CN111010040A - 同步整流控制装置、绝缘同步整流型dc/dc转换器、栅极驱动装置、ac/dc转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供同步整流控制装置、绝缘同步整流型DC/DC转换器、栅极驱动装置、AC/DC转换器。在绝缘型DC/DC转换器中，导通控制电路响应于与变压器的一次侧绕组连接的开关晶体管的断开，使二次侧的同步整流晶体管导通；断开控制电路通过在开关晶体管的导通区间以与产生于变压器的二次侧绕组的感应电压的大小对应的电流对电容器充电，并在同步整流晶体管导通后以与DC/DC转换器的输出电压对应的电流使上述电容器放电来决定同步整流晶体管的断开定时。

Description

同步整流控制装置、绝缘同步整流型DC/DC转换器、栅极驱动 装置、AC/DC转换器
技术领域
本发明涉及同步整流控制装置、绝缘同步整流型DC/DC转换器、栅极驱动装置、绝缘型DC/DC转换器、AC/DC转换器、电源适配器及电气设备。
背景技术
图21是采用回扫方式的现有技术中通常的绝缘同步整流型DC/DC转换器901的示意性结构图。变压器930的一次侧绕组的一端被施加直流的输入电压VI，一次侧绕组的另一端与晶体管911连接。一次侧控制IC910通过向晶体管911的栅极供给脉冲信号来对晶体管911进行开关驱动。应出现DC/DC转换器901的输出电压VO的输出端子连接有变压器930的二次侧绕组的一端，二次侧绕组的另一端与同步整流晶体管921的漏极连接。同步整流晶体管921的源极与二次侧的接地端连接。二次侧控制IC920例如基于同步整流晶体管921的漏极电压VD921来控制同步整流晶体管921的导通及断开。
图22中示出DC/DC转换器901的时序图。在晶体管911的导通区间，当一次侧电流流动时，向同步整流晶体管921的漏极施加高于输出电压VO的电压，但若晶体管911断开，则同步整流晶体管921的漏极电压VD921急剧下降，使得二次侧电流通过同步整流晶体管921的寄生二极管922流动。基于二次侧电流通过二极管922而流动，若由二次侧控制IC920检测到漏极电压VD921低于预定的负的导通判定电压(例如，-100mV)，则同步整流晶体管921被导通。
同步整流晶体管921导通后，二次侧电流通过同步整流晶体管921的沟道流动，二次侧电流的大小随着变压器930的储能的下降而下降。随着二次侧电流的大小的下降，若检测到漏极电压VD921高于预定的负的断开判定电压(例如，-12mV)，则同步整流晶体管921被断开。在同步整流晶体管921断开之后，二次侧电流通过寄生二极管922流动。
通过如上所述的动作，使大部分的二次侧电流通过同步整流晶体管921的沟道流动，因此，与二极管整流方式相比，可以提高效率。
在二次侧控制IC920中，假设已知二次侧放电时间(二次侧电流流动的时间)，则可以仅在二次侧放电时间将同步整流晶体管921设为导通状态。但是，实际上，二次侧控制IC920无法直接获知二次侧放电时间，因此，在同步整流晶体管921导通后，当漏极电压VD921的大小上升至接近零的电压时，视为二次侧的放电即将结束，使同步整流晶体管921断开。
然而，即使二次侧放电时间恒定，取决于输入电压VI、二次侧绕组的电感值、输出电压VO及变压器930的匝数比，二次侧电流的峰值也会变化。若二次侧电流的峰值变化，则如图23所示，同步整流晶体管921的断开定时多样地变化，且DC/DC转换器901的特性不稳定(此外，在使晶体管921断开之后，漏极电压VD921通过自由共振来振动，图23中省略了其样子的图示；在后述的图24中也同样)。
另外，即使二次侧电流的峰值恒定，取决于输出电压VO，二次侧放电时间也会变化。若二次侧放电时间变化，则如图24所示，同步整流晶体管921的断开定时多样地变化，且DC/DC转换器901的特性不稳定。
加之，有时同步整流晶体管921的封装(パッケージ)的寄生电感分量对同步整流晶体管921的断开定时造成影响。加之，在对基于同步整流晶体管921的导通电阻和二次侧电流的积的漏极电压VD921与微小的断开判定电压进行比较的方式中，也有难以降低该导通电阻的情况。
另一方面，栅极驱动装置驱动由MOSFET等构成的对象晶体管(功率晶体管等)的栅极(例如，参照下述专利文献2)。在栅极驱动装置中，为了避免对象晶体管在栅极驱动装置中的电路启动前被导通，大多情况下将下拉电阻连接于对象晶体管的栅极来固定对象晶体管的栅极电位。
但是，在上述结构中，在电路启动后，电流仍流经电阻而浪费该电阻上的电力消耗。
现有技术文献
专利文献1：日本特开2016-163438号公报；
专利文献2：日本特开2002-136115号公报。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种有助于绝缘同步整流型DC/DC转换器的特性的稳定化等的同步整流控制装置，以及利用该装置的绝缘同步整流型DC/DC转换器、AC/DC转换器、电源适配器及电气设备。
或者，本发明的目的在于，提供一种有助于减少电力消耗的栅极驱动装置，以及利用该装置的绝缘型DC/DC转换器、AC/DC转换器、电源适配器及电气设备。
本发明的一方面的同步整流控制装置控制是如下一种结构，即，该同步整流控制装置控制配置于利用回扫方式的绝缘同步整流型DC/DC转换器的二次侧的同步整流晶体管，所述同步整流控制装置具备：导通控制电路，其响应于与所述DC/DC转换器中的变压器的一次侧绕组连接的开关晶体管的断开，使所述同步整流晶体管导通；以及断开控制电路，其控制所述同步整流晶体管的断开，在所述开关晶体管的导通区间，所述断开控制电路生成与产生于所述变压器的二次侧绕组的感应电压的大小和所述导通区间的长度对应的导通区间信号，在使所述同步整流晶体管导通后，所述断开控制电路基于所述导通区间信号和所述DC/DC转换器的输出电压来决定所述同步整流晶体管的断开定时(第一结构)。
在上述第一结构的同步整流控制装置中，可以是如下一种结构，即，在所述开关晶体管的导通区间，所述断开控制电路生成与产生于所述变压器的二次侧绕组的感应电压的大小对应的电流，并生成与所述电流的值和所述导通区间的长度对应的信号作为所述导通区间信号(第二结构)。
在上述第二结构的同步整流控制装置中，可以是如下一种结构，即，所述断开控制电路具有电容器，且通过在所述开关晶体管的导通区间使所述电流通过所述电容器流动来在所述电容器的两端之间生成所述导通区间信号(第三结构)。
在上述第三结构的结构的同步整流控制装置中，可以是如下一种结构，即，所述断开控制电路在所述开关晶体管的断开区间使与所述DC/DC转换器的输出电压对应的第二电流、且是与作为所述电流的第一电流反向的电流通过所述电容器流动，并在所述电容器的两端间电压达到预定电压时使所述同步整流晶体管断开(第四结构)。
在上述第四结构的同步整流控制装置中，可以是如下一种结构，即，该同步整流控制装置中设有接受通过第一分压电路对所述二次侧绕组与所述同步整流晶体管的连接节点上的电压进行分压的分压的第一端子和接受通过第二分压电路对所述输出电压进行分压的分压的第二端子，所述断开控制电路具有第一电阻和第二电阻，在所述开关晶体管的导通区间，所述断开控制电路使由所述第一端子上的电压及所述第一电阻决定的电流和由所述第二端子上的电压及所述第二电阻决定的电流的电流差作为所述第一电流通过所述电容器流动，在所述开关晶体管的断开区间，所述断开控制电路使由所述第二端子上的电压及所述第二电阻决定的电流作为所述第二电流与所述第一电流反向地通过所述电容器流动(第五结构)。
在上述第五结构的同步整流控制装置中，可以是如下一种结构，即，所述第一分压电路的分压比和所述第二分压电路的分压比彼此相同，并且，所述第一电阻的电阻值和所述第二电阻的电阻值彼此相同(第六结构)。
在上述第三结构的同步整流控制装置中，可以是如下一种结构，即，与作为所述电容器的第一电容器独立地，所述断开控制电路还具有第二电容器，所述断开控制电路在所述开关晶体管的断开区间使与所述DC/DC转换器的输出电压对应的电流通过所述第二电容器流动，并在所述第二电容器的两端间电压达到所述导通区间信号的电压时使所述同步整流晶体管断开(第七结构)。
在上述第一结构至第七结构中任一个的同步整流控制装置中，可以是如下一种结构，即，该同步整流控制装置由半导体集成电路形成(第八结构)。
本发明的一方面的绝缘同步整流型DC/DC转换器是如下一种结构，即，是利用回扫方式的绝缘同步整流型DC/DC转换器，所述绝缘同步整流型DC/DC转换器具备：变压器，其具有一次侧绕组和二次侧绕组；开关晶体管，其与所述一次侧绕组连接；同步整流晶体管，其与所述二次侧绕组连接；一次侧控制电路，其控制所述开关晶体管的导通、断开；以及二次侧控制电路，其控制所述同步整流晶体管的导通、断开，作为所述二次侧控制电路，所述绝缘同步整流型DC/DC转换器使用上述第一结构至第八结构中的任一结构的同步整流控制装置(第九结构)。
本发明的一方面的AC/DC转换器是如下一种结构，即，具备：整流电路，其对交流电压进行全波整流；平滑电容器，其通过对全波整流后的电压进行平滑化来生成直流电压；以及上述第九结构的绝缘同步整流型DC/DC转换器，其根据作为所述直流电压的输入电压生成直流的输出电压(第十结构)。
本发明的一方面的电源适配器是如下一种结构，即，具备：插头，其接受交流电压；上述第十结构的AC/DC转换器；以及壳体，其容纳所述AC/DC转换器(第十一结构)。
本发明的一方面的电气设备是如下一种结构，即，具备：上述第十结构的AC/DC转换器；以及基于所述AC/DC转换器的输出电压来驱动的负载(第十二结构)。
本发明的一方面的栅极驱动装置是如下一种结构，即，该栅极驱动装置：具备生成驱动控制信号的主控制电路；和通过栅线与对象晶体管的栅极连接且基于来自所述主控制电路的所述驱动控制信号来驱动所述对象晶体管的栅极的驱动电路，所述栅极驱动装置还具备：电阻及开关的串联电路，其串联地插入于所述栅线与预定电位点之间；以及副控制电路，其在所述主控制电路启动前使所述开关导通，并在所述主控制电路启动后断开所述开关(第十三结构)。
在上述第十三结构的栅极驱动装置中，可以是如下一种结构，即，从所述栅线观察到的所述驱动电路的阻抗在所述主控制电路启动前高于所述主控制电路启动后(第十四结构)。
在上述第十三结构或第十四结构的栅极驱动装置中，可以是如下一种结构，即，所述驱动电路具有互相串联连接的第一晶体管及第二晶体管，对所述第一晶体管和所述第二晶体管的串联电路施加直流的驱动用电压，所述第一晶体管与所述第二晶体管之间的连接节点与所述栅线连接，在所述主控制电路启动后，基于所述驱动控制信号来使所述第一晶体管和所述第二晶体管中的任一方导通，在所述主控制电路启动前，使所述第一晶体管和所述第二晶体管均断开(第十五结构)。
在上述第十三结构至第十五结构中的任一结构的栅极驱动装置中，可以是如下一种结构，即，还具备：电源端子，其接受电源电压的输入；以及内部电源电路，其基于所输入的所述电源电压来生成内部电源电压，所述主控制电路自接受所述内部电源电压的供给经过预定的准备时间后启动(第十六结构)。
在上述第十三结构至第十六结构中的任一结构的栅极驱动装置中，可以是如下一种结构，即，所述对象晶体管是与绝缘型DC/DC转换器中的变压器的一次侧绕组连接的开关晶体管(第十七结构)。
在上述第十六结构的栅极驱动装置中，可以是如下一种结构，即，所述对象晶体管是与绝缘型DC/DC转换器中的变压器的一次侧绕组连接的开关晶体管，所述对象晶体管基于施加于所述一次侧绕组的一端的针对所述DC/DC转换器的输入电压来生成所述电源电压(第十八结构)。
在上述第十三结构至第十八结构中的任一结构的栅极驱动装置中，可以是如下一种结构，即，该栅极驱动装置由半导体集成电路形成(第十九结构)。
本发明的一方面的绝缘型DC/DC转换器是如下一种结构，即，具备具有一次侧绕组和二次侧绕组的变压器、与所述一次侧绕组连接的开关晶体管、以及控制所述开关晶体管的导通、断开的一次侧控制电路，且根据施加于所述一次侧绕组的输入电压在所述变压器的二次侧生成输出电压，作为所述一次侧控制电路，所述绝缘型DC/DC转换器使用上述第十三结构至第十六结构中的任一结构的栅极驱动装置，所述栅极驱动装置将所述开关晶体管作为所述对象晶体管来进行开关驱动(第二十结构)。
本发明的一方面的AC/DC转换器可以是如下一种结构，即，具备：整流电路，其对交流电压进行全波整流；平滑电容器，其通过对全波整流后的电压进行平滑化来生成直流电压；以及上述第二十结构的绝缘型DC/DC转换器，其根据作为所述直流电压的输入电压生成直流的输出电压(第二十一结构)。
本发明的一方面的电源适配器是如下一种结构，即，具备：插头，其接受交流电压；上述第二十一结构的AC/DC转换器；以及壳体，其容纳所述AC/DC转换器(第二十二结构)。
本发明的一方面的电气设备是如下一种结构，即，具备：上述第二十一结构的AC/DC转换器；以及基于所述AC/DC转换器的输出电压来驱动的负载(第二十三结构)。
根据本发明，能够提供有助于绝缘同步整流型DC/DC转换器的特性的稳定化等的同步整流控制装置、以及利用该装置的绝缘同步整流型DC/DC转换器、AC/DC转换器、电源适配器及电气设备。
或者，根据本发明，能够提供有助于减少电力消耗的栅极驱动装置、以及利用该装置的绝缘型DC/DC转换器、AC/DC转换器、电源适配器及电气设备。
附图说明
图1是本发明的第一实施方式的DC/DC转换器的整体结构图。
图2是图1所示的二次侧控制IC的外观立体图。
图3是图1所示的二次侧控制IC的示意性框图。
图4是本发明的第一实施方式的DC/DC转换器的时序图。
图5是本发明的第一实施方式的断开控制电路的电路图。
图6是本发明的第一实施方式的示出一次侧的开关晶体管的导通区间上的断开控制电路中的电流的流动的图。
图7是本发明的第一实施方式的示出一次侧的开关晶体管的断开区间上的断开控制电路中的电流的流动的图。
图8是本发明的第一实施方式的断开控制电路相关的时序图。
图9是本发明的第二实施方式的断开控制电路的电路图。
图10是本发明的第二实施方式的断开控制电路相关的时序图。
图11是本发明的第四实施方式的DC/DC转换器的整体结构图。
图12是图11所示的一次侧控制IC的外观立体图。
图13是图11所示的一次侧控制IC的示意性框图。
图14是图13所示的下拉电路的内部结构图。
图15是图11所示的一次侧控制IC启动之前的流动的图。
图16是示出本发明的第六实施方式的AC/DC转换器的结构的图。
图17是示出本发明的第六实施方式的电源适配器的结构的图。
图18A和图18B是示出本发明的第六实施方式的电气设备的结构的图。
图19是示出本发明的第七实施方式的负载驱动装置的结构的图。
图20是示出本发明的第七实施方式的非绝缘升压型DC/DC转换器的结构的图。
图21是现有技术中的通常的绝缘同步整流型DC/DC转换器的示意性结构图。
图22是图21的DC/DC转换器的时序图。
图23是示出关于图21的DC/DC转换器的对二次侧电流的峰值的变化的响应的图。
图24是示出关于图21的DC/DC转换器的对二次侧放电时间的变化的响应的图。
具体实施方式
下面参照附图对本发明的实施方式的例子进行具体说明。在所参照的各图中，对相同的部分赋予相同的符号，并以省略关于相同部分的重复的说明为原则进行省略。此外，在本说明书中，为简化描述，有时通过标记表示信息、信号、物理量或部件等的记号或符号来省略或略写与该记号或符号对应的信息、信号、物理量或部件等的名称。例如，后述的以“M1”表示的开关晶体管(参照图1)有时可能用开关晶体管M1表示，有时也可能用晶体管M1略写，但其所指均相同。
首先，对本实施方式的描述中使用的一些术语进行说明。电平指电位的水平，对于任意的信号或电压，高电平具有高于低电平的电位。对于电平周期性地在低电平与高电平之间切换的任意的信号或电压，将该信号或电压的电平为高电平的区间的长度相对于该信号或电压的一个周期的区间的长度的比例称为占空比。
对于被构成为FET(场效应晶体管)的任意的晶体管，导通状态指该晶体管的漏极与源极之间成为导通状态，断开状态指该晶体管的漏极与源极之间成为非导通状态(断开状态)。任意的开关由1个以上的FET(场效应晶体管)构成，当某个开关为导通状态时，该开关的两端之间导通，而当某个开关为断开时，该开关的两端之间成为非导通状态。下文中，对于任意的晶体管或开关，有时将导通状态、断开状态仅表述为导通、断开。另外，对于任意的晶体管或开关，将由断开状态向导通状态的切换表述为导通，将由导通状态向断开状态的切换表述为断开。
《第一实施方式》
下面对本发明的第一实施方式进行说明。图1是本发明的第一实施方式的绝缘同步整流型DC/DC转换器1(以下，能够略写为DC/DC转换器1)的整体结构图。DC/DC转换器1是回扫方式的DC/DC转换器，其根据施加于输入端子P1的直流的输入电压VIN生成被稳定化为期望的目标电压VTG的直流的输出电压VOUT。
DC/DC转换器1由相互电绝缘的一次侧电路和二次侧电路构成，一次侧电路中的接地端以“GND1”表示，二次侧电路中的接地端以“GND2”表示。在一次侧电路和二次侧电路中的各个电路中，接地端指具有0V(零伏)的基准电位的导电部，或指基准电位本身。但是，由于接地端GND1与接地端GND2相互绝缘，因而能够具有彼此不同的电位。
DC/DC转换器1中的一对输出端子P2和P3中，输出端子P3与接地端GND2连接，从输出端子P3的电位(即，接地端GND2的电位)观察，向输出端子P2施加输出电压VOUT。DC/DC转换器1可以向连接于输出端子P2与P3之间的任意的负载(未图示)供给输出电压VOUT。
DC/DC转换器1具备变压器TR，变压器TR具有一次侧绕组W1和二次侧绕组W2。在变压器TR中，一次侧绕组W1与二次侧绕组W2相互电绝缘的同时，相互以反极性磁耦合。
在DC/DC转换器1的一次侧电路中，除了一次侧绕组W1外，还设有作为一次侧控制电路的一次侧控制IC10、一次侧电源电路11、输入电容器CIN、开关晶体管M1、检测电阻(センス抵抗)RCS。开关晶体管M1被构成为N沟道型MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)。一次侧控制IC10由半导体集成电路形成。一次侧绕组W1的一端与输入端子P1连接来接受直流的输入电压VIN。一次侧绕组W1的另一端与开关晶体管M1的漏极连接，开关晶体管M1的源极通过检测电阻RCS与接地端GND1连接。在输入端子P1与接地端GND1之间设有输入电容器CIN，且向输入电容器CIN的两端之间施加输入电压VIN。一次侧电源电路11通过对输入电压VIN进行直流—直流转换来生成具有期望的电压值的电源电压VCC，并供给至一次侧控制IC10。一次侧控制IC10基于电源电压VCC来驱动。
在DC/DC转换器1的二次侧电路中，除了二次侧绕组W2外，还设有作为二次侧控制电路的二次侧控制IC20、反馈电路30、同步整流晶体管M2、二极管D2、分压电阻R1至R4、输出电容器COUT。二次侧控制IC20由半导体集成电路形成。由分压电阻R1、R2构成分压电路DVA，且由分压电阻R3、R4构成分压电路DVB。同步整流晶体管M2(以下，能够称为SR晶体管M2)被构成为N沟道型MOSFET。二极管D2是SR晶体管M2的寄生二极管。因此，以从SR晶体管M2的源极朝向漏极的方向为正向，二极管D2与SR晶体管M2并联连接。二极管D2也可以是与寄生二极管分开设置的二极管。
二次侧绕组W2的一端与输出端子P2连接，因而向二次侧绕组W2的一端施加输出电压VOUT。二次侧绕组W2的另一端与SR晶体管M2的漏极连接。二次侧绕组W2的另一端上的电压(换言之，SR晶体管M2的漏极电压)用“VDR”表示。二次侧绕组W2的另一端与SR晶体管M2的漏极之间的连接节点与分压电阻R1的一端连接，分压电阻R1的另一端通过分压电阻R2与接地端GND2连接。因此，向分压电阻R1与R2之间的连接节点ND1施加通过分压电路DVA对电压VDR进行分压的分压VA。下文中，分压电阻R1和R2的电阻值也分别以“R1”和“R2”表示。这样，分压VA(换言之，由分压电路DVA对电压VDR进行分压而得的电压)用“VA＝VDR×R2/(R1+R2)”表示。
另一方面，被施加输出电压VOUT的输出端子P2与分压电阻R3的一端连接，分压电阻R3的另一端通过分压电阻R4与接地端GND2连接。因此，向分压电阻R3与R4之间的连接节点ND2施加通过分压电路DVB对输出电压VoUT进行分压的的分压VB。下文中，分压电阻R3和R4的电阻值也分别以“R3”和“R4”表示。这样，分压VB(换言之，由分压电路DVB对输出电压VOUT进行分压而得的电压)用“VB＝VOUT×R4/(R3+R4)”表示。
分压电路DVA中的分压比和分压电路DVB中的分压比被设定为彼此相同。即，以使“R1:R2＝R3:R4”成立的方式来决定分压电阻R1至R4的电阻值。
SR晶体管M2的源极与接地端GND2连接。另外，在输出端子P2与P3之间设有输出电容器COUT，且向输出电容器COUT的两端之间施加输出电压VOUT。也可以在输出电容器COUT与DC/DC转换器1的负载(未图示)之间插入用于检测过电流的产生的电阻。
图2中示出二次侧控制IC20的外观的例子。二次侧控制IC20是通过将半导体集成电路封入由树脂构成的壳体(封装)内而形成的电子器件(半导体装置)，构成二次侧控制IC20的各电路由半导体集成化。在作为二次侧控制IC20的电子器件的壳体中设有相对于IC20的外部露出的多个外部端子。此外，图2所示的外部端子的数量只不过是例示。一次侧控制IC10也具有与图2的二次侧控制IC20相同的结构。
作为设于二次侧控制IC20的多个外部端子的一部分，图1中示出了外部端子TM1～TM5。外部端子TM1与节点ND1连接来接受电压VA的输入，外部端子TM2与节点ND2连接来接受电压VB的输入。外部端子TM3与SR晶体管M2的栅极连接。外部端子TM4与输出端子P2连接来接受输出电压VOUT的输入。二次侧控制IC20中的各电路基于输出电压VOUT来驱动。外部端子TM5与接地端GND2连接。
二次侧控制IC20通过基于电压VA和VB控制SR晶体管M2的栅极电压来控制SR晶体管M2的导通、断开。对于该控制方法，将在后面进行详述。
在DC/DC转换器1中，光耦合器31跨设于一次侧电路和二次侧电路。光耦合器31具有配置于二次侧电路的发光元件和配置于一次侧电路的受光元件。光耦合器31的发光元件由输出电压VOUT，或由输出电压VOUT的分压进行偏置，反馈电路30驱动光耦合器31的发光元件，以使输出电压VOUT追随期望的目标电压VTG。例如，如图1所示，反馈电路30与节点ND2连接，且基于输出电压VOUT的分压VB，将与输出电压VOUT和目标电压VTG之间的误差对应的电流供给至光耦合器31的发光元件。反馈电路30由并联调整器、误差放大器等构成。
一次侧控制IC10与光耦合器31的受光元件连接，且与流经光耦合器31的受光元件的反馈电流IFB对应的反馈信号VFB被输入至一次侧控制IC10。另外，相当于检测电阻RCS上的电压降的电流检测信号VCS也被输入至一次侧控制IC10。
一次侧控制IC10与开关晶体管M1的栅极连接，且通过向开关晶体管M1的栅极供给脉冲信号来对开关晶体管M1进行开关驱动。脉冲信号是信号电平在低电平与高电平之间切换的矩形波状的信号。当向晶体管M1的栅极供给低电平、高电平的信号时，晶体管M1分别成为断开状态、导通状态。对一次侧控制IC10的结构及控制方式不做特殊限定。例如，一次侧控制IC10既可以利用PWM调制(脉冲宽度调制)将具有与反馈信号VFB对应的占空比的脉冲信号供给至开关晶体管M1的栅极，也可以利用PFM调制(脉冲频率调制)将具有与反馈信号VFB对应的频率的脉冲信号供给至开关晶体管M1的栅极。又例如，一次侧控制IC10也可以是电流模式的调制器。在这种情况下，例如，根据电流检测信号VCS来调节被供给至开关晶体管M1的栅极的脉冲信号的占空比。
此外，也可以代替设置一次侧电源电路11而在变压器TR设好辅助绕组，由包括辅助绕组而构成的自己电源电路生成一次侧控制IC10的电源电压。
在一次侧电路中，从输入端子P1通过一次侧绕组W1流向接地端GND1的电流由记号“IP”表示。在二次侧电路中，从接地端GND2通过二次侧绕组W2流向输出端子P2的电流由记号“IS”表示。有时将电流IP、IS分别称为一次侧电流、二次侧电流。
如图3所示，在二次侧控制IC20中具备决定SR晶体管M2的导通定时l来使SR晶体管M2导通的导通控制电路21和决定SR晶体管M2的断开定时来使SR晶体管M2断开的断开控制电路22。除此之外，也可以在二次侧控制IC20中具备过电压保护电路、过热保护电路等，下面关注控制电路21、22的功能。
图4中示出DC/DC转换器1的非连续模式下的时序图。通过一次侧控制IC10的控制，在定时t0与t1之间的区间，开关晶体管M1被设为导通状态，之后，在直到定时t4为止的区间，开关晶体管M1被设为断开状态。对于任意的晶体管，将该晶体管成为导通状态的区间称为导通区间，将该晶体管成为断开状态的区间称为断开区间。在开关晶体管M1的导通区间，SR晶体管M2成为断开状态。同样地，在SR晶体管M2的导通区间，开关晶体管M1成为断开状态。
在开关晶体管M1的导通区间，电流IP流经一次侧绕组W1，二次侧的电压VDR变得比输出电压VOUT高电压VOR2。电压VOR2是在开关晶体管M1的导通区间产生于二次侧绕组W2的感应电压。感应电压VOR2用输入电压VIN和变压器TR的匝数比n，用“VOR2＝VIN/n”表示。这里，匝数比n用“n＝NP/NS”表示。NP是一次侧绕组W1的匝数，NS是二次侧绕组W2的匝数。
若在定时t1使开关晶体管M1断开，则电压VDR和VA急剧下降，二次侧电流IS通过二极管D2流动。其结果，若由导通控制电路21检测到电压VDR2低于预定的负的导通判定电压(例如，-100mV)，则导通控制电路21使SR晶体管M2导通。该检测实际上基于电压VA来进行。即，导通控制电路21获知电压VA低于与导通判定电压对应的负的预定电压，并检测到开关晶体管M1断开，响应于开关晶体管M1的断开，使SR晶体管M2导通。定时t2表示SR晶体管M2的导通定时。
SR晶体管M2导通后，二次侧电流IS通过SR晶体管M2的沟道流动，二次侧电流IS的大小随着变压器TR的储能的下降而下降。
在定时t2之后的定时t3，断开控制电路22使SR晶体管M2断开。通过断开控制电路22进行断开的断开定时t3的决定方法将在后面详述。在定时t3之后，直至定时t4，晶体管M1和M2均为断开状态，电压VDR通过自由共振来振动。之后，在一次侧控制IC10的控制下，在定时t4使开关晶体管M1导通。之后反复同样的动作。
在如上所述的动作中，无需依赖于二次侧电流IS的峰值或二次侧放电时间(即，二次侧电流IS所流动的时间)，只要能够将二次侧电流IS正好成为零的定时设定为断开定时t3，即可使DC/DC转换器1的特性稳定化，使效率合理化。断开控制电路22具有认知二次侧放电时间的功能，若忽略误差，则可以在二次侧电流IS正好成为零的定时使SR晶体管M2断开。
在说明断开控制电路22的具体结构之前，察看与二次侧放电时间相关的关系式。
首先，如上述，输入电压VIN与电压VOR2之间存在下式(1)的关系，匝数比n由下式(2)表示。
[数学式1]
VIN＝VOR2×n……(1)
Figure BDA0002223790450000141
另外，若一次侧电流IP的电流峰值(最大电流值)用“IPPK”表示，二次侧电流IS的电流峰值(最大电流值)用“ISPK”表示，则电流峰值IPPK和ISPK由下式(3)和(4)表示；对于电流峰值ISPK，还用下式(5)表达。这里，tON表示1个单位区间内的开关晶体管M1的导通区间的长度(导通时间)，t’OFF表示1个单位区间内的二次侧放电时间。开关晶体管M1交替地导通、断开，将开关晶体管M1的一个导通区间和其后接着的一个断开区间的合计称为1个单位区间。LS表示二次侧绕组W2的电感值。
[数学式2]
Figure BDA0002223790450000142
ISPK＝IPPK×n……(4)
Figure BDA0002223790450000143
若基于二次侧绕组W2的电感值LS与一次侧绕组W1的电感值LP的关系式(6)，利用式(1)、(3)及(4)对式(5)进行变形，则得到下式(7)，通过式(7)的变形得到下式(8)。
[数学式3]
Figure BDA0002223790450000144
Figure BDA0002223790450000145
VOR2×tON＝VOUT×t′OFF……(8)
这里，若对式(8)的两边乘“1/CR”，则得到下式(9)。式(9)中的“C”、“R”表示设于断开控制电路22的电容器的静电电容值和电阻的电阻值，详情将在后述的断开控制电路22的电路结构中明确。
[数学式4]
Figure BDA0002223790450000146
若对式(9)的左边如下式(10)进行改写，则式(9)如下式(11)表示。从而，二次侧放电时间t’OFF由下式(12)表示。
[数5]
Figure BDA0002223790450000151
Figure BDA0002223790450000152
Figure BDA0002223790450000153
即，可以利用能够在二次侧观测的“VOR2”、“tON”及“VOUT”来推测二次侧放电时间t’OFF，断开控制电路22可以以使SR晶体管M2导通的时间仅为二次侧放电时间t’OFF的方式来决定SR晶体管M2的断开定时。
图5中示出作为断开控制电路22的例子的断开控制电路22a。断开控制电路22a包括用于通过上式(12)导出的二次侧放电时间t’OFF的模拟电路。此外，在下面的说明中，未另设定基准而示出的电压是从接地端GND2的电位观察到的电压，除非另外说明，0V(零伏)指接地端GND2的电位。
断开控制电路22a具备：电阻110和电阻120；运算放大器111和121；晶体管112～114、122～126；电容器130以及栅极信号生成电路140。晶体管112、122、125及126被构成为N沟道型MOSFET，晶体管113、114、123及124被构成为P沟道型MOSFET。
下面对断开控制电路22a的电路结构进行说明。运算放大器111的非反相输入端子与端子TM1连接，且接受电压VA的输入。运算放大器111的反相输入端子与晶体管112的源极连接，且通过电阻110与接地端GND2连接。运算放大器111的输出端子与晶体管112的栅极连接。向晶体管113、114的源极施加预定的内部电源电压Vreg。内部电源电压Vreg是基于电压VOUT在二次侧控制IC20中生成的预定的正的直流电压。晶体管113的栅极及漏极，晶体管114的栅极，晶体管112的漏极相互公共连接。
晶体管114的漏极与节点131连接。节点131与电容器130的一端连接，电容器130的另一端与接地端GND2连接。节点131的电压，即，电容器130的两端间电压用“VQ”表示。
运算放大器121的非反相输入端子与端子TM2连接，且接受电压VB的输入。运算放大器121的反相输入端子与晶体管122的源极连接，且通过电阻120与接地端GND2连接。运算放大器121的输出端子与晶体管122的栅极连接。向晶体管123、124的源极施加预定的内部电源电压Vreg。晶体管123的栅极及漏极，晶体管124的栅极，晶体管122的漏极相互公共连接。
晶体管124的漏极、晶体管125的栅极和漏极、晶体管126的栅极相互公共连接。晶体管125、126的源极与接地端GND2连接。晶体管126的漏极与节点131连接。节点131与栅极信号生成电路140连接。
下面对断开控制电路22a的动作进行说明。以下，电阻110、120的电阻值分别用“RA”、“RB”表示。另外，在本实施方式中，有时电压VA的值本身也以记号“VA”表示，对于电压VA，关注其值时，有时使用称为电压值VA的表述(对于VB、VQ、VIN、VOUT等也同样)。
图6示出了开关晶体管M1的导通区间的断开控制电路22a中的电流的流动。开关晶体管M1的导通区间相当于图4的定时t0与t1之间的区间。在开关晶体管M1的导通区间，电压(VOUT+VOR2)的分压作为电压VA被施加于运算放大器111的非反相输入端子。因此，通过运算放大器111的功能，以“VA/RA”表示的电流IA流经晶体管113、112；利用基于晶体管113、114的电流镜电路的功能，电流IA通过晶体管114朝向节点131流动。另一方面，不管晶体管M1、M2的状态如何，输出电压VOUT的分压作为电压VB被施加于运算放大器121的非反相输入端子，因此，通过运算放大器121的功能，以“VB/RB”表示的电流IB流经晶体管123、122；利用基于晶体管123、124的电流镜电路的功能，电流IB通过晶体管124朝向晶体管125流动；利用基于晶体管125、126的电流镜电路的功能，电流IB从节点131朝向晶体管126流动。
电流IA朝增加电容器130的两端间电压的方向流动，电流IB朝降低电容器130的两端间电压的方向流动。这里，如上述，分压电路DVA中的分压比和分压电路DVB中的分压比被设定为彼此相同，加之，电阻110和电阻120的电阻值RA和电阻值RB也被设定为彼此相同。因此，在开关晶体管M1的导通区间，“IA＞IB”，以电流(IA－IB)对电容器130充电。由于相当于“VA/RA”的电流IA与电压(VOUT+VOR2)成比例，相当于“VB/RB”的电流IB与电压VOUT成比例，因而其电流差(IA－IB)为与在开关晶体管M1的导通区间产生于二次侧绕组W2的感应电压VOR2的大小成比例的电流。即，在开关晶体管M1的导通区间，以与感应电压VOR2成比例的电流(因而与输入电压VIN成比例的电流)对电容器130充电。但是，从电路结构而言，不会进行电压VQ超过内部电源电压Vreg的充电。在开关晶体管M1的导通区间，各元件的常数及电压Vreg的值被设计为使电压VQ不会达到电压Vreg。
图7示出了开关晶体管M1的断开区间中到SR晶体管M2被断开为止的区间中断开控制电路22a中的电流的流动。在开关晶体管M1的断开区间中，到SR晶体管M2被断开为止的区间相当于图4的定时t1与t3之间的区间。
在定时t1与t3之间的区间，由于电压VA为接地端GND2的电位以下，因而电流IA不流动，但对于电流IB，由于与开关晶体管M1的导通区间同样地流动，因而电容器130以电流IB放电。由于相当于“VB/RB”的电流IB与电压VOUT成比例，因此，在定时t1与t3之间的区间，电容器130以与电压VOUT成比例的电流放电。但是，通过放电引起的电压VQ的下降的下限为0V。在定时t1之后，栅极信号生成电路140通过基于节点131的电压VQ生成SR晶体管M2的栅极信号，由此在与电压VQ对应的适当的定时使SR晶体管M2断开。
图8示出断开控制电路22a相关的时序图。在开关晶体管M1为导通状态的定时t0与t1之间，电压VQ以与输入电压VIN成比例的斜率(与电压VOR2成比例的斜率)上升。在开关晶体管M1断开之后，在经SR晶体管M2的导通使SR晶体管M2断开为止(即，在定时t1与t3之间)，电压VQ以与输出电压VOUT成比例的斜率下降。
栅极信号生成电路140在由导通控制电路21使SR晶体管M2导通后，将电压VQ与预定的基准电压VREF进行比较，并在电压VQ成为基准电压VREF以下的时间点向SR晶体管M2的栅极供给低电平的栅极信号来使SR晶体管M2断开。自此，SR晶体管M2被维持为断开状态直到通过导通控制电路21使SR晶体管M2下一次导通为止。可以由将电压VQ与基准电压VREF进行比较的比较器构成栅极信号生成电路140。
在SR晶体管M2断开之后，直到下一次开关晶体管M1导通之前，SR晶体管M2的漏极电压VDR以输出电压VOUT为中心自由共振(参照图4)，因此，电容器130的电压VQ也与其联动地以基准电压VREF为中心振动，但开关晶体管M1和M2均为断开状态的区间的电容器130的电压VQ的直流分量可以被视为与基准电压VREF一致。因此，可以视为在开关晶体管M1的导通定时t0，电压VQ与基准电压VREF一致(图8中，为便于图示，在定时t0之前以及定时t3之后，假设电压VQ与基准电压VREF完全一致)。
这样，在定时t0与t1之间，与积“VOR2×tON”成比例的量的电荷积蓄于电容器130，而该积蓄电荷正好在定时t1与t3之间被放电。若以“tDIS”表示定时t1与t3之间的时间，则定时t1与t3之间的放电电荷与积“VOUT×tDIS”成比例。并且，由于分压电路DVA与DVB间的分压比相等，且电阻值RA和RB也被设定得相同，因而“VOR2×tON＝VOUT×tDIS”成立。
从上式(8)可知，定时t1与t3之间的时间tDIS与二次侧放电时间t’OFF一致。即，根据断开控制电路22a，可以将二次侧电流IS正好成为零的定时设定为断开定时t3。
由此，不依赖于电压VIN及VOUT等而使DC/DC转换器1的特性稳定化，使效率合理化(在图21的二次侧控制IC920中，如上述，取决于电压VIN及VOUT等，特性波动)。另外，可以不受SR晶体管M2的封装的寄生电感分量的影响地控制SR晶体管M2的断开定时(在图21的二次侧控制IC920中，如上述，受同步整流晶体管921的封装的寄生电感分量的影响)。另外，由于即使减小SR晶体管M2的导通电阻也不会出现问题，因而能够减少SR晶体管M2中的损耗(在图21的二次侧控制IC920中，如上述，难以减小同步整流晶体管921的导通电阻)。另外，变压器TR的电感值具有制造偏差，但只要正确管理匝数比n，则可以不受变压器TR的电感值的偏差的影响地设定适宜的SR晶体管M2的断开定时。另外，在二次侧控制IC20中，接受电压VDR、VOUT的分压VA和VB，而不是直接接受电压VDR及VOUT，因而对二次侧控制IC20要求的耐压可以低。
图5的由断开控制电路22a例示的断开控制电路22在定时t0与t1之间使电流通过电容器130而朝第一方向流动；在定时t1与t3之间使电流通过电容器130而朝第二方向流动。第一方向与第二方向为互相相反的方向。在图5的断开控制电路22a中，第一方向是电容器130被充电的方向，且第二方向是电容器130放电的方向。
然后，断开控制电路22在开关晶体管M1的导通区间生成与产生于变压器TR的二次侧绕组W2的感应电压的大小(VOR2＝VIN/n)和导通区间的长度(tON)对应的导通区间信号。该导通区间信号是对应于上式(8)的左边的信号，在图5的断开控制电路22a中，在电容器130的两端之间生成导通区间信号(相当于定时t1中的VQ)。更具体而言，由外部端子TM1及TM2接受通过第一分压电路DVA进行分压的分压VA和通过第二分压电路DVB进行分压的分压VB，在开关晶体管M1的导通区间，基于分压VA及VB，生成与产生于变压器TR的二次侧绕组W2的感应电压的大小(VOR2＝VIN/n)对应的电流(IA－IB)。在开关晶体管M1的导通区间，可以由与电压(VOR2+VOUT)成比例的电流IA和与电压VOUT成比例的电流IB生成与感应电压的大小(VOR2＝VIN/n)对应的电流(IA－IB)。在开关晶体管M1的导通区间，使该电流(IA－IB)通过电容器130而朝第一方向流动，由此，在电容器130的两端间生成与该电流(IA－IB)的值和开关晶体管M1的导通区间的长度(tON)对应的信号来作为导通区间信号(相当于在定时t1的VQ)。SR晶体管M2被导通后，断开控制电路22基于上述导通区间信号和输出电压VOUT来决定SR晶体管M2的断开定时。
即，具体地，断开控制电路22在开关晶体管M1的断开区间使与输出电压VOUT对应的第二方向的电流IB通过电容器130流动，并在电容器130的两端间电压(VQ)达到预定电压(VREF)时使SR晶体管M2断开。更具体而言，例如，断开控制电路22在开关晶体管M1的导通区间使由电压值VA和电阻值RA决定电流值的电流IA与由电压值VB和电阻值RB决定电流值的电流IB的电流差(IA－IB)通过电容器130而朝第一方向流动，之后，在开关晶体管M1的断开区间，使由电压值VB和电阻值RB决定电流值的电流IB通过电容器130而朝第二方向流动。并且，在使电流IB朝第二方向流动的过程中，在电容器130的两端间电压(VQ)达到预定电压(VREF)时使SR晶体管M2断开。
当第一方向为使电容器130充电的方向，且第二方向为使电容器130放电的方向时，在电流IB朝第二方向流动的过程中，将在由电容器130的两端间电压(VQ)高于预定电压(VREF)的状态转移至成为预定电压(VREF)以下的状态的定时使SR晶体管M2断开。
但是，也可以将断开控制电路22构成为(换言之，可以对断开控制电路22a实施变形)令第一方向为使电容器130放电的方向，且令第二方向为使电容器130充电的方向。在这种情况下，在使电流IB朝第二方向流动的过程中，在由电容器130的两端间电压(VQ)低于预定电压(VREF)的状态转移至成为预定电压(VREF)以上的状态的定时使SR晶体管M2断开即可。
另外，也可以在二次侧控制IC20(例如，断开控制电路22a)中设置基于SR晶体管M2的漏极电压VDR来检测开关晶体管M1的导通定时的检测电路(未图示)。该检测电路例如在检测到漏极电压VDR成为预定的判定电压以上时判断为开关晶体管M1导通。该判定电压高于针对输出电压VOUT而定的目标电压VTG，且还高于预计漏极电压VDR通过上述自由共振所达到的漏极电压VDR的最大电压。当设有上述检测电路时，可以在断开控制电路22a中设置在晶体管M1和M2均为断开状态的区间强制性地使电压VQ与基准电压VREF一致的强制电路(未图示)。在检测开关晶体管M1导通后，到SR晶体管M2被断开为止的区间，强制电路与节点131不连接，不发挥功能。根据这种结构，在开关晶体管M1的导通区间，电压VQ可靠地以基准电压VREF为起点而增加。
《第二实施方式》
下面对本发明的第二实施方式进行说明。第二实施方式以及后述的第三、第六及第七实施方式是以第一实施方式为基础的实施方式，关于在第二、第三、第六及第七实施方式中不另阐述的事项，除非存在矛盾，第一实施方式的记载也可以适用于第二、第三、第六及第七实施方式。在第二实施方式中，对于第一实施方式与第二实施方式之间矛盾的事项，可以是第二实施方式的记载优先(对于后述的第二、第三、第六及第七实施方式也同样)。只要不存在矛盾，可以组合第一至第三实施方式、第六、第七实施方式中的任意多个实施方式，另外，可以组合第一至第七实施方式中的任意多个实施方式。
在上式(9)中，左边的“R”对应于电阻值RA，右边的“R”对应于电阻值RB。在图5的断开控制电路22a中，采用了利用单一的电容器130来决定断开定时t3的结构，式(9)的两边的“C”均与电容器130的静电电容值对应。
但是，也可以利用2个电容器来构成断开控制电路22。即，例如，作为断开控制电路22，也可以利用图9的断开控制电路22b。
图9的断开控制电路22b具备电阻110和120、运算放大器111和121、晶体管112～114及122～126、电容器130，其连接关系及动作与图5的断开控制电路22a相同。图9的断开控制电路22b还具备电阻160、运算放大器161、晶体管162～164以及电容器170。晶体管162被构成为N沟道型MOSFET，晶体管163、164被构成为P沟道型MOSFET。在上式(9)中，左边的“C”对应于电容器130的静电电容值，右边的“C”对应于电容器170的静电电容值。电容器170的静电电容值被设定为与电容器130的静电电容值相同。
运算放大器161的非反相输入端子与端子TM2连接，且接受电压VB的输入。运算放大器161的反相输入端子与晶体管162的源极连接的同时，通过电阻160与接地端GND2连接。运算放大器161的输出端子与晶体管162的栅极连接。向晶体管163、164的源极施加预定的内部电源电压Vreg。晶体管163的栅极和漏极、晶体管164的栅极、晶体管162的漏极相互公共连接。
晶体管164的漏极在节点171与电容器170的一端连接。电容器170的另一端与接地端GND2连接。节点171上的电压用“VQ2”表示。电阻160被设计为具有与电阻120的电阻值相同的电阻值，因而电阻160的电阻值用“RB”表示。
在断开控制电路22b中，与电容器130并联地设有开关SWA，且与电容器170并联地设有开关SWB。断开控制电路22b控制开关SWA和SWB的导通、断开。另外，在断开控制电路22b中，作为栅极信号生成电路，设有具有采样保持电路181和比较器182的栅极信号生成电路180。采样保持电路181将预定定时的节点131上的电压VQ作为电压VQ1采样并保持。比较器182将与电压VQ1和节点171上的电压VQ2的比较结果对应的栅极信号供给至SR晶体管M2。
图10中示出与断开控制电路22b相关的时序图。从定时t0之前，开关SWA被断开，并且，在定时t0与t1之间，开关SWA也是断开状态。因此，如在第一实施方式中描述那样，在开关晶体管M1为导通状态的定时t0与t1之间，电压VQ以与输入电压VIN成比例的斜率(以与电压VOR2成比例的斜率)上升。
若在定时t1使开关晶体管M1断开，则SR晶体管M2的漏极电压VDR急剧下降，若由导通控制电路21检测到电压VDR2低于预定的负的导通判定电压(例如，-100mV)，则导通控制电路21在定时t2使SR晶体管M2导通。此时，在使SR晶体管M2导通之前，响应于电压VDR2低于导通判定电压的检测，采样保持电路181对节点131的电压VQ进行采样并保持为电压VQ1。在电压VQ1的保持结束后，开关SWA被导通(图10中，在与定时t2实质上相同的定时使开关SWA导通)。
另外，在SR晶体管M2导通前，开关SWB为导通状态，电容器170的两端间短路，因而电压VQ2为0V。断开控制电路22b使开关SWB与SR晶体管M2的导通同步地断开。这样，在直到下一次开关SWB被导通为止的区间，电压VQ2以与输出电压VOUT成比例的斜率上升。
比较器182在SR晶体管M2被导通后对电压VQ1和电压VQ2进行比较，并在电压VQ2达到电压VQ1的定时t3向SR晶体管M2的栅极供给低电平的栅极信号来使SR晶体管M2断开。以后，直到通过导通控制电路21使SR晶体管M2下一次被导通为止，SR晶体管M2被维持为断开状态。另外，断开控制电路22b与SR晶体管M2的断开同步地断开开关SWA，且使开关SWB导通。
在SR晶体管M2断开之后，SR晶体管M2的漏极电压VDR以输出电压VOUT为中心而自由共振而直到下一次使开关晶体管M1导通为止。从而，在定时t3开关SWA断开之后，电容器130的电压VQ也与其协作而振动，但由于开关晶体管M1和M2均为在导通状态的区间的电容器130的充电电流和放电电流可以被视为实质上相等，因而该区间的电容器130的电压VQ可以被视为是零。在图10中，为便于图示，假设晶体管M1和M2在导通区间的电压VQ均为0V的直流电压。
另外，也可以在二次侧控制IC20(例如，断开控制电路22b)中设置基于SR晶体管M2的漏极电压VDR来检测开关晶体管M1的导通定时的检测电路(未图示)。该检测电路例如在检测到漏极电压VDR成为预定的判定电压以上时判断为开关晶体管M1导通。该判定电压高于针对输出电压VOUT而定的目标电压VTG，且还高于预计漏极电压VDR通过上述自由共振所达到的漏极电压VDR的最大电压。当设有上述检测电路时，在检测到开关晶体管M1的导通之前，将开关SWA维持为导通状态，并响应于检测到开关晶体管M1的导通的而断开开关SWA即可(之后的开关SWA的导通定时可以同上述)。由此，在开关晶体管M1的导通区间，电压VQ可靠地以0V为起点而增加。
无论如何，断开控制电路22b在开关晶体管M1的导通区间生成与产生于变压器TR的二次侧绕组W2的感应电压的大小(VOR2＝VIN/n)对应的电流(IA－IB)，并使该电流(IA－IB)通过电容器130而朝第一方向流动，由此，在电容器130的两端间生成与该电流(IA－IB)的值和开关晶体管M1的导通区间的长度(tON)对应的信号作为导通区间信号(相当于在定时t1的VQ，且相当于VQ1)。关于这一点，与第一实施方式相同。但是，断开控制电路22b在开关晶体管M1的断开区间使与输出电压VOUT对应的电流IB通过电容器170而朝第一方向流动，并在电容器170的两端间电压(VQ2)达到上述导通区间信号的电压(VQ1)时，使SR晶体管M2断开。
由此，也可以获得与第一实施方式相同的作用及效果。但是，SR晶体管M2的断开定时从理想的定时偏离电容器130和电容器170的静电电容值的偏差的量。因此，第一实施方式更为优选。
此外，虽然第二实施方式中的上述第一方向是使电容器130、170充电的方向，但也可以将断开控制电路22b变形而令第一方向为使电容器130、170放电的方向。
基本上可以将电容器130和电容器170的静电电容值设计成彼此相同，但也可以使其静电电容值彼此不同。在这种情况下，可以根据电容器130和电容器170的静电电容值之比，使电阻值RA和电阻值RB彼此不同，或者，可以使分压电路DVA和分压电路DVB中的分压比彼此不同。
《第三实施方式》
下面对本发明的第三实施方式进行说明。在第一、第二实施方式所示的DC/DC转换器1中采用了所谓的低侧应用。在回扫方式的同步整流型DC/DC转换器1中，在低侧应用中，如图1所示，SR晶体管M2设于输出端子P3侧，且SR晶体管M2被串联地插入于接地端GND2与变压器TR的二次侧绕组W2之间。
但是，在本发明的DC/DC转换器1中，也可以采用高侧应用。在采用高侧应用的DC/DC转换器1中，SR晶体管M2设于输出端子P2侧，且SR晶体管M2被串联地插入于施加输出电压VOUT的输出端子P2与变压器TR的二次侧绕组W2之间。除此之外，可以以无损于本发明的主旨的方式变更二次侧电路中的SR晶体管M2的配置位置。
《第四实施方式》
下面对本发明的第四实施方式进行说明。图11是本发明的第四实施方式的绝缘同步整流型DC/DC转换器1a(以下，可略写为DC/DC转换器1a)的整体结构图。DC/DC转换器1a是回扫方式的DC/DC转换器，其根据施加于输入端子P1的直流的输入电压VIN生成被稳定化为期望的目标电压VTG的直流的输出电压VOUT。图11的DC/DC转换器1a可以具有与图1的DC/DC转换器1相同的结构，或者，具有与图1的DC/DC转换器1类似的结构。第四实施方式中的以下说明，部分地与对图1的DC/DC转换器1上述的说明重复，下面对DC/DC转换器1a的结构及动作进行说明。
DC/DC转换器1a由相互电绝缘的一次侧电路和二次侧电路构成，一次侧电路中的接地端以“GND1”表示，二次侧电路中的接地端以“GND2”表示。在一次侧电路和二次侧电路中的各个电路中，接地端指具有0V(零伏)的基准电位的导电部(预定电位点)，或指基准电位本身。但是，由于接地端GND1和接地端GND2相互绝缘，因而可能具有彼此不同的电位。
在DC/DC转换器1a中的一对输出端子P2、P3中，输出端子P3与接地端GND2连接，从输出端子P3的电位(即，接地端GND2的电位)观察，向输出端子P2施加输出电压VOUT。DC/DC转换器1a可以向连接在输出端子P2与P3之间的任意的负载(未图示)供给输出电压VOUT。
DC/DC转换器1a具备具有一次侧绕组W1和二次侧绕组W2的变压器TR。在变压器TR中，一次侧绕组W1与二次侧绕组W2电绝缘的同时，相互以反极性磁耦合。
在DC/DC转换器1a的一次侧电路中，除了一次侧绕组W1外，还设有作为一次侧控制电路的一次侧控制IC10、一次侧电源电路11、输入电容器CIN、开关晶体管M1、检测电阻RCS。开关晶体管M1被构成为N沟道型MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effecttransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)。一次侧控制IC10由半导体集成电路形成。一次侧绕组W1的一端与输入端子P1连接来接受直流的输入电压VIN。一次侧绕组W1的另一端与开关晶体管M1的漏极连接，开关晶体管M1的源极通过检测电阻RCS与接地端GND1连接。在输入端子P1与接地端GND1之间设有输入电容器CIN，且向输入电容器CIN的两端间施加输入电压VIN。一次侧电源电路11通过对输入电压VIN进行直流—直流转换来生成具有期望的电压值的电源电压VCC，并供给至一次侧控制IC10。一次侧控制IC10基于电源电压VCC来驱动。
在DC/DC转换器1a的二次侧电路中，除了二次侧绕组W2外，还设有作为二次侧控制电路的二次侧控制IC20、反馈电路30、同步整流晶体管M2、二极管D2、分压电阻R1至R4、输出电容器COUT。二次侧控制IC20由半导体集成电路形成。由分压电阻R1、R2构成分压电路DVA，且由分压电阻R3、R4构成分压电路DVB。同步整流晶体管M2(以下，可称SR晶体管M2)被构成为N沟道型MOSFET。二极管D2是SR晶体管M2的寄生二极管。因此，以从SR晶体管M2的源极朝向漏极的方向为正向，二极管D2与SR晶体管M2并联连接。二极管D2也可以是与寄生二极管分开设置的二极管。
二次侧绕组W2的一端与输出端子P2连接，因而向二次侧绕组W2的一端施加输出电压VOUT。二次侧绕组W2的另一端与SR晶体管M2的漏极连接。二次侧绕组W2的另一端上的电压(换言之，SR晶体管M2的漏极电压)用“VDR”表示。二次侧绕组W2的另一端以及SR晶体管M2的漏极之间的连接节点与分压电阻R1的一端连接，分压电阻R1的另一端通过分压电阻R2与接地端GND2连接。因此，向分压电阻R1和R2之间的连接节点ND1施加通过分压电路DVA对电压VDR进行分压的分压VA。另一方面，被施加输出电压VOUT的输出端子P2与分压电阻R3的一端连接，分压电阻R3的另一端通过分压电阻R4与接地端GND2连接。因此，向分压电阻R3和R4之间的连接节点ND2施加通过分压电路DVB对输出电压VOUT进行分压的分压VB。
SR晶体管M2的源极与接地端GND2连接。另外，在输出端子P2与P3之间设有输出电容器COUT，且向输出电容器COUT的两端间施加输出电压VOUT。也可以在输出电容器COUT与DC/DC转换器1a的负载(未图示)之间插入用于检测过电流的产生的电阻。
在DC/DC转换器1a中，二次侧控制IC20将输出电压VOUT用作驱动电压，并且，基于电压VA，或基于电压VA和VB，通过控制SR晶体管M2的栅极电压来控制SR晶体管M2的导通、断开。此时，控制SR晶体管M2的栅极电压使晶体管M1和M2不同时导通。在DC/DC转换器1a中，作为SR晶体管M2的控制方法，可以利用包括公知的方法的任意的方法。例如，若考虑以SR晶体管M2为断开状态为起点，则DC/DC转换器1a中的二次侧控制IC20响应于电压VA成为预定的负的导通判定电压(例如，－100mV)以下而使SR晶体管M2导通，之后，响应于电压VA成为预定的负的断开判定电压(例如，－10mV)以上而使SR晶体管M2断开。断开判定电压高于导通判定电压。DC/DC转换器1a中的二次侧控制IC20也可以用在第一至第三实施方式中描述的方法来控制SR晶体管M2的导通、断开。
在DC/DC转换器1a中，光耦合器31跨设于一次侧电路和二次侧电路。光耦合器31具有配置于二次侧电路的发光元件和配置于一次侧电路的受光元件。光耦合器31的发光元件由输出电压VOUT，或由输出电压VOUT的分压进行偏置，反馈电路30驱动光耦合器31的发光元件，使输出电压VOUT追随期望的目标电压VTG。例如，如图11所示，反馈电路30与节点ND2连接，并且，基于输出电压VOUT的分压VB，将与输出电压VOUT和目标电压VTG之间的误差对应的电流供给至光耦合器31的发光元件。反馈电路30由并联调整器(シャントレギュレータ)、误差放大器等构成。
一次侧控制IC10与光耦合器31的受光元件连接，与流经光耦合器31的受光元件的反馈电流IFB对应的反馈信号VFB被输入至一次侧控制IC10。另外，相当于检测电阻RCS上的电压降的电流检测信号VCS也被输入至一次侧控制IC10。
一次侧控制IC10与开关晶体管M1的栅极连接，且通过向开关晶体管M1的栅极供给脉冲信号来对开关晶体管M1进行开关驱动。脉冲信号是信号电平在低电平与高电平之间切换的矩形波状的信号。当向晶体管M1的栅极供给低电平、高电平的信号时，晶体管M1分别成为断开状态、导通状态。对一次侧控制IC10的结构及控制方式不做特殊限定。例如，一次侧控制IC10既可以利用PWM调制(脉冲宽度调制)将具有与反馈信号VFB对应的占空比的脉冲信号供给至开关晶体管M1的栅极，也可以利用PFM调制(脉冲频率调制)将具有与反馈信号VFB对应的频率的脉冲信号供给至开关晶体管M1的栅极。又例如，一次侧控制IC10也可以是电流模式的调制器。在这种情况下，例如，根据电流检测信号VCS来调节被供给至开关晶体管M1的栅极的脉冲信号的占空比。
图12中示出一次侧控制IC10的外观的例子。一次侧控制IC10是通过将半导体集成电路封入由树脂构成的壳体(封装)内而形成的电子器件(半导体装置)，构成一次侧控制IC10的各电路由半导体集成化。在作为一次侧控制IC10的电子器件的壳体中设有暴露于IC10的外部的多个外部端子。此外，图12所示的外部端子的数量只不过是例示。二次侧控制IC20也具有与图12的一次侧控制IC10相同的结构。
作为设于一次侧控制IC10的多个外部端子的一部分，图11中示出了外部端子TM1a至TM5a。外部端子TM1a与开关晶体管M1的栅极连接。外部端子TM2a为电源端子，其接受来自一次侧电源电路11的电源电压VCC的输入。外部端子TM3a与接地端GND1连接。向外部端子TM4a、TM5a分别输入反馈信号VFB、电流检测信号VCS。
下面关注一次侧电路，并进一步对一次侧电路的部分结构及动作进行说明。此外，在本实施方式中，下文中，未另设定基准而示出的电压为从接地端GND1的电位观察到的电压，除非另外说明，0V(零伏)指接地端GND1的电位。
图13中示出一次侧控制IC10的示意性内部结构。DC/DC转换器1a中的一次侧控制IC10具备内部电源电路1110、主控制电路1120、驱动电路1130、下拉电路1140以及副控制电路1150。
内部电源电路1110通过对被输入至外部端子TM2a的电源电压VCC进行直流—直流转换来生成1个以上的其他直流电压。这里，认为由内部电源电路1110生成的直流电压中包括内部电源电压Vreg1和驱动用电压VDRV。内部电源电压Vreg1和驱动用电压VDRV是具有预定的电压值的正的直流电压。例如，电源电压VCC是14V以上的电压，而电压Vreg1和VDRV分别是4V和12V。
主控制电路1120基于内部电源电压Vreg1来驱动。主控制电路1120由逻辑电路构成，或由模拟电路和逻辑电路构成。主控制电路1120基于反馈信号VFB和电流检测信号VCS中的至少一方来生成用于切换开关晶体管M1的驱动控制信号SCNT，并供给至驱动电路1130。驱动控制信号SCNT例如可以是PWM调制或PFM调制后的信号。
驱动电路1130基于驱动用电压VDRV来驱动。驱动电路1130与外部端子TM1a连接，并按照驱动控制信号SCNT来控制开关晶体管M1的栅极电压。换言之，驱动电路1130在主控制电路1120的控制下调整输出端子TM1a的电压电平。外部端子TM1a在IC10的外部与开关晶体管M1的栅极连接。将连接驱动电路1130和开关晶体管M1的栅极的线称为栅线GL。
图14中示出驱动电路1130的内部结构例。图14的驱动电路1130具备互相串联连接的晶体管1131、1132、预驱动器1133。晶体管1131被构成为P沟道型MOSFET，晶体管1132被构成为N沟道型MOSFET。但是，也可以是将晶体管1131构成为N沟道型MOSFET的变形。对晶体管1131和晶体管1132的串联电路施加驱动用电压VDRV。更具体而言，向晶体管1131的源极施加驱动用电压VDRV，晶体管1131、1132的漏极之间公共连接，晶体管1132的源极与接地端GND1连接。晶体管1131、1132的漏极之间的连接节点与栅线GL连接。预驱动器1133按照来自主控制电路1120的驱动控制信号SCNT来控制晶体管1131、1132的导通、断开。驱动控制信号SCNT是取高电平或低电平的二值信号。
当驱动控制信号SCNT为高电平时，预驱动器1133通过向晶体管1131、1132的栅极供给低电平信号，使晶体管1131、1132的状态分别为导通状态、断开状态。当晶体管1131、1132的状态分别为导通状态、断开状态时，经过过渡状态，栅线GL的电位成为高电平(驱动用电压VDRV的电平)，其结果，开关晶体管M1成为导通状态。
当驱动控制信号SCNT为低电平时，预驱动器1133通过向晶体管1131、1132的栅极供给高电平信号，使晶体管1131、1132的状态分别为断开状态、导通状态。当晶体管1131、1132的状态分别为断开状态、导通状态时，经过过渡状态，栅线GL的电位的成为低电平(接地端GND1的电平)，其结果，开关晶体管M1成为断开状态。
此外，就预驱动器1133而言，为了防止晶体管1131和晶体管1132同时成为导通状态，可以适当插入使晶体管1131和晶体管1132同时为断开状态的死区时间。
主控制电路1120可以通过将信号电平在高电平与低电平之间切换的驱动控制信号SCNT供给至驱动电路1130来切换开关晶体管M1(即，使开关晶体管M1在导通状态与断开状态之间切换)。
上述说明中的各动作是在向主控制电路1120供给内部电源电压Vreg1，使主控制电路1120启动后的动作。
如图15所示，在从输入电压VIN为0V的状态到输入电压VIN上升而达到预定电压的过程中，根据基于上升中的输入电压VIN的电源电压VCC生成内部电源电压Vreg1，主控制电路1120接受内部电源电压Vreg1的供给而启动，主控制电路1120并非在接受内部电源电压Vreg1的供给后立即启动，而是在接受内部电源电压Vreg1的供给后(更详细而言，在供给至主控制电路1120的内部电源电压Vreg1的电压值达到预定电压值之后)，经过预定的准备时间后启动。该准备时间是用于保证主控制电路1120中的各电路的正常动作的时间，到内部电源电压Vreg1稳定为止的时间也可以包含在该准备时间内。准备时间取决于主控制电路1120的电路结构及启动序列，例如，少的时候，有时是数10纳秒左右，但也有时是几十微秒左右。
为方便起见，将输入电压VIN变得高于0V后，直到主控制电路1120启动为止的区间称为启动前区间(参照图15)。在包括启动前区间的主控制电路1120的启动前，主控制电路1120不进行用于切换开关晶体管M1的驱动控制信号SCNT的生成和向驱动电路1130的供给，该驱动控制信号SCNT的生成和向驱动电路1130的供给在主控制电路1120启动之后进行。
在包括启动前区间的主控制电路1120的启动前，驱动电路1130成为高阻抗状态。当晶体管1131、1132均为断开状态时，驱动电路1130成为高阻抗状态。这里的驱动电路1130的阻抗指从栅线GL观察到的驱动电路1130的阻抗。在主控制电路1120启动后，基本上晶体管1131和晶体管1132中的任一方成为导通状态，因而从栅线GL观察到的驱动电路1130的阻抗足够低(例如，几百毫欧姆Ω)，在包括启动前区间的主控制电路1120启动前，从栅线GL观察到的驱动电路1130的阻抗变得远远高于主控制电路1120启动后(例如，几百兆欧姆Ω)。
因此，在启动前区间，若电荷积于栅线GL，则开关晶体管M1有可能导通，导致预料外的过大的电流流经一次侧绕组W1和晶体管M1。作为对此的对策，也有简单用下拉电阻下拉栅线GL的方法，但就该方法而言，在主控制电路1120启动后，电流仍继续流经该下拉电阻，从而导致电力消耗的浪费。
鉴于此，在图13的一次侧控制IC10中设有下拉电路1140和副控制电路1150。下拉电路1140由下拉电阻1141和开关1142的串联电路构成。下拉电阻1141的一端与栅线GL连接，下拉电阻1141的另一端与开关1142的一端连接，开关1142的另一端与接地端GND1连接。因此，只有在开关1142为导通状态时，栅线GL通过下拉电阻1141与接地端GND1连接，当开关1142为断开状态时，不发生通过下拉电路1140的栅线GL与接地端GND1之间的电流的流动(但是，忽略漏电流)。
开关1142的导通、断开状态由副控制电路1150控制。副控制电路1150通过在启动前区间使开关1142为导通状态，将栅线GL的电平维持为低电平来将开关晶体管M1维持为断开状态(参照图15)。然后，副控制电路1150在主控制电路1120启动后将开关1142维持为断开状态。由开关1142的导通状态向断开状态的切换定时既可以是主控制电路1120启动的定时本身，也可以是主控制电路1120启动后的任意的定时。例如，主控制电路1120若经上述准备时间的经过而启动，则可以不迟延地向副控制电路1150发送预定的启动信号。副控制电路1150对接收到启动信号进行响应，将开关1142由导通状态切换为断开状态，自此，将开关1142维持为断开状态。此外，主控制电路1120也可以在向副控制电路1150发送启动信号时，也向驱动电路1130发送相同启动信号。驱动电路1130可以具有到接收启动信号之前与信号SCNT的电平无关地将晶体管1131、1132维持为断开状态的结构。
开关1142可以由任意种类的1个以上的晶体管构成，这里，设由N沟道型MOSFET构成开关1142，下文中，可能将开关1142称为晶体管1142。下拉电阻1141的一端与栅线GL连接，下拉电阻1141的另一端与晶体管1142的漏极连接，晶体管1142的源极与接地端GND1连接。副控制电路1150通过控制晶体管1142的栅极电压来控制晶体管1142的导通、断开。
副控制电路1150基于电源电压VCC或Vreg1来驱动。如果副控制电路1150在启动前区间直接向晶体管1142的栅极供给电源电压VCC或Vreg1，或向晶体管1142的栅极供给以期望的电压对电源电压VCC进行钳位而得的电压，则可使晶体管1142导通。在接收上述启动信号后，副控制电路1150将晶体管1142的栅极电压的电平固定为低电平(0V)来使晶体管1142维持为断开状态。
根据本实施方式，在主控制电路1120启动前，通过下拉电阻1141的作用来确保开关晶体管M1的断开状态。因此，抑制开关晶体管M1在主控制电路1120启动前被导通而导致预料外的过大的电流流经一次侧绕组W1和晶体管M1的现象的发生。在主控制电路1120启动后，电流不流经下拉电阻1141，因而不发生主控制电路1120启动后的电力消耗的浪费(下拉电阻1141上的电力消耗的浪费)。
当电源电压VCC是0V或实质上为0V时，晶体管1142成为断开状态，或成为不定状态，其结果，开关晶体管M1成为导通状态；当电源电压VCC是0V或实质上为0V时，能够估计到输入电压VIN也是0V或实质上是0V，因而不会出现问题。虽然向输入电容器CIN供给电荷，从而输入电压VIN从0V开始上升，但在内部电源电压Vreg1不稳定，或主控制电路1120的启动序列未结束，主控制电路1120尚未启动的区间(启动前区间)，下拉电路1140和副控制电路1150有益地发挥功能，从而确保开关晶体管M1的断开状态。
由于下拉电路1140以将上一次的DC/DC转换器1a的动作结束时残余的晶体管M1的栅极电荷引向接地端GND1为目的，因而下拉电阻1141的电阻值例如为几十千欧姆至几百千欧姆左右即可。也可以与下拉电路1140并联地预备性地设置好几千兆欧姆左右的电阻。
《第五实施方式》
下面对本发明的第五实施方式进行说明。第五实施方式及后述的第六、第七实施方式是以第四实施方式为基础的实施方式，关于在第五至第七实施方式中不另阐述的事项，除非存在矛盾，第四实施方式的记载也可以适用于第五至第七实施方式。在第五实施方式中，对于在第四实施方式与第五实施方式之间矛盾的事项，可以是第五实施方式的记载优先(对于后述的第六及第七实施方式也同样)。除非存在矛盾，可以组合第四至第七实施方式中的任意多个实施方式，另外，可以组合第一至第七实施方式中的任意多个实施方式。
在第四实施方式中，虽然DC/DC转换器1a为绝缘同步整流型DC/DC转换器，但就DC/DC转换器1a而言，只要是根据施加于一次侧绕组W1的输入电压VIN在变压器TR的二次侧(即，在二次侧电路)生成输出电压VOUT，则可以是任意的DC/DC转换器。
例如，虽然在图11所示的DC/DC转换器1a中采用了所谓的低侧应用，但也可以采用高侧应用。在采用高侧应用的DC/DC转换器1a中，SR晶体管M2设于输出端子P2侧，且SR晶体管M2被串联地插入于施加输出电压VOUT的输出端子P2与变压器TR的二次侧绕组W2之间。除此之外，可以以无损于本发明的主旨的方式变更二次侧电路中的SR晶体管M2的配置位置。
又例如，DC/DC转换器1a也可以是采用整流二极管的DC/DC转换器(绝缘二极管整流型DC/DC转换器)。在这种情况下，在DC/DC转换器1a中，代替图11的SR晶体管M2和寄生二极管D2，而将整流二极管设于二次侧电路。整流二极管被插入于二次侧绕组W2与输出电容器COUT之间，且对从一次侧绕组W1传输至二次侧绕组W2的电力进行整流。
又例如，也可以将DC/DC转换器1a构成为前馈式绝缘型DC/DC转换器，在这种情况下，也可以采用同步整流方式和整流二极管方式中的任一方式。
《第六实施方式》
下面对本发明的第六实施方式进行说明。在第六实施方式中，对本发明的DC/DC转换器的用途进行说明。
如图16所示，可以构成采用本发明的DC/DC转换器的AC/DC转换器300。AC/DC转换器300具备滤波器301、整流电路302、平滑电容器303以及DC/DC转换器304。滤波器301去除被输入至AC/DC转换器300的交流电压VAC的噪声。交流电压VAC可以是工业用交流电压。整流电路302是对通过滤波器301供给的交流电压VAC进行全波整流的二极管桥接电路。平滑电容器303通过对全波整流后的电压进行平滑化来生成直流电压。DC/DC转换器304将由平滑电容器303生成的直流电压作为输入电压VIN而接受，并通过对输入电压VIN进行电力转换(直流—直流转换)来生成输出电压VOUT。可以将第一至第五实施方式中的任一实施方式所示的DC/DC转换器1或1a用作DC/DC转换器304。在这种情况下，图1或图11的输入电容器CIN相当于平滑电容器303。
也可以利用AC/DC转换器300来构成电源适配器。图17是示出具备AC/DC转换器300的电源适配器320的图。电源适配器320具备AC/DC转换器300、插头321、壳体322以及输出连接器323，且在壳体322中容纳及配置AC/DC转换器300。插头321从未图示的插座接受工业用交流电压VAC，AC/DC转换器300根据通过插头321输入的工业用交流电压VAC生成直流的输出电压VOUT。输出电压VOUT通过输出连接器323被供给至未图示的任意的电气设备。作为电气设备，例如有笔记本式个人计算机、信息终端、数码相机、数字摄像机、便携式电话(包括被分类为智能电话的设备)，便携式音频播放器等。
也可以构成具备AC/DC转换器300的电气设备。图18A和图18B是示出具备AC/DC转换器300的电气设备340的图。虽然图18A和图18B所示的电气设备340为显示装置，但对电气设备340的种类不做特殊限定，只要是内置AC/DC转换器的设备，则可以是任意设备，如音频设备、冰箱、洗衣机、吸尘器等。电气设备340具备AC/DC转换器300、插头341、壳体342以及负载343，且在壳体322中容纳及配置AC/DC转换器300和负载343。插头341从未图示的插座接受工业用交流电压VAC，AC/DC转换器300由通过插头341输入的工业用交流电压VAC生成直流的输出电压VOUT。所生成的输出电压VOUT被供给至负载343。负载343可以是基于输出电压VOUT驱动的任意的负载，例如，微型计算机、DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)、电源电路、照明设备、模拟电路或数字电路。
《第七实施方式》
下面对本发明的第七实施方式进行说明。在第七实施方式中，对以可适用于第一至第六实施方式的一些变形技术等进行说明。
如上述，二次侧控制IC20的各电路元件以半导体集成电路的形式形成，通过将该半导体集成电路封入由树脂构成的壳体(封装)中来构成半导体装置。但是，也可以利用多个分立器件来构成与二次侧控制IC20中的电路等同的电路。作为包括在二次侧控制IC20中的电路元件，上述的任意的一些电路元件也可以设于二次侧控制IC20外而与二次侧控制IC20外接。反过来，作为设于二次侧控制IC20外的电路元件，也可以将上述的一些电路元件设于二次侧控制IC20中。
关于任意的信号或电压，可以以无损于上述主旨的形式，使其高电平与低电平的关系颠倒过来。
也可以实施在N沟道型与P沟道型之间对FET的类型进行替换的变形。
二次侧控制IC20作为控制SR晶体管M2的同步整流控制装置(同步整流晶体管控制装置)发挥功能。也可以在同步整流控制装置的构成要素中包括二次侧控制IC20以外的一些构成要素。例如，也可以认为分压电路DVA和DVB包括在同步整流控制装置的构成要素中。
如上述，一次侧控制IC10的各电路元件以半导体集成电路的形式形成，通过将该半导体集成电路封入由树脂构成的壳体(封装)中来构成半导体装置。但是，也可以利用多个分立元件构成与一次侧控制IC10中的电路等同的电路。作为一次侧控制IC10中包括的电路元件，上述的任意的一些电路元件也可以设于一次侧控制IC10外而与一次侧控制IC10外接。反过来，作为设于一次侧控制IC10外的电路元件，也可以将上述的一些电路元件设于一次侧控制IC10中。
图13所示的一次侧控制IC10作为用于驱动对象晶体管的栅极的栅极驱动装置发挥功能。对于一次侧控制IC10而言的对象晶体管是设于绝缘型DC/DC转换器1a的一次侧电路的开关晶体管M1，但在本发明中，对象晶体管不限于此，可以将需要栅极驱动的任意的电压控制型晶体管作为对象晶体管。
例如，如图19所示，在通过控制串联地插入于施加预定的直流电源电压V1的线1401与负载1402之间的输出晶体管1403，通过输出晶体管1403向负载1402供给电力的负载驱动装置1400中，可以将输出晶体管1403视为对象晶体管。在该负载驱动装置1400中，可以使栅极驱动装置1404具有与一次侧控制IC10等同的结构，并利用栅极驱动装置1404来驱动输出晶体管1403的栅极。栅极驱动装置1404的输出端子TM1a与输出晶体管1403的栅极连接，栅极驱动装置1404可以通过向输出晶体管1403的栅极供给脉冲信号来对输出晶体管1403进行开关驱动。对于栅极驱动装置1404而言的电源电压VCC例如是电压V1。
在图19的结构中，对象晶体管1403和负载1402串联连接，当对象晶体管1403导通状态时，基于直流电源电压V1的电流通过对象晶体管被供给至负载1402。
或者，例如，也可以将非绝缘型的开关电源电路中的开关晶体管作为对象晶体管，并对该对象晶体管适用具有与一次侧控制IC10等同的结构的栅极驱动装置。
作为一例，图20中示出非绝缘升压型DC/DC转换器1420。非绝缘升压型DC/DC转换器1420具备以符号1421至1427表示的各部位。在非绝缘升压型DC/DC转换器1420中，向电感器1421的一端施加预定的直流输入电压V1，电感器1421的另一端与被构成为N沟道型MOSFET的开关晶体管1422的漏极连接，且与二极管1423的阳极连接。二极管1423的阴极与平滑电容器1424的一端连接。平滑电容器1424的另一端和开关晶体管1422的源极与具有0V的基准电位的接地端连接。在二极管1423的阴极与平滑电容器1424的连接节点出现直流的输出电压V2。利用分压电阻1425、1426向栅极驱动装置1427供给与输出电压V2对应的反馈电压。栅极驱动装置1427基于反馈电压向开关晶体管1422的栅极供给脉冲信号来对开关晶体管1422进行开关驱动，以使输出电压V2被稳定在高于电压V1的期望的目标电压。此时，将开关晶体管1422视为对象晶体管，并将与一次侧控制IC10等同的结构适用于栅极驱动装置1427。因此，栅极驱动装置1427的输出端子TM1a将与晶体管1422的栅极连接。对于栅极驱动装置1427而言的电源电压VCC例如是电压V1。
在图11的结构和图20的结构中，对象晶体管(M1或1422)和线圈(W1或1421)串联连接，当对象晶体管为导通状态时，通过对象晶体管和线圈，基于直流电压(VIN或V1)的电流流动。这里的线圈在图11的结构中相当于一次侧绕组W1，而在图20的结构中相当于电感器1421。
上述各晶体管可以是任意种类的晶体管。例如，作为MOSFET，也可以将上述的晶体管置换为结型FET、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)或双极型晶体管。任意的晶体管具有第一电极、第二电极以及控制电极。在FET中，第一电极和第二电极中的一方是漏极，另一方是源极，且控制电极是栅极。在IGBT中，第一电极和第二电极中的一方是集电极，另一方是发射极，且控制电极是栅极。在不属于IGBT的双极型晶体管中，第一及第二电极中的一方是集电极，另一方是发射极，且控制电极是基极。
但是，上述对象晶体管是包括MOSFET的FET或IGBT等电压控制型晶体管(即，根据控制电极中的电压来控制流经第一电极与第二电极之间的电流的晶体管)。
可以在专利请求范围所示的技术思想的范围内适当地对本发明的实施方式实施多种变更。以上实施方式归根结底只是本发明的实施方式的例子，本发明乃至各构成要件的术语的含义不限于以上实施方式中所记载的含义。上述说明书所示的具体的数值仅仅是例示，显而易见地，可以将其变更为各种各样的数值。

Claims (23)

1.一种同步整流控制装置，其控制配置于利用回扫方式的绝缘同步整流型DC/DC转换器的二次侧的同步整流晶体管，所述同步整流控制装置的特征在于，具备：
导通控制电路，其响应于与所述DC/DC转换器中的变压器的一次侧绕组连接的开关晶体管的断开，使所述同步整流晶体管导通；以及
断开控制电路，其控制所述同步整流晶体管的断开，
在所述开关晶体管的导通区间，所述断开控制电路生成与产生于所述变压器的二次侧绕组的感应电压的大小和所述导通区间的长度对应的导通区间信号，
在使所述同步整流晶体管导通后，所述断开控制电路基于所述导通区间信号和所述DC/DC转换器的输出电压来决定所述同步整流晶体管的断开定时。
2.根据权利要求1所述的同步整流控制装置，其特征在于，
在所述开关晶体管的导通区间，所述断开控制电路生成与产生于所述变压器的二次侧绕组的感应电压的大小对应的电流，并生成与所述电流的值和所述导通区间的长度对应的信号作为所述导通区间信号。
3.根据权利要求2所述的同步整流控制装置，其特征在于，
所述断开控制电路具有电容器，且通过在所述开关晶体管的导通区间使所述电流通过所述电容器流动来在所述电容器的两端之间生成所述导通区间信号。
4.根据权利要求3所述的同步整流控制装置，其特征在于，
所述断开控制电路在所述开关晶体管的断开区间使与所述DC/DC转换器的输出电压对应的第二电流且是与作为所述电流的第一电流反向的电流通过所述电容器流动，并在所述电容器的两端间电压达到预定电压时使所述同步整流晶体管断开。
5.根据权利要求4所述的同步整流控制装置，其特征在于，
该同步整流控制装置中设有接受通过第一分压电路对所述二次侧绕组与所述同步整流晶体管的连接节点上的电压进行分压的分压的第一端子和接受通过第二分压电路对所述输出电压进行分压的分压的第二端子，
所述断开控制电路具有第一电阻和第二电阻，
在所述开关晶体管的导通区间，所述断开控制电路使由所述第一端子上的电压及所述第一电阻决定的电流和由所述第二端子上的电压及所述第二电阻决定的电流的电流差作为所述第一电流通过所述电容器流动，
在所述开关晶体管的断开区间，所述断开控制电路使由所述第二端子上的电压及所述第二电阻决定的电流作为所述第二电流与所述第一电流反向地通过所述电容器流动。
6.根据权利要求5所述的同步整流控制装置，其特征在于，
所述第一分压电路的分压比和所述第二分压电路的分压比彼此相同，并且，所述第一电阻的电阻值和所述第二电阻的电阻值彼此相同。
7.根据权利要求3所述的同步整流控制装置，其特征在于，
所述断开控制电路还与作为所述电容器的第一电容器分开地具有第二电容器，
所述断开控制电路在所述开关晶体管的断开区间使与所述DC/DC转换器的输出电压对应的电流通过所述第二电容器流动，并在所述第二电容器的两端间电压达到所述导通区间信号的电压时使所述同步整流晶体管断开。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的同步整流控制装置，其特征在于，
该同步整流控制装置由半导体集成电路形成。
9.一种利用回扫方式的绝缘同步整流型DC/DC转换器，所述绝缘同步整流型DC/DC转换器的特征在于，具备：
变压器，其具有一次侧绕组和二次侧绕组；
开关晶体管，其与所述一次侧绕组连接；
同步整流晶体管，其与所述二次侧绕组连接；
一次侧控制电路，其控制所述开关晶体管的导通、断开；以及
二次侧控制电路，其控制所述同步整流晶体管的导通、断开，
作为所述二次侧控制电路，使用权利要求1至8中任一项所述的同步整流控制装置。
10.一种AC/DC转换器，其特征在于，具备：
整流电路，其对交流电压进行全波整流；
平滑电容器，其通过对全波整流后的电压进行平滑化来生成直流电压；以及
权利要求9所述的绝缘同步整流型DC/DC转换器，其根据作为所述直流电压的输入电压生成直流的输出电压。
11.一种电源适配器，其特征在于，具备：
插头，其接受交流电压；
权利要求10所述的AC/DC转换器；以及
壳体，其容纳所述AC/DC转换器。
12.一种电气设备，其特征在于，具备：
权利要求10所述的AC/DC转换器；以及
基于所述AC/DC转换器的输出电压来驱动的负载。
13.一种栅极驱动装置，其具备：生成驱动控制信号的主控制电路；和通过栅线与对象晶体管的栅极连接且基于来自所述主控制电路的所述驱动控制信号来驱动所述对象晶体管的栅极的驱动电路，所述栅极驱动装置的特征在于，
该栅极驱动装置还具备：
电阻及开关的串联电路，其串联地插入于所述栅线与预定电位点之间；以及
副控制电路，其在所述主控制电路启动前使所述开关导通，并在所述主控制电路启动后断开所述开关。
14.根据权利要求13所述的栅极驱动装置，其特征在于，
从所述栅线观察到的所述驱动电路的阻抗在所述主控制电路启动前高于所述主控制电路启动后。
15.根据权利要求13所述的栅极驱动装置，其特征在于，
所述驱动电路具有互相串联连接的第一晶体管及第二晶体管，
对所述第一晶体管和所述第二晶体管的串联电路施加直流的驱动用电压，
所述第一晶体管与所述第二晶体管之间的连接节点与所述栅线连接，
在所述主控制电路启动后，基于所述驱动控制信号来使所述第一晶体管和所述第二晶体管中的任一方导通，
在所述主控制电路启动前，使所述第一晶体管和所述第二晶体管均断开。
16.根据权利要求13所述的栅极驱动装置，其特征在于，
该栅极驱动装置还具备：
电源端子，其接受电源电压的输入；以及
内部电源电路，其基于所输入的所述电源电压来生成内部电源电压，
所述主控制电路自接受所述内部电源电压的供给经过预定的准备时间后启动。
17.根据权利要求13所述的栅极驱动装置，其特征在于，
所述对象晶体管是与绝缘型DC/DC转换器中的变压器的一次侧绕组连接的开关晶体管。
18.根据权利要求16所述的栅极驱动装置，其特征在于，
所述对象晶体管是与绝缘型DC/DC转换器中的变压器的一次侧绕组连接的开关晶体管，
所述对象晶体管基于施加于所述一次侧绕组的一端的针对所述DC/DC转换器的输入电压来生成所述电源电压。
19.根据权利要求13至18中任一项所述的栅极驱动装置，其特征在于，
该栅极驱动装置由半导体集成电路形成。
20.一种绝缘型DC/DC转换器，其具备具有一次侧绕组和二次侧绕组的变压器、与所述一次侧绕组连接的开关晶体管、以及控制所述开关晶体管的导通、断开的一次侧控制电路，且根据施加于所述一次侧绕组的输入电压在所述变压器的二次侧生成输出电压，所述绝缘型DC/DC转换器的特征在于，
作为所述一次侧控制电路，使用权利要求13至16中任一项所述的栅极驱动装置，
所述栅极驱动装置将所述开关晶体管作为所述对象晶体管来进行开关驱动。
21.一种AC/DC转换器，其特征在于，具备：
整流电路，其对交流电压进行全波整流；
平滑电容器，其通过对全波整流后的电压进行平滑化来生成直流电压；以及
权利要求20所述的绝缘型DC/DC转换器，其根据作为所述直流电压的输入电压生成直流的输出电压。
22.一种电源适配器，其特征在于，具备：
插头，其接受交流电压；
权利要求21所述的AC/DC转换器；以及
壳体，其容纳所述AC/DC转换器。
23.一种电气设备，其特征在于，具备：
权利要求21所述的AC/DC转换器；以及
基于所述AC/DC转换器的输出电压来驱动的负载。
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