZ在切換循環TS期間（即，在子間隔T1期間）不啟用（即，保持為低位準）時的開關節點電壓V _SW。波形504與波形505的比較顯示，藉由使用閘極訊號V _GZ來使電流反向路徑125能夠在子間隔T1期間汲取電流，開關節點電壓V _SW（波形504）可有利地進行零電壓切換。 結論

以上對本揭露的所示實例的說明（包括摘要中所闡述者）並非旨在為窮舉性說明或限於所揭露的確切形式。儘管出於例示目的在本文中闡述在降壓轉換器中之零電壓切換的具體實施態樣及實例，然而在不脫離本揭露的更廣泛的精神及範圍的情況下，亦可存在各種等效潤飾。實際上，應理解，特定的實例性電壓、電流、頻率、功率範圍值、時間等僅供用於解釋目的，且在根據本文教示的其他實施態樣及實例中亦可採用其他值。

前文說明可能提及元件或特徵「連接」、「電性連接」及／或「耦合」在一起。如本文所用，除非另有明確說明，否則「連接」意味著一個元件／特徵直接或間接地連接至另一元件／特徵，且未必是機械連接。同樣，除非另有明確說明，否則「耦合」意味著一個元件／特徵直接或間接地耦合至另一元件／特徵，且未必是機械耦合。因此，儘管圖中所示的各種示意圖繪示了元件及組件的實例性佈置，然而在實際實施態樣中可存在額外的中間元件、中間裝置、中間特徵或中間組件（假定所繪示的電路的功能不會受到不利影響）。

此外，本文中使用的條件性用語（例如，尤其是「可」、「可以」、「有可能」、「可能」、「例如」、「舉例而言」、「諸如」等），除非另有具體聲明或者在所使用的上下文中以其他方式理解，否則一般旨在傳達特定實施態樣包括特定特徵、要素及／或狀態、而其他實施態樣不包括該等特徵、要素及／或狀態。因此，此種條件性用語一般不旨在暗示特徵、要素及／或狀態是一或多個實施態樣所必需的，或者一或多個實施態樣必定包括用於決定此等特徵、要素及／或狀態是否被包括於任何特定實施態樣中或在任何特定實施態樣中執行的邏輯。

儘管已經闡述特定實施態樣，然而此等實施態樣僅以舉例方式呈現，而非旨在限制本揭露的範圍。實際上，本文闡述的新穎裝置、方法及系統可以各種其他形式實施；此外，在不脫離本揭露的精神的情況下，可對本文闡述的方法及系統的形式進行各種省略、替換及改變。舉例而言，儘管所揭露的實施態樣是以給定配置形式呈現，然而替代實施態樣可採用不同的組件及／或電路拓撲來執行類似的功能，並且可對一些元件進行刪除、移動、添加、細分、組合及／或修改。此等要素中的每一者可以各種不同的方式實施。上述各種實施態樣的要素及動作的任何適宜的組合可組合起來以提供進一步的實施態樣。因此，本發明的範圍僅由隨附申請專利範圍來界定。

儘管本文提供的申請專利範圍是以單依附型式提出，然而應理解，任何請求項皆可依附於相同類型的任何前述請求項，除非此在技術上明顯不可行。

本發明界定於申請專利範圍中；然而，應理解，本發明亦可根據以下實例來界定。

實例1：一種降壓轉換器，包括高側開關、續流二極體、及電流反向路徑。該高側開關電性耦合至電感器，且被配置成在切換循環的第一子間隔期間對該電感器進行賦能。該續流二極體電性耦合成在該切換循環的第二子間隔期間對該電感器進行去能。該電流反向路徑係與該續流二極體並聯電性耦合，且被配置成在該切換循環的第三子間隔期間對該電感器進行反向賦能。

實例2：根據實例1的降壓轉換器，其中該降壓轉換器為高電壓降壓轉換器。

實例3：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該高側開關包括場效電晶體（FET）。

實例4：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該場效電晶體為N-通道場效電晶體（NFET）。

實例5：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該FET包括內接二極體。

實例6：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該續流二極體更被耦合成對該電感器進行去能，使得該降壓轉換器在該切換循環期間以不連續導通模式運作。

實例7：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該續流二極體更被耦合成對該電感器進行去能，使得該降壓轉換器在該切換循環期間以邊界導通模式運作。

實例8：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該電流反向路徑被配置成在切換循環期間汲取反向電流。

實例9：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該電流反向路徑被配置成作為單象限開關運作。

實例10：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該電流反向路徑包括雙極接面電晶體（BJT）。

實例11：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該電流反向路徑包括氮化鎵（GaN）共源共柵開關。

實例12：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該電流反向路徑包括場效電晶體（FET）。

實例13：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該FET為GaN FET。

實例14：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該FET為N-通道FET （NFET）。

實例15：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該NFET包括內接二極體。

實例16：根據前述實例中的任一者所述的降壓轉換器，其中該電流反向路徑更包括與該FET串聯電性耦合的二極體。

實例17：一種在切換循環期間控制降壓轉換器的方法，包括：使用高側開關在第一子間隔期間對電感器進行賦能；使用續流二極體在第二子間隔期間對該電感器進行去能；以及使用與該續流二極體並聯電性耦合的低側電路路徑在第三子間隔期間對該電感器進行反向賦能。

實例18：根據實例17所述的方法，其中該切換循環為穩態切換循環。

實例19：根據前述實例中的任一者所述的方法，其中使用該續流二極體在該第二子間隔期間對該電感器進行去能係包括：使該降壓轉換器以不連續導通模式運作。

實例20：根據前述實例中的任一者所述的方法，其中使用該續流二極體在該第二子間隔期間對該電感器進行去能係包括：使該降壓轉換器以邊界導通模式運作。

實例21：根據前述實例中的任一者所述的方法，其中該第二子間隔係在該第一子間隔之後。

實例22：根據前述實例中的任一者所述的方法，其中該第三子間隔係在該第二子間隔之後。

本申請案主張2021年6月18日提出的美國臨時申請案第63/212,470號的優先權，該美國臨時申請案的全部內容併入本案供參考。

41:輸入端子 42:輸入端子 45:橋式整流器 51:波形 52:波形 100:電力轉換器系統 101:降壓轉換器 102:控制器 103:電源 104:負載 110:高側開關 111:續流二極體 112:輸入電容器 113:電感器 114:輸出電容器 125:電流反向路徑 126:二極體 127:N-通道場效電晶體（NFET） 130:N-通道場效電晶體（NFET） 131:內接二極體 132:電容器 201、202、203、204:波形 301、302、303、304、305:電流路徑 400:流程圖 402:步驟 404:步驟 406:步驟 501、502、503、504、505:波形 D1、D2、D3、D4:二極體 I _AC:AC電流 IL:電感器電流 t0、t1、t2、t3、t4、t5:時間 T1、T2:子間隔 TS:切換循環 V1:值 V2:值 V3:值 V _AC:交流電壓 V _GH:閘極訊號 V _GZ:閘極訊號 V _IN:輸入電壓 V _OUT:輸出電壓 V _SW:開關節點電壓

參考以下附圖來闡述降壓轉換器中的零電壓切換的非限制性及非窮舉性實施態樣，其中除非另有說明，否則在各個視圖中，相同的參考編號指代相同的部件。

第1A圖示出根據一實施態樣的包括降壓轉換器的電力轉換器系統。

第1B圖示出根據一實施態樣的包括電流反向路徑的降壓轉換器。

第1C圖示出根據另一實施態樣的包括電流反向路徑的降壓轉換器。

第2圖示出根據本文教示的切換循環期間的波形。

第3A圖示出根據一實施態樣的切換循環的子間隔期間的電感器電流路徑。

第3B圖示出根據一實施態樣的切換循環的子間隔期間的電感器電流路徑。

第3C圖示出根據一實施態樣的切換循環的子間隔期間的電感器電流路徑。

第3D圖示出根據一實施態樣的切換循環的子間隔期間的電感器電流路徑。

第3E圖示出根據一實施態樣的切換循環的子間隔期間的電感器電流路徑。

第4圖示出根據一實施態樣的切換循環期間零電壓切換的概念性流程圖。

第5圖對根據一實施態樣的切換循環期間的波形進行比較。

在附圖的幾個視圖中，對應的參考字元表示對應的部件。熟習此項技術者將會理解，附圖中的元件是為了簡明及清楚起見而示出，且未必按比例繪製。舉例而言，附圖中的一些元件的尺寸可能相對於其他元件被誇大，以助於增進對本文教示內容的各種實施態樣的理解。此外，在商業上可行的實施態樣中有用或需要使用的常見但眾所習知的元件經常不被示出，以利於使降壓轉換器中的零電壓切換的此等不同實施態樣的視圖較不受到妨礙。

41:輸入端子

42:輸入端子

45:橋式整流器

100:電力轉換器系統

101:降壓轉換器

103:電源

110:高側開關

111:續流二極體

112:輸入電容器

113:電感器

114:輸出電容器

125:電流反向路徑

126:二極體

127:N-通道場效電晶體(NFET)

132:電容器

D1、D2、D3、D4:二極體

I_AC:AC電流

V_AC:交流電壓

V_GH:閘極訊號

V_GZ:閘極訊號

V_IN:輸入電壓

V_OUT:輸出電壓

Claims (22)

1. 一種降壓轉換器（BUCK converter），其包括： 高側開關，其係電性耦合至電感器，且被配置成在切換循環的第一子間隔期間對該電感器進行賦能（energize）； 續流二極體（freewheeling diode），其係電性耦合以在該切換循環的第二子間隔期間對該電感器進行去能（de-energize）；及 電流反向路徑，其係與該續流二極體並聯電性耦合，且被配置成在該切換循環的第三子間隔期間對該電感器進行反向賦能。
2. 如請求項1所述的降壓轉換器，其中該降壓轉換器為高電壓降壓轉換器。
3. 如請求項1所述的降壓轉換器，其中該高側開關包括場效電晶體（FET）。
4. 如請求項3所述的降壓轉換器，其中該場效電晶體為N-通道場效電晶體（NFET）。
5. 如請求項4所述的降壓轉換器，其中該場效電晶體包括內接二極體（body diode）。
6. 如請求項1所述的降壓轉換器，其中該續流二極體更被耦合以對該電感器進行去能，使得該降壓轉換器在該切換循環期間以不連續導通模式運作。
7. 如請求項1所述的降壓轉換器，其中該續流二極體更被耦合以對該電感器進行去能，使得該降壓轉換器在該切換循環期間以邊界導通模式運作。
8. 如請求項1所述的降壓轉換器，其中該電流反向路徑被配置成在切換循環期間汲取反向電流。
9. 如請求項1所述的降壓轉換器，其中該電流反向路徑被配置成作為單象限開關運作。
10. 如請求項1所述的降壓轉換器，其中該電流反向路徑包括雙極接面電晶體（BJT）。
11. 如請求項1所述的降壓轉換器，其中該電流反向路徑包括氮化鎵（GaN） 共源共柵開關（cascode switch）。
12. 如請求項1所述的降壓轉換器，其中該電流反向路徑包括場效電晶體（FET）。
13. 如請求項12所述的降壓轉換器，其中該場效電晶體為GaN場效電晶體。
14. 如請求項12所述的降壓轉換器，其中該場效電晶體係為N-通道場效電晶體（NFET）。
15. 如請求項14所述的降壓轉換器，其中該N-通道場效電晶體包括內接二極體。
16. 如請求項12所述的降壓轉換器，其中該電流反向路徑更包括與該場效電晶體串聯電性耦合的二極體。
17. 一種在切換循環期間控制降壓轉換器的方法，該方法包括： 使用高側開關在第一子間隔期間對電感器進行賦能； 使用續流二極體在第二子間隔期間對該電感器進行去能；以及 使用與該續流二極體並聯電性耦合的低側電路路徑在第三子間隔期間對該電感器進行反向賦能。
18. 如請求項17所述的方法，其中該切換循環為穩態切換循環。
19. 如請求項17所述的方法，其中使用該續流二極體在該第二子間隔期間對該電感器進行去能包括： 使該降壓轉換器以不連續導通模式運作。
20. 如請求項17所述的方法，其中使用該續流二極體在該第二子間隔期間對該電感器進行去能包括： 使該降壓轉換器以邊界導通模式運作。
21. 如請求項17所述的方法，其中該第二子間隔係在該第一子間隔之後。
22. 如請求項17所述的方法，其中該第三子間隔係在該第二子間隔之後。

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