CN102655369A - 功率转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种功率转换装置(100至107)，包括主电路(1H，1L)，其中开关元件(SW1，SW2)分别与二极管(D1，D2)并联连接。由串联连接的第二开关元件(SW3)和电容器(C)构成的辅助电路(2L)与作为续流二极管操作的二极管(D2)并联连接。与辅助电路(2L)相对的主电路(1L)的开关元件(SW2)设置为在基准时刻(RT)导通。辅助电路(2L)的第二开关元件(SW3)设置为在死区时间段(ΔTd)中，相对于基准时刻(RT)提前电容器(C)的放电时间段(ΔT2)的间隔时导通。

Description

功率转换装置

技术领域

本发明涉及用于DC电源的功率转换装置，该功率转换装置使用诸如功率MOSFET的开关元件。

背景技术

逆变器、DC-DC转换器等用作用于DC电源的功率转换装置，该功率转换装置使用诸如功率MOSFET的开关元件。

在图14A中由附图标记90示出和指示一个示意性的功率转换装置。该功率转换装置90包括构成逆变电路的一相的基本部分的半桥电路。该半桥电路包括高压侧开关元件SW1和低压侧开关元件SW2。通过互补性地操作开关元件SW1和SW2，将DC电压E1转换为AC电压，以将电功率提供给电感负载LD。

可以使用功率MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)、SJ-MOSFET(超级结(super-junction)MOSFET)等作为开关元件SW1和SW2。开关元件SW1和SW2具有分别是体二极管的寄生二极管D1和D2。在驱动电感负载LD时，寄生二极管D1和D2用作续流二极管(freewheeling diode)。然而该寄生二极管D1和D2通常具有差的反向恢复特性。因此，在反向恢复时间产生在二极管中反向流动的大反向恢复电流，并且感应出浪涌电压和称为振铃(ringing)的共振。

功率转换装置90如图14B所示进行操作，其中以放大的方式示出在开关元件SW1导通时产生的电流IS1和电压V2的上升特性。在逆变器电路中，为了防止开关元件SW1和SW2同时导通而造成电源的短路，通常提供大约几微秒(μm)的时间段作为如图14B所示的死区时间段(ΔTd)。当在续流电流在死区时间段ΔTd期间从电感负载LD正向流动至寄生二极管D2的情况下开关元件SW1导通时，将负载电流切换至流向开关元件SW1的电流IS1。在该情况下，将反向电压施加至寄生二极管D2。因此，如由图14B中的电流IS1和电压V2的波形所示，叠加了大的反向恢复电流并产生电流浪涌和电压浪涌。即使在寄生二极管D2中的少量载流子消失并且寄生二极管D2关断之后，由于导电电线的寄生电感和寄生电阻以及开关元件SW1和寄生二极管D1的电容而产生振铃(持续共振)。

在以下专利文献1中公开了作为开关电源装置的一种示例装置，其解决了反向恢复电流的上述缺陷，该开关电源装置包括主振荡元件TR1和同步整流元件。

专利文献1：JP 2009-273230A(US2011/0018512)

专利文献1公开了图15A和15B中示出的开关电源装置20，图15A和15B示出图15C中所示的时间段TD和TE中的操作状态。该装置20配置为抑制恢复电流。

开关电源装置20将输入电压转换为期望的DC电压，以给负载LD提供电功率。它包括与输入电源E串联连接主振荡元件TR1、互补性地导通和关断的同步整流元件SR1以及寄生二极管DSR1，将该寄生二极管DSR1以将电流提供给平滑电路16的方向连接到同步整流元件SR1的两端，该平滑电路16包括串联连接的电感器L0和电容器C0。在寄生二极管DSR1的两端，设置整流协助电路22。该整流协助电路22由辅助开关元件Q1和辅助电容器C1的串联电路构成，该串联电路由控制电路(未图示)驱动。通过图15C中所示的控制脉冲Vga、Vgb以及Vgc来控制主振荡元件TR1、同步整流元件SR1以及辅助开关元件Q1。控制脉冲Vga、Vgb以及Vgc的信号电平，并且因此控制元件TR1、SR1以及Q1的导通/关断状态，以在每个周期时间段改变，该每个周期时间段由图15C中指示的时间段TA、TB、TC、TD以及TE构成。

在开关电源装置20中，在如图15A所示的时间段TD中由控制脉冲Vga来关断主振荡元件TR1，并且由控制脉冲Vgb来导通同步整流元件SR1。辅助开关元件Q1由控制脉冲Vgc来保持关断。当主振荡元件TR1从导通状态变为关断时，电感器L0产生反电动势。如图15A中的虚线箭头所示，电流因此在由电容器C0、负载LD以及同步整流元件SR1构成的路径中流动。因此，在主振荡元件TR1的导通状态期间在电感器L0中充入的电磁能量被释放。因为同步整流元件SR1的导通电阻小，在寄生二极管DSR1中没有正向流动的正向电流。该正向是用于充电造成反向恢复电流的反向恢复电荷。

在图15C的时序图中从时间段TD改变至时间段TE的时刻，在主振荡元件TR1保持关断的同时，同步整流元件SR1也从导通状态变为关断，并且进入死区时间段状态。响应于同步整流元件SR1的关断时刻，辅助开关元件Q1如所示地同时导通，或在略微延迟之后导通，该略微延迟在图中无法辨别。提供该略微延迟以使得在同步整流元件SR1已经基本关断之后辅助开关元件Q1基本导通的时刻不会相反。将略微延迟确定为同步整流元件SR1和辅助开关元件Q1的操作速度以及电路基底(未图示)上的布线图的寄生电感和寄生电容的函数。将该略微延迟调整为处于从零(0)到死区时间段ΔTd的范围内。

在时间段TE中的操作中，如图15B所示，电流流经辅助开关元件Q1。将辅助电容器C1充电到通常等于电源电压的电压，该辅助电容器C1在由图15B中的虚线箭头指示的不同路径中放电和提供电流。电流穿过辅助开关元件Q1、电感器L0、电容器C0以及负载LD。辅助电容器C1具有大于预定值的电容。因此，即使在由上述放电将部分电荷释放时，其两端的电压仍保持高于预定电压。因此，辅助电容器C1继续其放电操作，并且引起反向恢复电流的正向电流并不在寄生二极管DSR1中流动。

在开关电源装置20中，在死区时间段期间尽可能最早的时刻形成充电电容器C0的放电电流流向负载LD的路线，以使得不允许负载电流在寄生二极管DSR1中流动。因此，通过防止充电载流子在同步整流元件SR1保持关断时保持在寄生二极管DSR1中，防止反向恢复电流在主振荡元件TR1导通时流动。

在开关电源装置20中，防止引起反向恢复电流的正向电流在时间段TE中的操作中流向寄生二极管DSR1。因此，能够抑制由参照图14B所描述的大反向恢复电流造成的电流浪涌和电压浪涌。

在开关电源装置20中，在如图15B所示的死区时间段期间时间段TE中的操作中，将电流持续提供给由虚线箭头指示的路径。因此，辅助电容器C1需要具有大的电容，并且因此在辅助电容器C1中出现大的损耗。具体来说，在将电阻器和二极管的时间常数开关电路设置在整流协助电路中以减轻施加到主振荡元件TR1等的电流应力的开关电源装置中，在死区时间段期间由该时间常数开关电路的电阻器造成损耗。

专利文献1还公开了提供略微延迟，以避免辅助开关元件Q1发生短路，该短路由同步整流元件SR1的关断时刻和辅助开关元件Q1的导通时刻的颠倒而造成。然而，这样的略微延迟的最优值取决于寄生电感和寄生电容的值。如在开关电源装置20中所执行的响应于同步整流元件SR1的关断时刻来最优地控制辅助开关元件Q1的导通是困难的。从安全的角度看也并不是优选的。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供用于DC电源的使用开关元件的功率转换装置。该功率转换装置抑制由反向恢复电流造成的电流浪涌和电压浪涌，执行安全并且最优的控制并且减少死区时间段(dead time period)中的损耗。

为了实现该目的，一种功率转换装置用于将DC电源的电功率经转换后提供给电感负载，所述功率转换装置由一组主电路、辅助电路以及控制电路构成。主电路组串联连接，并且在所述DC电源的高压侧和低压侧连接于所述DC电源，以从所述主电路之间的结点提供所述电功率。每个主电路包括主开关元件和并联连接于所述主开关元件的两端之间的二极管。辅助电路包括辅助开关元件和与所述辅助开关元件串联连接的电容器。所述辅助电路并联连接到所述主电路中包括作为续流二极管的所述二极管的一个主电路。控制电路在开关时刻利用死区时间段来交替导通所述主电路中的所述主开关元件，以使得在死区时间段期间两个所述主开关元件关断。所述控制电路进一步在死区时间段中导通所述辅助开关元件，以使电容器放电。所述控制电路在所述死区时间段中相对于基准时刻提前所述电容器的放电时间段的间隔时导通所述辅助开关元件。所述基准时刻是在所述主电路中的所述一个主电路的所述主开关元件处于关断状态的情况下导通所述主电路中的另一个主电路的所述主开关元件的时间点。

附图说明

在附图中：

图1A和图1B分别是示出功率装换装置的主要部分的电路图，以及示出图1A中所示的功率装换装置的一个周期操作的时序图；

图2A和图2B分别是示出图1A中所示的功率装换装置的详细配置的电路图，以及示出图2A中所示的功率装换装置的重复的控制周期的时序图；

图3A、图3B和图3C是分别示出图2B中指示的时间点ta1、tb以及tc的电流流动状态的电路图；

图4A和图4B是分别示出图2B中指示的时间点td和Te的电流流动状态的电路图；

图5A、图5B和图5C是分别示出图2B中指示的时间点tf1、tf2以及ta2的电流流动状态的电路图；

图6是示出图2A中所示的功率装换装置的变型的电路图；

图7A和图7B分别是示出图1A中所示的功率装换装置的变型的电路图，以及示出图7A中所示的功率装换装置的一个周期操作的时序图；

图8A和图8B是示出图7A中所示的功率装换装置的变型的电路图；

图9是示出图7A中所示的功率装换装置的变型的电路图；

图10是示出图7A中所示的功率装换装置的变型的电路图；

图11A、图11B以及图11C是在图10中所示的变型中使用的示意性部分的电路图；

图12是用作用于驱动三相感应电动机的功率转换装置的逆变器的电路图；

图13A和图13B分别是示出图12中所示的逆变器的一相的电路图，以及示出图13A所示的逆变器的一相的控制流程图；

图14A和图14B是示出作为传统功率转换装置的一相部分的基本部分的半桥电路的电路图，以及示出图14A中所示的功率装换装置的一个周期操作的时序图；以及

图15A、图15B以及图15C分别是示出于传统功率转换装置的操作状态的电路图，以及示出图15A和图15B中所示的传统功率装换装置的操作的时序图。

具体实施方式

参照示出半桥电路的图1A，该半桥电路是逆变器电路的一相的基本部分，由点划线来指示功率转换装置100。功率转换装置100可以应用于用于将DC功率逆变为AC功率的逆变器或应用于DC-DC转换器。

功率转换装置100具有一组(两个)彼此串联连接并且由控制电路10控制的主电路1H和1L。将主电路1H和1L分别设置在DC电源E的高电位侧和低电位侧。功率转换装置100转换DC电源E的电功率，以将电功率提供给由控制电路10控制下的电感负载LD。负载电流ILD在从主电路1H和1L之间的结点起的方向上流动。

主电路1H和1L分别包括作为第一开关元件的高压侧主开关元件SW1和低压侧主开关元件SW2。开关元件SW1和SW2的每一个例如可以是功率MOSFET、IGBT、SJ-MOSFET等。主电路1H和1L还分别包括二极管D1和D2。将二极管D1和D2以反向偏置的方向并联连接到开关元件SW1和SW2的两端。对该组主电路1H和1L中的开关元件SW1和SW2继续开关控制，以如图1B所示地交替地导通。设置死区时间段ΔTd，以使得开关元件SW1和SW2两者在开关时刻保持在关断状态。在死区时间段ΔTd期间，主电路1L的二极管D2用作续流二极管。在主电路1L中的开关元件SW2处于关断状态的情况下，主电路1H中的开关元件SW1在基准时刻RT导通。

功率转换装置100还包括也由控制电路10控制的辅助电路2L。辅助电路2L由辅助开关元件SW3和电容器C构成，该辅助开关元件SW3是第二开关元件，该电容器C并联连接到包括二极管D2的主电路1L上。功率转换装置100配置为使得在死区时间段ΔTd期间，辅助电路2L中的开关元件SW3在相对于基准时刻RT提前C电容器的放电时间段ΔT2的时长时导通。在充电时间段ΔT1期间，通过利用开关元件SW1的导通状态对电容器C充电。

分别并联并且以反向偏置方向连接到该组主电路1H和1L中的开关元件SW1和SW2的两端之间的二极管D1和D2可以是外部连接到开关元件SW1和SW2的二极管，或寄生在开关元件SW1和SW2中的寄生二极管。在使用开关元件SW1和SW2的寄生二极管的情况下，与使用外部二极管的情况相比，能够实现尺寸减小和成本减少。

功率转换装置100通过互补性地操作开关元件SW1和SW2来将电功率提供给电感负载LD。在该操作中，设置如图1B所示的大约几微秒(μm)的死区时间段ΔTd，以使得第一开关元件SW1和SW2两者保持在关断状态，以防止DC电源E通过主电路1H和1L发生短路。在开关元件SW2关断之后的死区时间段ΔTd期间，并联并且反向偏置地连接到开关元件SW2的二极管D2用作续流二极管。即，在死区时间段ΔTd期间，允许电流在二极管D2的正向偏置方向从电感负载LD流动，以使得负载电流ILD持续流动。

如参照图14A中所示的功率转换装置90所描述的，在死区时间段ΔTd期间，大续流电流在作为续流二极管操作的二极管D2中流动，并且大量电荷(反向恢复电荷)被充电(存储或累积)。当开关元件SW1在该情况下导通时，负载电流切换为在开关元件SW1中流动的电流。将电压反向施加到意见作为续流二极管操作的二极管D2，并且所存储的反向恢复电荷的反向恢复电流流动。因此，反向恢复电流被叠加在导通的开关元件SW1的电流上，从而产生如图14B中所示的电流浪涌和和电压浪涌。进而，感应出被称为振铃的共振。反向恢复电流成为大的功率损耗。这些是阻碍功率转换效率提高的主要因素。在使用寄生在元件SW1和SW2中的寄生二极管作为二极管D1和D2的情况下，寄生二极管的差的反向恢复特性造成大功率损耗。

可以通过使用将其恢复(反向恢复)时间设计为较短的快速恢复二极管，或通过防止电流浪涌和电压浪涌来减少功率损耗。然而，这种对于反向恢复电流的应对措施对于抑制功率损耗而言是昂贵的或不足的。振铃仍然没有减轻。

因此，辅助电路2L由彼此串联连接的开关元件SW3和电容器C构成。将辅助电路2L并联连接到包括作为续流二极管的二极管D2的主电路1L。如图1B中所示驱动开关元件SW3。即，在死区时间段ΔTd期间，在相对于基准时刻RT提前电容器C的放电时间段ΔT2的间隔时导通开关元件SW3。基准时刻RT是在主电路1L的开关元件SW2处于关断状态的情况下主电路1H中的开关元件SW1导通的时刻。

在辅助电路2L所并联连接的开关元件SW2从导通状态变为关断，并且图1B中所示的死区时间段ΔTd开始时，电流在二极管D2的正向中流动，并且将反向恢复电荷存储在二极管D2中。这些电荷通过图1A中的正号(+)和负号(-)指示。然而，可以对辅助电路2L的电容器C预充电，如图1A中分别由六个+和-符号来指示的，并且导通开关元件SW3，以在放电时间段ΔT2中释放预充电的电荷，该放电时间段ΔT2在死区时间段期间先于基准时刻RT。因此，可以在死区时间段ΔT2的最后间隔中的放电时间段ΔT2中使在死区时间段ΔTd的初始时间段中存储在二极管D2中的反向恢复电荷消失。即，可以通过将从电容器C流动到二极管D2的放电电流增大到大于二极管D2中正向流动的续流电流并且将续流电流减小至0，来使反向恢复电荷消失。因此，即使当开关元件SW1在基准时刻RT导通时，也不会由反向恢复电荷造成电流浪涌和电压浪涌，并且能够消除由反向恢复电流造成的功率损耗。

在功率转换装置100中，当开关元件SW1导通并且开关元件SW3处于导通状态时，电流从电源E经过导通状态的开关元件SW1和辅助电路2L流动到GND。因为将电容器C设置在该电流环路中的辅助电路2L中，与没有设置辅助电路2L的情况相比，减少了由电路基底上的寄生电感造成的持续共振(振铃)。与没有设置电容器C的情况相比，使得基底上的寄生电感对于振铃造成较小的影响，并且因此能够以更大自由度来设计电路布线。当开关元件SW1导通时，电容器C被重新充电，并准备进行下一次放电。

根据上述功率转换装置100，辅助电路2L被驱动为在死区时间段ΔTd期间，相对于基准时刻RT提前放电时间段ΔT2的间隔对辅助电路2L的电容器C放电。因此，预存储在电容器C中的电荷被尽可能得仅用于消除存储在二极管D2中的反向恢复电荷。辅助电路2L的电容器C的电容可以仅小于图15A和图15B中所示的开关电源电路20的辅助电容器C1的电容。与图15A和图15B中所示的传统开关电源装置20中的驱动控制相比，图1B中所示的功率转换装置100中的驱动控制能够缩短电流在辅助电路2L的电容器C中流动的时间。因此，与传统开关电源装置20相比，能够减小并且最小化在死区时间段期间由辅助电路2L的电容器C造成的损耗。如下所述，功率转换装置100的驱动控制容易被优化，并且即使当放电时间段ΔT2和放电电荷变化时也能够保持安全。

功率转换装置100重复图1B中所示的周期，以转换DC电源E的功率，并且将所转换的功率提供给负载LD。以下将参照图2A至图5C详细描述每个周期中功率转换装置100的一系列操作。

如图2A中所示，因为开关元件SW1和SW2在于减少制造成本，开关元件SW3优选由绝缘栅晶体管构成。开关元件SW3还优选由通常具有相同耐受电压电平的绝缘栅晶体管构成。通常要求开关元件SW1和SW2具有诸如高速开关、小的反向恢复电荷、耐受电压以及耐受电流的性能特性。开关元件SW3仅需要具有与耐受电压以及耐受电流有关的性能特性。与开关速度和反向恢复电荷有关的性能特性并不是非常的关键。然而，在这种情况下，需要将开关元件SW3的寄生二极管如图2A中所示的方向连接。

将参照图2B中所示的时序图来描述功率转换装置100在图3A至图5C中示出的时间点ta1、tb、tc、td、te、tf1、tf2以及ta2的一系列操作。

在图2B中的时间点ta1，功率转换装置100呈现图3A中所示的状态。该状态是在开关元件SW1导通的基准时刻RT1之后立即出现的状态。如图2B所示，开关元件SW1处于导通状态，开关元件SW2处于关断状态，并且开关元件SW3处于导通状态。在该状态下，将在开关元件SW1中流动的电流IS1作为负载电流ILD提供给负载LD。电路IC的一部分流向电容器C作为电容器C的充电电流。充电器C在从所示的基准时刻RT1至开关元件SW3的关断的时间段ΔT1中是可充电的。然而，充电在图2B中所示的非常短的时间段ΔT3内完成，并且之后流向电容器C的电流IC变为0。

在图2B中的时间点tb，功率转换装置100呈现图3B中所示的状态。该状态是在开关元件SW3关断之后立即出现的状态。在该状态中，开关元件SW1处于导通状态，开关元件SW2处于关断状态，并且开关元件SW3处于关断状态。在该状态中，如上所述地完成电容器C的充电，流经充电状态的电容器C和开关元件SW1的负载电流ILD即使在开关元件SW3关断时也不改变。

在图2B中的时间点tc，功率转换装置100呈现图3C中所示的状态。该状态是在开关元件SW1关断之后立即出现的状态。开关元件SW1处于关断状态，开关元件SW2处于关断状态，并且开关元件SW3处于关断状态。在该状态中，在两个开关元件SW1和SW2的关断状态的死区时间段ΔTd中，二极管D2作为续流二极管操作。二极管D2作为续流二极管操作。即，即使在开关元件SW1关断之后，负载电流ILD仍在二极管D2中作为续流电流的正向持续流动。二极管D2处于内部存储大量电荷的状态。

在图2B中的时间点td，功率转换装置100呈现图4A中所示的状态。该状态是在开关元件SW2导通并且死区时间段ΔTd完成之后立即出现的状态。开关元件SW1处于关断状态，开关元件SW2处于导通状态，并且开关元件SW3处于关断状态。在该状态中，将在二极管D2中流动的续流电流切换到在开关元件SW2中流动的续流电流，以使得负载电流ILD作为流经开关元件SW2的续流电流持续流动。已经由二极管D2内部充电的大量电荷在图3C中所示的时间点tc处消失。

在图2B中的时间点te，功率转换装置100呈现图4B中所示的状态。该状态是在开关元件SW2关断之后立即出现的状态。开关元件SW1处于关断状态，开关元件SW2处于关断状态，并且开关元件SW3处于关断状态。在该状态中，死区时间段ΔTd再一次开始，并且二极管D2作为续流二极管操作。因此，二极管D2处于与图3C所示的时间点tc的状态类似地存储(累积)大量的电荷(反向恢复电荷)的状态。

在图2B中的时间点tf1，功率转换装置100呈现图5A中所示的状态。该状态是在死区时间段ΔTd的期间中辅助电路2L的开关元件SW3导通之后立即出现的状态。开关元件SW1处于关断状态，开关元件SW2处于关断状态，并且开关元件SW3处于导通状态。在该状态中，存储在辅助电路2L的电容器C中的电荷被释放，从而消除在图4B中的时间点te存储在二极管D2中的反向恢复电荷。从电容器C释放的电流IC被部分分支流向负载LD。流向二极管D2的电流成为消除存储在二极管D2中的反向恢复电荷的电流。

在图2B中的时间点tf2，功率转换装置100呈现图5B中所示的状态。该状态接近于开关元件SW1导通的基准时刻RT2的状态。在该状态中，存储在二极管D2中的所有反向恢复电荷被释放，并且反向电荷被存储以耗尽二极管D2，即，以相反极性的电荷对二极管D2充电。

先于图2B中所示的基准时刻RT2的电容器C的放电时间段ΔT2设定为尽可能短但是足以消除存储在二极管D2中的反向恢复电荷。

在图2B中的时间点ta2，功率转换装置100呈现图5C中所示的状态。该状态是在图2B中所示的开关元件SW1导通的基准时刻RT2之后立即出现的状态。在完成一个周期的控制之后，该状态与图3A中所示的时间点ta1的状态相同。当开关元件SW1在基准时刻RT2导通，通过在开关元件SW1中流动的电流IS1，立即对电容器C放电，并且随后通过流向电容器C的电流IC进一步充电。

重复执行功率转换装置100的上述一个周期操作。在开始操作功率转换装置100的时刻，开关元件SW1和开关元件SW2导通以对电容器C进行预充电。

在图14A至图15C中所示的传统装置中，当在将反向恢复电荷存储在二极管D2中的状态下，在死区时间段ΔTd期间导通开关元件SW1时，出现如图14B中所示的电流浪涌和电压浪涌。根据图1中所示的功率转换装置100，如图5A和图5B中所示，在开关元件SW1导通的基准时刻RT2处完全消除在死区时间段的初始时间段中存储的反向恢复电荷。因此，如由图2B中所示的电流IS1的波形所指示的，在功率转换装置100中，能够抑制在基准时刻RT2由反向恢复电荷造成的电流浪涌、电压浪涌以及持续共振，并且能够减少由反向恢复电流造成的功率损耗。

执行图5A和图5B中所示的辅助电路2L的驱动控制，以仅使用电容器C中预充电的电荷来消除存储在二极管D2中的反向恢复电荷。在消除反向恢复电荷的时刻，尽可能早地导通开关元件SW1。因此，与图15A和图15B中所示的传统开关电源装置20相比，功率转换装置100的驱动控制有效地缩短了电流流向辅助电路2L的电容器C的时间段。而且，能够减少并且最小化在死区时间段期间辅助电路2L的电容器C中的损耗。

使用诸如功率MOSFET的开关元件SW1和SW2的功率转换装置100用于DC电源E。功率转换装置100能够抑制由反向恢复电流造成的电流浪涌、电压浪涌以及持续的共振。另外，与传统的装置相比，功率转换装置100能够安全地并且最优地执行其控制，并且减少在死区时间段ΔTd期间的功耗。

在图1A中所示的功率转换装置100中，必需以多于存储在二极管D2中的反向恢复电荷的电荷对辅助电路2L的电容器C充电，以使得存储在二极管D2中的反向恢复电荷由辅助电路2L的电容器C中预充电的电荷完全消除。

因此，优选在死区时间段ΔTd期间启动电容器C放电的开关元件SW3导通的时刻，将电容器C的存储电荷设置为多于存储在作为续流二极管操作的二极管中的反向恢复电荷。然而，即使电容器C的存储电荷少于存储在二极管D2中的反向恢复电荷，也能够获得抑制由反向恢复电荷造成的电流浪涌和电压浪涌的优点。

可以进一步对电容器C放电，以存储耗尽二极管D2的反向电荷。因此，如图5B所示，在基准时刻RT耗尽作为续流二极管操作的二极管D2。因此，能够有利地执行软开关操作，以进一步减少开关损耗。

功率转换装置100可以修改为如图6至图10所示，该图6至图10示出修改的功率转换装置101至106。

在图6中示出功率转换装置101。将图2B中指示的死区时间段ΔTd期间的时间点tc或时间点te的电流流动状态叠加在电路图上。

代替图2A中所示的功率转换装置100的电容器C，功率转换装置101包括多个并联连接的电容器Ca至Cc以及选择这些电容器组合的开关元件SW4和SW5。控制电路10包括选择部件11，该选择部件11配置为通过测量流向负载LD的负载电流ILD，以在导通开关元件SW3之前选择多个电容器Ca至Cc的组合中的最优的一个，以用于放电时间段ΔT2中。

通过根据反向恢复电荷量来选择电容器Ca至Cc的组合，可以优化从电容器释放的充分消除反向恢复电荷所必需的放电量，该反向恢复电荷量存储在二极管D2中并且随着负载电流ILD的幅度而变化。

在功率转换装置100和101中，优选如图2B的时序图中所示的，在基准时刻RT1和RT2导通的开关元件SW1关断之前，将辅助电路2L中的开关元件SW3设置为关断。因此，在保持开关元件SW3处于导通状态的同时，能够在基准时刻RT1和RT2开关元件SW1导通的时刻，切换电容器C和Ca至Cc从放电到充电。因此，能够以简化的方式来控制电容器C、Ca至Cc的充电和放电。

在功率转换装置100和101中，图2B中所示的放电时间段ΔT2例如可以设定为短于死区时间段ΔTd的一半的时间段。为了确定无疑地防止电源E通过主电路1H和1L的短路，如上所述，必需提供大约几μm的死区时间段ΔTd。电容器C、Ca至Cc的放电时间段ΔT2可以设定为充分短于死区时间段ΔTd。因此，通过将电容器的放电时间段设定为短于死区时间段ΔTd的一半，能够将电流IC流向电容器C和Ca至Cc的时间设定得尽可能短。

在图7A和图7B中示出功率转换装置102。功率转换装置102的基本配置与功率转换装置100相似。然而，不同之处在于电阻器R添加到辅助电路2L中。即，不同于功率转换装置100，电阻器R与开关元件SW3和电容器C串联连接。

电阻器R用于控制电容器C的充电和放电电流(充电和放电时间段)。即，在不包括电阻器R的功率转换装置100中，图1B和图2B中所示的电容器C的放电时间段ΔT2和实质放电时间段ΔT3是瞬时的。相反，在包括辅助电路2L中的电阻器R的功率转换装置102中，减小了图7B中所示的电容器的充电和放电电流IC，并且放电时间段ΔT2r和实质充电时间ΔT3r变得更长。因此，能够稳定电容器C的充电和放电。电阻器R的电阻R需要满足以下关系，即，电源电压(E)除以电阻(R)大于负载电流(ILD)，E/R＞ILD。

通过设置电阻器R，在辅助电路2L的开关元件SW3和主电路1H的开关元件SW1处于导通状态(紧接着基准时刻RT之后的电容器C的充电时间)的情况下，形成了从DC电源E经过开关元件SW1和SW2到地的电流路径。因此，能够通过抑制振铃(持续共振)来减少噪声。

即使在通过功率转换装置100中的电容器C的放电来完全消除反向恢复电荷的情况下，因为在基准时刻RT导通的开关元件SW1的陡峭上升和基底上诸如电子元件的电路布线和引线的寄生电感，仍然出现振铃。

为了抑制振铃，通过串联连接的电容器C、电阻器R以及布线的寄生电感，将指示共振系统持续振荡特性的串联共振值Q具体设定为满足过衰减条件Q＜1/2或临界衰减条件Q＝1/2。假定电容器C具有电容C，电阻器R具有电阻R并且在基底上的寄生电感是L，则确定C、R以及L的组合，以使得串联共振Q值

满足过衰减关系Q＜1/2或临界衰减条件Q＝1/2。因此，将过衰减表示为由图7B中所示的电流IS1的波形指示的波形。如果串联共振Q值是Q＞1/2，振荡的能量损耗是小的，振荡持续，振荡幅度的衰减被减轻，并且出现如图14B中所示的振铃。对于串联共振Q值，优选C和R大而L小，以满足过衰减条件Q＜1/2(Q＜＜1/2)。在Q＞1/2的情况下，在图14B中所示的波形中出现衰减振荡。在Q＝1/2的情况下，出现临界衰减。

在电容器C的放电时段中，电阻器R成为损耗。然而，如上所述，驱动功率转换装置102中的辅助电路2L，以尽可能得仅使用电容器C的预充电电荷来消除存储在二极管D2中的反向恢复电荷，并且尽可能得缩短电流流向辅助电路2L的电容器C的时间段。因此，与在死区时间段ΔTd期间仅尽可能早地切换到辅助电路(整流协助电路22)的电流路径的传统驱动方法相比，能够最小化由电阻器R造成的损耗，并且能够实现抑制振铃和减少损耗。

在图8A和图8B中分别示出功率转换装置103和104。图8A所示的功率转换装置103包括多个并联连接的电阻器Ra至Rc以及在由控制电路10的选择部件11的控制下选择这些电阻器Ra至Rc的组合的开关元件SW6和SW7。在图8B中所示的功率转换装置104中包括多个串联连接的电阻器Rd至Re以及在由控制电路10的选择部件11的控制下选择这些电阻器的组合的开关元件SW8和SW9。即，功率转换装置103和104配置为通过测量流向负载LD的负载电流ILD，在死区时间段ΔTd期间导通开关元件SW3之前选择多个电阻器Ra至Rc和Rd至Re的组合中的最优的一个，以用于放电时间段ΔT2中。

根据功率转换装置103和104，通过根据反向恢复电荷量选择多个电阻器Ra至Rc和Rd至Re的组合，可以优化在预定的放电时间段ΔT2中充分消除反向恢复电荷所必需的放电电流IC的大小和振铃的抑制，该反向恢复电荷量存储在二极管D2中并且随着负载电流ILD的幅度而变化。

通过组合如图6中所示的具有多个电容器Ca至Cc的功率转换装置101的配置和如图8A和8B中所示的具有多个电阻器Ra至Rc和Rd至Re的功率转换装置103和104的配置，能够选择多个电容器Ca至Cc以及多个电阻器Ra至Rc和Rd至Re的组合中的最优的一个。

图9中示出功率转换装置105。功率转换装置105配置为使得控制电路10包括最优放电时间计算部件12和导通控制部件13。计算部件12测量流向负载LD的负载电流ILD，并且确定开关元件SW3导通的最优时刻。控制部件13基于所确定的最优导通时刻来控制开关元件。即使在负载电流ILD随着时间变化并且存储在二极管D2中的反向恢复电荷量也随着时间变化时，也能够一直优化用于消除反向恢复电荷的放电时间ΔT2。

图10中示出功率转换装置106。在功率转换装置106中，通过测量流向作为续流二极管操作的二极管D2的电流，在死区时间段ΔTd期间控制开关元件SW1的导通。即，在由控制电路10的消除确认部件14确认由电容器C的放电电流IC减少了流向作为续流二极管操作的二极管D2的电流ID2，并且在辅助电路的开关元件SW3导通之后通过消除反向恢复电荷将电流ID2减少至0以后，导通开关元件SW1。因此，与预先设定基准时刻RT和放电时间段ΔT2的情况相比，能够优化死区时间段ΔTd期间电流浪涌和电压浪涌的抑制以及电容器C(和电阻器R)中损耗的抑制。该方法在负载电流ILD随时间变化时尤其有效。

在图11A至图11C中示出控制开关元件SW1的导通的电路的示例性配置。图11A示出选择性地设置不同延迟时间的延迟电路以导通开关元件SW1的情况。图11B示出选择性地设置具有不同电阻值的电阻器R1至R3用以延迟选择的情况。图11C示出选择性地设置串联连接的逻辑逆变器IV用以延迟选择的情况。图11A至图11C中所示的配置也可以用于控制图9中所示的开关元件SW3的导通。

功率转换装置100至106可以以高频操作，并且可应用于将DC功率转换为AC功率的逆变器。功率转换装置100至106也可以以高功率操作。将参照使用三相感应电动机作为负载的情况描述功率转换装置100至106的示意性应用。

图12中示出的逆变器作为用于驱动三相感应电动机M的功率转换装置80。逆变器在每个电动机系统的三组80R、80S以及80T中，即三相感应电动机M的R相、S相以及T相中，具有主电路1H和1L。将主电路1H和1L以与图1中所示的功率转换装置100相似的方式串联连接。将每一组80R、80S以及80T并联连接到DC电源E，以使得从主电路1H和主电路1L之间的每个结点Pr、Ps以及Pt提供DC电源E的输出。三相感应电动机M由以星形连接的电感负载LD1、LD2以及LD3构成。将这些负载的端子T1、T2以及T3分别连接到结点Pr、Ps以及Pt。

构成图1A所示的功率转换装置100的半桥电路对应于例如通过R相的电路、节点Pr、负载LD1、负载LD2、三相感应电动机M的端子T2、S相的节点Ps和主电路1L的导通状态的开关元件SW2的电路。在功率转换电路80中，在每一相中将主电路1H和主电路1L相对于负载LD1、LD2以及LD3对称地设置。参照功率转换装置100至106描述的相反方向流动的负载电流流向负载LD1、LD2以及LD3。

如图13A中所示的功率转换装置107所示例的用于将DC功率转换为AC功率的逆变器具有分别并联连接到主电路1H和主电路1L的辅助电路2H和2L。辅助电路2H包括高压侧开关元件SW3H和电容器C。辅助电路2L包括低压侧开关元件SW3L和电容器C。功率转换装置107用作用于图12中所示的功率转换装置80的R相、S相以及T相的每个电路。

如图13B的流程图中所示，通过互补性地导通和关断开关元件SW1和SW2来控制具有两个主电路1H和1L和两个辅助电路2H和2L的功率转换装置107。辅助电路2H和2L的每一个相对于负载电流ILD在功率转换装置100的每个周期中执行辅助电路2L的一系列操作，该负载电流ILD在开关元件SW1和SW2分别处于导通状态时反置流动方向。即，在开关元件SW1处于关断状态(SW1＝OFF)的情况下开关元件SW2关断(SW2＝OFF)并且负载电流为正(ILD＞0)，则仅开关元件SW3L导通(SW3L＝ON)并且随后开关元件SW1导通(SW1＝ON)。类似地，在开关元件SW2处于导通状态(SW2＝OFF)的情况下开关元件SW1关断(SW1＝OFF)并且负载电流为正(ILD＞0)，则仅开关元件SW3H导通(SW3H＝ON)并且随后开关元件SW2导通(SW2＝ON)。

所有上述功率转换装置使用诸如功率MOSFET的开关元件以用于DC电源。这些功率转换装置能够抑制由反向恢复电流产生的电流浪涌和电压浪涌，并且与传统装置相比降低了死区时间段期间的损耗。

功率转换装置适合于具有大量电子设备的车辆，对于这些电子设备应该确实抑制电流浪涌、电压浪涌以及持续共振以防止错误操作，并且该功率转换装置适合于车辆电池，该车辆电池是具有受限功率容量并且要求较小损耗的DC电源。

Claims (18)

1.一种功率转换装置，用于将DC电源(E)的电功率经转换后提供给电感负载(LD)，所述功率转换装置包括：

一组主电路(1H，1L)，所述主电路(1H，1L)串联连接并且在所述DC电源的高压侧和低压侧连接至所述DC电源，以从所述主电路之间的结点提供所述电功率，每个主电路均包括主开关元件(SW1，SW2)和并联连接于所述主开关元件的两端之间的二极管(D1，D2)；

辅助电路(2L)，所述辅助电路(2L)包括辅助开关元件(SW3)和与所述辅助开关元件串联连接的电容器(C)，所述辅助电路并联连接于所述主电路中的、包括作为续流二极管的所述二极管的一个主电路；以及

控制电路(10)，用于在开关时刻以死区时间段(ΔTd)来交替导通所述主电路中的所述主开关元件，以使得在所述死区时间段期间两个所述主开关元件均关断，所述控制电路进一步在所述死区时间段中导通所述辅助开关元件，以使所述电容器放电，

其特征在于：

所述控制电路(10)在所述死区时间段中相对于基准时刻(RT)提前所述电容器的放电时间段的间隔(ΔT2)导通所述辅助开关元件，所述基准时刻是在所述主电路中的所述一个主电路的所述主开关元件处于关断状态的情况下所述主电路中的另一个主电路的所述主开关元件导通的时间点。

2.根据权利要求1所述的功率转换装置，其中：

所述电容器(C)设置为在所述辅助开关元件导通的时间点所具有的电荷多于存储在所述续流二极管中的反向恢复电荷。

3.根据权利要求2所述的功率转换装置，其中：

所述电容器(C)被放电以存储在所述基准时刻耗尽所述续流二极管的反向电荷。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换装置，其中：

所述电容器(C)包括多个彼此并联连接的电容器(Ca至Cc)；以及

所述控制电路(10)测量流向所述负载的电流并且在所述辅助开关元件导通之前根据所测量的电流，选择在所述放电时间段中使用的所述多个电容器的组合。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换装置，其中：

所述控制电路(10)在所述主开关元件处于所述导通状态之前使所述辅助开关元件关断，所述辅助开关元件在所述基准时刻已经导通。

6.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换装置，其中：

所述放电时间段(ΔT2)设定为短于所述死区时间段的一半。

7.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换装置，其中：

所述辅助电路(2L)包括与所述辅助开关元件和所述电容器串联连接的电阻器(R)。

8.根据权利要求7所述的功率转换装置，其中：

所述电容器(C)、与所述电容器串联连接的所述电阻器(R)和基底上的寄生电感被设置为使得串联共振值Q满足过衰减条件Q＜1/2或临界衰减条件Q＝1/2。

9.根据权利要求7所述的功率转换装置，其中：

所述电阻器(R)包括多个并联或串联连接的电阻器(Ra至Rc、Rd至Rf)；以及

所述控制电路(10)测量流向所述负载的电流，并且在死区时间段期间所述辅助开关元件导通之前根据所测量的电流，选择在所述放电时间段中使用的所述多个电阻器的组合。

10.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换装置，其中：

所述控制电路(10)测量流向所述负载的电流，并且在所述死区时间段期间中在与所述测量的电流相对应的时间点使所述辅助开关元件导通。

11.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换装置，其中：

所述控制电路(10)测量在所述续流二极管中流动的电流，并且在所述死区时间段中在与所测量的电流相对应的时间点使所述主电路中的所述另一个主电路的所述主开关元件导通。

12.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换装置，还包括：

延迟电路(11A至11C)，用于控制所述主开关元件或所述辅助开关元件导通。

13.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换装置，其中：

所述主开关元件(SW1，SW2)是绝缘栅晶体管；并且

所述二极管(D1，D2)是寄生于所述绝缘栅晶体管的寄生二极管。

14.根据权利要求13所述的功率转换装置，其中：

所述绝缘栅晶体管是超级结MOSFET。

15.根据权利要求13所述的功率转换装置，其中：

所述辅助开关元件(2L)是具有与所述主开关元件相同耐受电压电平的绝缘栅晶体管。

16.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换装置，其中：

所述主电路(1H，1L)构成逆变器的一部分，所述逆变器将DC电源的所述电功率转换为提供给所述电感负载的AC功率；并且

所述辅助电路(2L)并联连接至每一个所述主电路。

17.根据权利要求16所述的功率转换装置，其中：

所述电感负载(LD)是三相感应电动机(M)；以及

该组主电路(1H，1L)设置在所述电动机的三相(R，S，T)中的每一相中。

18.根据权利要求1至3中任一项所述的功率转换装置，其中：

所述电感负载(LD)安装在车辆中；并且

所述DC电源(E)是所述车辆的电池。

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