JP3651781B2 - 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 - Google Patents
補助共振転流回路を用いた電力変換装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3651781B2 JP3651781B2 JP2001047205A JP2001047205A JP3651781B2 JP 3651781 B2 JP3651781 B2 JP 3651781B2 JP 2001047205 A JP2001047205 A JP 2001047205A JP 2001047205 A JP2001047205 A JP 2001047205A JP 3651781 B2 JP3651781 B2 JP 3651781B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- commutation circuit
- auxiliary
- main switch
- power converter
- turned
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、補助共振転流回路を用いた電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特開平７−３３７０２２、１０ー４６８６、１０−２０１２４７、１１−１７８３１９号公報は、補助共振転流回路を用いた電力変換装置を提案している。
【０００３】
この装置は、直列接続された主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の対の接続点と、直列接続された分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５の対の接続点との間に、双方向通電可能な補助スイッチ（又は一対の一方向スイッチ）ＳＡと共振リアクトルＬとを直列接続してなる補助共振転流回路をもつこと。及び、主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２には環流ダイオードＤ１、Ｄ２がいわゆる逆並列接続され、共振コンデンサＣ１、Ｃ２が並列接続されている点を、その特徴としている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した従来の補助共振転流回路を用いた電力変換装置では、回路素子特性のばらつきなどにより、実際に主スイッチ素子Ｓ１を零電圧スイッチングすることは容易ではなかった。
【０００５】
また、双方向スイッチを用いるため、補助スイッチＳＡがコストアップし、その上、補助スイッチＳＡの耐圧低下が簡単でないので、一層のコストアップ要因となっていた。
【０００６】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、効率低下を抑止しつつ補助スイッチの低耐圧化が可能な補助共振転流回路を用いた電力変換装置を提供することをその目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の共振型スイッチングコンバータは、入力直流電源から給電されるリアクタンス負荷をオン時に短絡する主スイッチ素子Ｓ２と、互いに直列接続されて両端に入力電圧が印加される一対のコンデンサＣ４、Ｃ５と、前記両コンデンサに個別に並列接続される一対の抵抗素子ｒ１、ｒ２と、前記コンデンサ対の中間接続点Ｎを、前記主スイッチ素子Ｓ２と前記リアクタンス負荷との接続点Ｍに接続する補助共振転流回路とを備え、前記補助共振転流回路が、互いに直列接続されたダイオードＤ、共振リアクトルＬ及び補助スイッチＳ３を有することを特徴としている。
【０００８】
すなわち、本構成によれば、補助スイッチを好適なタイミングでオンすることにより、コンデンサＣ４、Ｃ５から補助共振転流回路を通じてリアクタンス負荷に給電することにより、主スイッチ素子Ｓ２のオフ時のサージ電圧を低減することができる。
【０００９】
また、入力側に２つのコンデンサを直列接続して中間電位源を作っているので、補助スイッチの入力電位を入力直流電源電圧の半分にすることができる。
【００１０】
また、主スイッチ素子Ｓ２のスイッチング時において、そのスイッチング時の電流を低減又は０にできるので、その損失を大幅に低減して回路効率を向上することができる。
【００１１】
請求項１記載の発明によれば更に、前記負荷は、一端が前記接続点Ｍに接続されるリアクタンス負荷である第一コイルを有し、前記回路素子は、前記入力直流電源の高位端と前記接続点Ｍとを接続してオン時に前記負荷に給電する主スイッチ素子Ｓ１を有し、前記主スイッチ素子Ｓ２は、前記接続点Ｍと前記入力直流電源の低位端とを接続し、前記両主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２は、互いに異なる導通期間を一定周期で交互に有するチョッパ回路を構成することを特徴としている。本構成によれば、補助スイッチとして低耐圧の一方向素子を一個用いるだけでチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を改善することができる。
【００１２】
請求項２記載の構成によれば請求項１記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記コンデンサＣ４、Ｃ５の容量は略等しくされることを特徴としている。本構成によれば、コンデンサＣ４、Ｃ５の容量比率を１：１とされているので、補助スイッチＳ３の耐圧は入力電圧の１／２とすることができる。
【００１３】
請求項３記載の構成によれば請求項１又は２記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記両主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の一方がオフする時点から他方がオンする時点までの間に所定のデッドタイムが設定されていることを特徴としている。本構成によれば、主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を流れる電流スルー損失を低減できるとともに、たとえ負荷がリアクタンス負荷であっても、このデッドタイム期間（特に主スイッチ素子Ｓ２がオフしてから主スイッチ素子Ｓ１がオンするまでの期間）における負荷電流をこの補助共振転流回路から給電できるので、主スイッチ素子Ｓ２に掛かるサージ電圧を減らせる。
【００１４】
請求項４記載の構成によれば請求項３記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記デッドタイムは、先にオフした前記主スイッチ素子が次にオンするまでのオフ期間より短く設定されることを特徴としている。
【００１５】
請求項５記載の構成によれば請求項３又は４記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記補助スイッチＳ３のオンは、前記主スイッチ素子Ｓ２のオフに先行することを特徴としている。本構成によれば、補助共振転流回路が主スイッチ素子Ｓ２のオフ以前から、負荷に電流供給することができるので、主スイッチ素子Ｓ２のオフ・スイッチング時の電流を減らして、そのスイッチング損失を低減することができる。
【００１６】
請求項６記載の構成によれば請求項５記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記主スイッチ素子Ｓ１のオンは、補助スイッチＳ３のオフに先行することを特徴としている。本構成によれば、補助共振転流回路が補助スイッチＳ３を通じて接続点Ｍの電位を高めた状態で、主スイッチ素子Ｓ１をオンすることができるので、主スイッチ素子Ｓ１のスイッチング損失を低減することができる。
【００１７】
請求項７記載の構成は請求項６記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記主スイッチ素子Ｓ１に逆並列接続された環流ダイオードＤ１と、前記主スイッチ素子Ｓ１に並列接続された共振コンデンサＣ１と、前記主スイッチ素子Ｓ２に逆並列接続された環流ダイオードＤ２と、前記主スイッチ素子Ｓ２に並列接続された共振コンデンサＣ２とを有し、前記主スイッチ素子Ｓ２のオフにより、前記共振コンデンサＣ１、Ｃ２と前記共振リアクトルＬとの共振を生じさせて、前記接続点Ｍの電位をブーストアップすることを特徴としている。
【００１８】
本構成によれば、主スイッチ素子Ｓ２のオフにより生じた上記共振により、接続点Ｍの電位をブーストアップすることができるので、接続点Ｍの電位を一層高めた状態で、主スイッチ素子Ｓ１をオンすることができるので、主スイッチ素子Ｓ１のスイッチング損失を低減することができる。更に、補助共振転流回路の蓄積磁気エネルギーを負荷又は入力直流電源に転送できるので、効率を向上することができる。
【００１９】
請求項８記載の構成によれば請求項７記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記補助共振転流回路から前記前記環流ダイオードＤ１を通じて前記入力直流電源に回生電流が流れる期間に、前記主スイッチ素子Ｓ２はオフされることを特徴としている。本構成によれば、請求項７記載の効果を確実に実現することができる。
【００２０】
請求項９記載の構成は、請求項Uのいずれか記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記コンデンサＣ４、Ｃ５と、前記主スイッチ素子Ｓ２とを結ぶ電源線の電流を検出する電流センサを有し、前記主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２及び補助スイッチＳ３のスイッチングタイミングを、前記電流センサの検出電流に基づいて決定することを特徴としている。本構成によれば、各スイッチング素子の断続タイミングを一層確実にすることができる。
【００２１】
請求項１０記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置は、互いに直列されて入力直流電源から給電されて互いに異なる期間に交互に導通する一対の主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２と、前記両主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の接続点Ｍと外部の負荷とを接続する第一コイルＬｏと、互いに直列接続されて前記前記入力直流電源の高位端と前記接続点Ｍとを接続する補助共振転流回路及び第二コイルＬｏ’とを有し、前記補助共振転流回路は、互いに直列接続されたダイオードＤ、共振リアクトルＬ及び補助スイッチＳ３を有し、前記両コイルＬｏ、Ｌｏ’はトランス結合されていることを特徴としている。本発明によれば、補助共振転流回路から接続点Ｍへ流れる電流に応じた電流をトランス作用により負荷に給電できるので、効率を一層向上することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の補助共振転流回路を用いた電力変換装置の好適な態様を以下に説明する。
【００２３】
【実施例１】
（回路構成）
図１は本発明に関わる補助共振転流回路を用いた電力変換装置の回路図を示す。
【００２４】
この装置は、直列接続された主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の対の接続点Ｍと、直列接続された分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５の対の接続点Ｎとの間に、一方向通電断続可能な補助スイッチＳ３と共振リアクトルＬと逆流防止ダイオードＤを直列接続してなる補助共振転流回路１をもつ。
【００２５】
主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２には環流ダイオードＤ１、Ｄ２がいわゆる逆並列に、共振コンデンサＣ１、Ｃ２が並列に接続されている。この実施例では、共振コンデンサＣ１、Ｃ２は、ＭＯＳトランジスタである主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の寄生容量で構成され、環流ダイオードＤ１、Ｄ２もＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードで構成されている。
【００２６】
分圧平滑コンデンサＣ４には放電抵抗ｒ１が、分圧平滑コンデンサＣ５には放電抵抗ｒ２が並列接続されている。Ｌｏは出力リアクトル（本発明で言う第一コイル）、Ｃは出力コンデンサであり、両者は平滑回路を構成するとともに、図示しない外部負荷とともに本発明で言う負荷を構成している。
【００２７】
Ｖｓは入力端１１、１２に接続される入力直流電源（図示せず）の電圧、Ｖoは出力端１３、１４に接続される出力直流電源（図示せず）の電圧、ｉoは出力電流、ｉLは補助共振転流回路１の電流である。
（動作）
図１に示す回路を参照して、回路動作を以下に説明する。
【００２８】
最初の時点ｔ１では、主スイッチ素子Ｓ１がオンしており、この時、補助スイッチＳ３、主スイッチ素子Ｓ２が開いている。前回の補助スイッチＳ３のオフ以降における放電抵抗ｒ１，ｒ２による充電により、分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５の接続点Ｎの電位は入力直流電源電圧Ｖsの略半分の電位となっているものとする。
【００２９】
次の時点ｔ２にて、主スイッチ素子Ｓ１がオフすると、出力リアクトルＬｏによる蓄積する磁気エネルギーの放出のために、共振コンデンサＣ２が略定電流で放電し、共振コンデンサＣ２が略定電流で充電される。
【００３０】
次の時点ｔ３にて、共振コンデンサＣ２の電圧が略０になった後、引き続き、出力リアクトルＬｏの磁気エネルギーの放出を継続するために、環流ダイオードＤ２がターンオンし、共振コンデンサＣ１の電圧はクランプされる。その後、主スイッチ素子Ｓ２がオンされる。
【００３１】
次の時点ｔ４にて、補助スイッチＳ３をオンすると、分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５の接続点Ｎから共振リアクトルＬにＶｓ／２の電圧が印加されて分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５が充放電され、補助共振電流ｉLが直線的に増加し、共振リアクトルＬに磁気エネルギーが蓄積されつつ、接続点Ｍの電位が上昇して、環流ダイオードＤ２を通じて出力リアクトルＬｏに供給される電流はｉoーｉLに減少する。
【００３２】
次の時点ｔ５にて、補助共振電流ｉLがｉoに等しくなり、環流ダイオードＤ２はターンオフすると、主スイッチ素子Ｓ２はオンしたままであるので、ｉLの一部は主スイッチ素子Ｓ２のチャンネルを通じても流れるため、引き続き直線的に増加し、共振リアクトルＬに磁気エネルギーが蓄積される。
【００３３】
次の時点ｔ６にて、補助共振電流ｉLがｉoより大きい所定値ｉTに等しくなったら、主スイッチ素子Ｓ２をオフする。これにより、共振リアクトルＬｏと共振コンデンサＣ１、Ｃ２とが共振状態となり、ｉLは所定値ｉTより大きい最大値に達した後、低下する。
【００３４】
次の時点ｔ７にて、共振コンデンサＣ２の電圧が出力直流電源電圧Ｖｓに略達すると、環流ダイオードＤ１がターンオンし、共振コンデンサＣ２の電圧は環流ダイオードＤ１によりＶｓにクランプされる。その後、共振リアクトルＬの電流ｉLは直線的に減少する。この環流ダイオードＤ１がターンオンしている間に、主スイッチ素子Ｓ１がターンオンされる。
【００３５】
次の時点ｔ８にて、ｉLがｉoにまで減少すると、環流ダイオードＤ１はターンオフし、主スイッチ素子Ｓ１のチャンネルに電流が流れ始め、ｉLは引き続き直線的に減少し、このｉLが略０になった時点で補助スイッチＳ３はオフされる（零電流スイッチングする）。
【００３６】
その後、次の補助スイッチＳ３のオンまでの間に、分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５の接続点の電位は放電抵抗ｒ１、ｒ２により元の中間電圧（Ｖｓ／２）に復帰する。
【００３７】
すなわち、この実施例によれば、主スイッチ素子Ｓ２をオフしてから主スイッチ素子Ｓ１をオンする期間を含む主スイッチ素子切り替え期間に補助スイッチＳ３をオンして、出力電流ｉoの一部又は全部を負担する。この実施例では、主スイッチ素子Ｓ２のオフの前に補助スイッチＳ３をオンし、主スイッチ素子Ｓ１をオンし、かつ、共振リアクトルＬ３の電流が十分に低減した後で補助スイッチＳ３をオフするので、補助スイッチＳ３に共振リアクトルＬ３の断続に伴う大きなサージ電圧が印加されることはなく、更に、補助スイッチＳ３を含む補助共振転流回路１には分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５により小電圧が印加されるので、補助スイッチＳ３の耐圧を小さくすることができる。
【００３８】
更に説明すると、この実施例では、主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２以外に補助スイッチＳ３を設け、ＬＣ共振エネルギーを利用することで全てのスイッチングをＺＣＳ、ＺＶＳとするものである。これによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの全負荷域での効率向上と高周波化、低ノイズ化が可能となる。また、補助スイッチＳ３の耐圧は主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の１／２でよく、安価に構成することができる。
【００３９】
【実施例２】
他の実施例を図２を参照して以下に説明する。
【００４０】
この実施例は、図１に示す回路において、分圧平滑コンデンサＣ５の低位端と主スイッチ素子Ｓ２の低位端とを接続する接地ライン（分圧平滑コンデンサＣ４の高位端と主スイッチ素子Ｓ１の高位端とを接続する高位電源ラインでもよい）２の電流を検出する電流変成器CT（電流検出抵抗でもよい）を設け、この電流変成器CTの検出電流に基づいて、補助スイッチＳ３の断続タイミングを決定する点をその特徴としている。
【００４１】
この実施例では、接地ライン２を流れる接地電流が所定値ｉ１にまで増加したら補助スイッチＳ３をオンし、その後、接地電流が所定値ｉ２にまで減少したら補助スイッチＳ３をオフする。この実施例によれば、実施例１の効果に加えて、無効電流及び主スイッチ素子Ｓ２の最大電流値を確実に低減することができる。
【００４２】
電流変成器CTの検出電流に基づく上記補助スイッチＳ３の断続タイミングの決定は、検出電流を電圧の形に変換してコンパレータなどで上記所定値と比較する通常の回路構成により容易に実現できるため、回路構成の具体的図示は省略する。
【００４３】
なお、補助スイッチＳ３の断続タイミングではなく、主スイッチ素子Ｓ１の断続タイミング又は主スイッチ素子Ｓ２の断続タイミングを上記コンパレータにより決定するようにしてもよい。この場合、コンパレータにより決定しない他のスイッチ素子の断続タイミングはコンパレータで決定されるスイッチ素子の断続タイミングからのタイマの遅延時間で容易に決定することができる。
【００４４】
【実施例３】
他の実施例を図３を参照して以下に説明する。
（回路構成）
この実施例は、分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５及び抵抗ｒ１、ｒ２からなるコンデンサ回路を省略し、補助共振転流回路１の一端を入力直流電源の高位端に接続し、他端を第二リアクトル素子（本発明で言う第二コイル）Ｌｏ’を通じて主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の接続点Ｍに接続したものである。なお、第二リアクトル素子Ｌｏ’は出力リアクトル（出力リアクタンス素子）Ｌｏと同一磁性体に巻装されてトランス構造をなし、巻数比はＮ１：Ｎ２で巻き方向は図３に示す通りである。
（動作）
以下、回路動作を以下に説明する。
【００４５】
最初の時点ｔ１では、主スイッチ素子Ｓ１がオンしているものとする。Ｖoは出力直流電源電圧、Ｖｓは入力直流電源電圧、ｉoは出力電流である。この時、補助スイッチＳ３、主スイッチ素子Ｓ２が開いているものとする。
【００４６】
次の時点ｔ２にて、主スイッチ素子Ｓ１がオフすると、共振コンデンサＣ２が略定電流で放電され、共振コンデンサＣ１が略定電流で充電される。
【００４７】
次の時点ｔ３にて、共振コンデンサＣ２の電圧が略０になると、環流ダイオードＤ２がターンオンし、共振コンデンサＣ１の電圧はＶｓにクランプされる。その後、主スイッチ素子Ｓ２がオンされる。
【００４８】
次の時点ｔ４にて、補助スイッチＳ３をオンすると、分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５から共振リアクトルＬに電圧ＶＬ（＝Ｖｓ／２＋Ｎ１・Ｖo／Ｎ２）が印加されて、共振リアクトルＬに電流ｉLが流れ、分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５が充放電され、補助共振電流ｉLは直線的に増加する。その結果、環流ダイオードＤ２を流れる電流はｉoーｉLとなる。
【００４９】
次の時点ｔ５にて、補助共振電流ｉLがｉoに等しくなると、環流ダイオードＤ２がターンオフし、主スイッチ素子Ｓ２がターンオンする。電圧ＶＬはＶｓ／２＋Ｎ１・Ｖo／Ｎ２のままであり、ｉLは引き続き直線的に増加する。
【００５０】
次の時点ｔ６にて、ｉLがｉoより大きい所定値ｉTに等しくなったら、主スイッチ素子Ｓ２をオフする。これにより、共振リアクトルＬと共振コンデンサＣ１、Ｃ２とが共振状態となり、ｉLは所定値ｉTより大きい最大値に達した後、低下する。
【００５１】
次の時点ｔ７にて、共振コンデンサＣ１の電圧が略０Ｖになると、環流ダイオードＤ１がターンオンし、ｉLは直線的に減少する。この環流ダイオードＤ１がオンしている期間に、主スイッチ素子Ｓ１をオンすれば、主スイッチ素子Ｓ１はＺＶＳ、ＺＣＳの条件でターンオンすることができる。
【００５２】
次の時点ｔ８にて、ｉLがｉoに達すると、環流ダイオードＤ１はターンオフし、主スイッチ素子Ｓ１の電流が増加し、ｉLが略０になった時点で補助スイッチＳ３をオフする（零電流スイッチングする）。
【００５３】
この実施例によれば、実施例１の効果を奏することができるうえ更に、補助共振転流回路１から接続点Ｍに流れる電流ｉLを、第一コイルＬｏと第二コイルＬｏ’とのトランス作用により、出力電流ｉoとして流すという効果も生じさせることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の補助共振転流回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】実施例２の補助共振転流回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】実施例３の補助共振転流回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【符号の説明】
１ 補助共振転流回路
Ｓ１ 主スイッチ素子
Ｓ２ 主スイッチ素子
Ｓ３ 補助スイッチ
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１ 環流ダイオード
Ｄ２ 環流ダイオード
Ｌｏ 出力リアクト（出力リアクタンス素子、第一コイル）
Ｃ 出力コンデンサ
Ｄ 逆流防止ダイオード
Ｌ 共振リアクトル
Ｃ４ 分圧平滑コンデンサ
Ｃ５ 分圧平滑コンデンサ
ｒ１ 放電抵抗
ｒ２ 放電抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、補助共振転流回路を用いた電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特開平７−３３７０２２、１０ー４６８６、１０−２０１２４７、１１−１７８３１９号公報は、補助共振転流回路を用いた電力変換装置を提案している。
【０００３】
この装置は、直列接続された主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の対の接続点と、直列接続された分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５の対の接続点との間に、双方向通電可能な補助スイッチ（又は一対の一方向スイッチ）ＳＡと共振リアクトルＬとを直列接続してなる補助共振転流回路をもつこと。及び、主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２には環流ダイオードＤ１、Ｄ２がいわゆる逆並列接続され、共振コンデンサＣ１、Ｃ２が並列接続されている点を、その特徴としている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した従来の補助共振転流回路を用いた電力変換装置では、回路素子特性のばらつきなどにより、実際に主スイッチ素子Ｓ１を零電圧スイッチングすることは容易ではなかった。
【０００５】
また、双方向スイッチを用いるため、補助スイッチＳＡがコストアップし、その上、補助スイッチＳＡの耐圧低下が簡単でないので、一層のコストアップ要因となっていた。
【０００６】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、効率低下を抑止しつつ補助スイッチの低耐圧化が可能な補助共振転流回路を用いた電力変換装置を提供することをその目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の共振型スイッチングコンバータは、入力直流電源から給電されるリアクタンス負荷をオン時に短絡する主スイッチ素子Ｓ２と、互いに直列接続されて両端に入力電圧が印加される一対のコンデンサＣ４、Ｃ５と、前記両コンデンサに個別に並列接続される一対の抵抗素子ｒ１、ｒ２と、前記コンデンサ対の中間接続点Ｎを、前記主スイッチ素子Ｓ２と前記リアクタンス負荷との接続点Ｍに接続する補助共振転流回路とを備え、前記補助共振転流回路が、互いに直列接続されたダイオードＤ、共振リアクトルＬ及び補助スイッチＳ３を有することを特徴としている。
【０００８】
すなわち、本構成によれば、補助スイッチを好適なタイミングでオンすることにより、コンデンサＣ４、Ｃ５から補助共振転流回路を通じてリアクタンス負荷に給電することにより、主スイッチ素子Ｓ２のオフ時のサージ電圧を低減することができる。
【０００９】
また、入力側に２つのコンデンサを直列接続して中間電位源を作っているので、補助スイッチの入力電位を入力直流電源電圧の半分にすることができる。
【００１０】
また、主スイッチ素子Ｓ２のスイッチング時において、そのスイッチング時の電流を低減又は０にできるので、その損失を大幅に低減して回路効率を向上することができる。
【００１１】
請求項１記載の発明によれば更に、前記負荷は、一端が前記接続点Ｍに接続されるリアクタンス負荷である第一コイルを有し、前記回路素子は、前記入力直流電源の高位端と前記接続点Ｍとを接続してオン時に前記負荷に給電する主スイッチ素子Ｓ１を有し、前記主スイッチ素子Ｓ２は、前記接続点Ｍと前記入力直流電源の低位端とを接続し、前記両主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２は、互いに異なる導通期間を一定周期で交互に有するチョッパ回路を構成することを特徴としている。本構成によれば、補助スイッチとして低耐圧の一方向素子を一個用いるだけでチョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を改善することができる。
【００１２】
請求項２記載の構成によれば請求項１記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記コンデンサＣ４、Ｃ５の容量は略等しくされることを特徴としている。本構成によれば、コンデンサＣ４、Ｃ５の容量比率を１：１とされているので、補助スイッチＳ３の耐圧は入力電圧の１／２とすることができる。
【００１３】
請求項３記載の構成によれば請求項１又は２記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記両主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の一方がオフする時点から他方がオンする時点までの間に所定のデッドタイムが設定されていることを特徴としている。本構成によれば、主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を流れる電流スルー損失を低減できるとともに、たとえ負荷がリアクタンス負荷であっても、このデッドタイム期間（特に主スイッチ素子Ｓ２がオフしてから主スイッチ素子Ｓ１がオンするまでの期間）における負荷電流をこの補助共振転流回路から給電できるので、主スイッチ素子Ｓ２に掛かるサージ電圧を減らせる。
【００１４】
請求項４記載の構成によれば請求項３記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記デッドタイムは、先にオフした前記主スイッチ素子が次にオンするまでのオフ期間より短く設定されることを特徴としている。
【００１５】
請求項５記載の構成によれば請求項３又は４記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記補助スイッチＳ３のオンは、前記主スイッチ素子Ｓ２のオフに先行することを特徴としている。本構成によれば、補助共振転流回路が主スイッチ素子Ｓ２のオフ以前から、負荷に電流供給することができるので、主スイッチ素子Ｓ２のオフ・スイッチング時の電流を減らして、そのスイッチング損失を低減することができる。
【００１６】
請求項６記載の構成によれば請求項５記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記主スイッチ素子Ｓ１のオンは、補助スイッチＳ３のオフに先行することを特徴としている。本構成によれば、補助共振転流回路が補助スイッチＳ３を通じて接続点Ｍの電位を高めた状態で、主スイッチ素子Ｓ１をオンすることができるので、主スイッチ素子Ｓ１のスイッチング損失を低減することができる。
【００１７】
請求項７記載の構成は請求項６記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記主スイッチ素子Ｓ１に逆並列接続された環流ダイオードＤ１と、前記主スイッチ素子Ｓ１に並列接続された共振コンデンサＣ１と、前記主スイッチ素子Ｓ２に逆並列接続された環流ダイオードＤ２と、前記主スイッチ素子Ｓ２に並列接続された共振コンデンサＣ２とを有し、前記主スイッチ素子Ｓ２のオフにより、前記共振コンデンサＣ１、Ｃ２と前記共振リアクトルＬとの共振を生じさせて、前記接続点Ｍの電位をブーストアップすることを特徴としている。
【００１８】
本構成によれば、主スイッチ素子Ｓ２のオフにより生じた上記共振により、接続点Ｍの電位をブーストアップすることができるので、接続点Ｍの電位を一層高めた状態で、主スイッチ素子Ｓ１をオンすることができるので、主スイッチ素子Ｓ１のスイッチング損失を低減することができる。更に、補助共振転流回路の蓄積磁気エネルギーを負荷又は入力直流電源に転送できるので、効率を向上することができる。
【００１９】
請求項８記載の構成によれば請求項７記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記補助共振転流回路から前記前記環流ダイオードＤ１を通じて前記入力直流電源に回生電流が流れる期間に、前記主スイッチ素子Ｓ２はオフされることを特徴としている。本構成によれば、請求項７記載の効果を確実に実現することができる。
【００２０】
請求項９記載の構成は、請求項Uのいずれか記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において更に、前記コンデンサＣ４、Ｃ５と、前記主スイッチ素子Ｓ２とを結ぶ電源線の電流を検出する電流センサを有し、前記主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２及び補助スイッチＳ３のスイッチングタイミングを、前記電流センサの検出電流に基づいて決定することを特徴としている。本構成によれば、各スイッチング素子の断続タイミングを一層確実にすることができる。
【００２１】
請求項１０記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置は、互いに直列されて入力直流電源から給電されて互いに異なる期間に交互に導通する一対の主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２と、前記両主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の接続点Ｍと外部の負荷とを接続する第一コイルＬｏと、互いに直列接続されて前記前記入力直流電源の高位端と前記接続点Ｍとを接続する補助共振転流回路及び第二コイルＬｏ’とを有し、前記補助共振転流回路は、互いに直列接続されたダイオードＤ、共振リアクトルＬ及び補助スイッチＳ３を有し、前記両コイルＬｏ、Ｌｏ’はトランス結合されていることを特徴としている。本発明によれば、補助共振転流回路から接続点Ｍへ流れる電流に応じた電流をトランス作用により負荷に給電できるので、効率を一層向上することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明の補助共振転流回路を用いた電力変換装置の好適な態様を以下に説明する。
【００２３】
【実施例１】
（回路構成）
図１は本発明に関わる補助共振転流回路を用いた電力変換装置の回路図を示す。
【００２４】
この装置は、直列接続された主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の対の接続点Ｍと、直列接続された分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５の対の接続点Ｎとの間に、一方向通電断続可能な補助スイッチＳ３と共振リアクトルＬと逆流防止ダイオードＤを直列接続してなる補助共振転流回路１をもつ。
【００２５】
主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２には環流ダイオードＤ１、Ｄ２がいわゆる逆並列に、共振コンデンサＣ１、Ｃ２が並列に接続されている。この実施例では、共振コンデンサＣ１、Ｃ２は、ＭＯＳトランジスタである主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の寄生容量で構成され、環流ダイオードＤ１、Ｄ２もＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードで構成されている。
【００２６】
分圧平滑コンデンサＣ４には放電抵抗ｒ１が、分圧平滑コンデンサＣ５には放電抵抗ｒ２が並列接続されている。Ｌｏは出力リアクトル（本発明で言う第一コイル）、Ｃは出力コンデンサであり、両者は平滑回路を構成するとともに、図示しない外部負荷とともに本発明で言う負荷を構成している。
【００２７】
Ｖｓは入力端１１、１２に接続される入力直流電源（図示せず）の電圧、Ｖoは出力端１３、１４に接続される出力直流電源（図示せず）の電圧、ｉoは出力電流、ｉLは補助共振転流回路１の電流である。
（動作）
図１に示す回路を参照して、回路動作を以下に説明する。
【００２８】
最初の時点ｔ１では、主スイッチ素子Ｓ１がオンしており、この時、補助スイッチＳ３、主スイッチ素子Ｓ２が開いている。前回の補助スイッチＳ３のオフ以降における放電抵抗ｒ１，ｒ２による充電により、分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５の接続点Ｎの電位は入力直流電源電圧Ｖsの略半分の電位となっているものとする。
【００２９】
次の時点ｔ２にて、主スイッチ素子Ｓ１がオフすると、出力リアクトルＬｏによる蓄積する磁気エネルギーの放出のために、共振コンデンサＣ２が略定電流で放電し、共振コンデンサＣ２が略定電流で充電される。
【００３０】
次の時点ｔ３にて、共振コンデンサＣ２の電圧が略０になった後、引き続き、出力リアクトルＬｏの磁気エネルギーの放出を継続するために、環流ダイオードＤ２がターンオンし、共振コンデンサＣ１の電圧はクランプされる。その後、主スイッチ素子Ｓ２がオンされる。
【００３１】
次の時点ｔ４にて、補助スイッチＳ３をオンすると、分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５の接続点Ｎから共振リアクトルＬにＶｓ／２の電圧が印加されて分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５が充放電され、補助共振電流ｉLが直線的に増加し、共振リアクトルＬに磁気エネルギーが蓄積されつつ、接続点Ｍの電位が上昇して、環流ダイオードＤ２を通じて出力リアクトルＬｏに供給される電流はｉoーｉLに減少する。
【００３２】
次の時点ｔ５にて、補助共振電流ｉLがｉoに等しくなり、環流ダイオードＤ２はターンオフすると、主スイッチ素子Ｓ２はオンしたままであるので、ｉLの一部は主スイッチ素子Ｓ２のチャンネルを通じても流れるため、引き続き直線的に増加し、共振リアクトルＬに磁気エネルギーが蓄積される。
【００３３】
次の時点ｔ６にて、補助共振電流ｉLがｉoより大きい所定値ｉTに等しくなったら、主スイッチ素子Ｓ２をオフする。これにより、共振リアクトルＬｏと共振コンデンサＣ１、Ｃ２とが共振状態となり、ｉLは所定値ｉTより大きい最大値に達した後、低下する。
【００３４】
次の時点ｔ７にて、共振コンデンサＣ２の電圧が出力直流電源電圧Ｖｓに略達すると、環流ダイオードＤ１がターンオンし、共振コンデンサＣ２の電圧は環流ダイオードＤ１によりＶｓにクランプされる。その後、共振リアクトルＬの電流ｉLは直線的に減少する。この環流ダイオードＤ１がターンオンしている間に、主スイッチ素子Ｓ１がターンオンされる。
【００３５】
次の時点ｔ８にて、ｉLがｉoにまで減少すると、環流ダイオードＤ１はターンオフし、主スイッチ素子Ｓ１のチャンネルに電流が流れ始め、ｉLは引き続き直線的に減少し、このｉLが略０になった時点で補助スイッチＳ３はオフされる（零電流スイッチングする）。
【００３６】
その後、次の補助スイッチＳ３のオンまでの間に、分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５の接続点の電位は放電抵抗ｒ１、ｒ２により元の中間電圧（Ｖｓ／２）に復帰する。
【００３７】
すなわち、この実施例によれば、主スイッチ素子Ｓ２をオフしてから主スイッチ素子Ｓ１をオンする期間を含む主スイッチ素子切り替え期間に補助スイッチＳ３をオンして、出力電流ｉoの一部又は全部を負担する。この実施例では、主スイッチ素子Ｓ２のオフの前に補助スイッチＳ３をオンし、主スイッチ素子Ｓ１をオンし、かつ、共振リアクトルＬ３の電流が十分に低減した後で補助スイッチＳ３をオフするので、補助スイッチＳ３に共振リアクトルＬ３の断続に伴う大きなサージ電圧が印加されることはなく、更に、補助スイッチＳ３を含む補助共振転流回路１には分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５により小電圧が印加されるので、補助スイッチＳ３の耐圧を小さくすることができる。
【００３８】
更に説明すると、この実施例では、主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２以外に補助スイッチＳ３を設け、ＬＣ共振エネルギーを利用することで全てのスイッチングをＺＣＳ、ＺＶＳとするものである。これによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの全負荷域での効率向上と高周波化、低ノイズ化が可能となる。また、補助スイッチＳ３の耐圧は主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の１／２でよく、安価に構成することができる。
【００３９】
【実施例２】
他の実施例を図２を参照して以下に説明する。
【００４０】
この実施例は、図１に示す回路において、分圧平滑コンデンサＣ５の低位端と主スイッチ素子Ｓ２の低位端とを接続する接地ライン（分圧平滑コンデンサＣ４の高位端と主スイッチ素子Ｓ１の高位端とを接続する高位電源ラインでもよい）２の電流を検出する電流変成器CT（電流検出抵抗でもよい）を設け、この電流変成器CTの検出電流に基づいて、補助スイッチＳ３の断続タイミングを決定する点をその特徴としている。
【００４１】
この実施例では、接地ライン２を流れる接地電流が所定値ｉ１にまで増加したら補助スイッチＳ３をオンし、その後、接地電流が所定値ｉ２にまで減少したら補助スイッチＳ３をオフする。この実施例によれば、実施例１の効果に加えて、無効電流及び主スイッチ素子Ｓ２の最大電流値を確実に低減することができる。
【００４２】
電流変成器CTの検出電流に基づく上記補助スイッチＳ３の断続タイミングの決定は、検出電流を電圧の形に変換してコンパレータなどで上記所定値と比較する通常の回路構成により容易に実現できるため、回路構成の具体的図示は省略する。
【００４３】
なお、補助スイッチＳ３の断続タイミングではなく、主スイッチ素子Ｓ１の断続タイミング又は主スイッチ素子Ｓ２の断続タイミングを上記コンパレータにより決定するようにしてもよい。この場合、コンパレータにより決定しない他のスイッチ素子の断続タイミングはコンパレータで決定されるスイッチ素子の断続タイミングからのタイマの遅延時間で容易に決定することができる。
【００４４】
【実施例３】
他の実施例を図３を参照して以下に説明する。
（回路構成）
この実施例は、分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５及び抵抗ｒ１、ｒ２からなるコンデンサ回路を省略し、補助共振転流回路１の一端を入力直流電源の高位端に接続し、他端を第二リアクトル素子（本発明で言う第二コイル）Ｌｏ’を通じて主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の接続点Ｍに接続したものである。なお、第二リアクトル素子Ｌｏ’は出力リアクトル（出力リアクタンス素子）Ｌｏと同一磁性体に巻装されてトランス構造をなし、巻数比はＮ１：Ｎ２で巻き方向は図３に示す通りである。
（動作）
以下、回路動作を以下に説明する。
【００４５】
最初の時点ｔ１では、主スイッチ素子Ｓ１がオンしているものとする。Ｖoは出力直流電源電圧、Ｖｓは入力直流電源電圧、ｉoは出力電流である。この時、補助スイッチＳ３、主スイッチ素子Ｓ２が開いているものとする。
【００４６】
次の時点ｔ２にて、主スイッチ素子Ｓ１がオフすると、共振コンデンサＣ２が略定電流で放電され、共振コンデンサＣ１が略定電流で充電される。
【００４７】
次の時点ｔ３にて、共振コンデンサＣ２の電圧が略０になると、環流ダイオードＤ２がターンオンし、共振コンデンサＣ１の電圧はＶｓにクランプされる。その後、主スイッチ素子Ｓ２がオンされる。
【００４８】
次の時点ｔ４にて、補助スイッチＳ３をオンすると、分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５から共振リアクトルＬに電圧ＶＬ（＝Ｖｓ／２＋Ｎ１・Ｖo／Ｎ２）が印加されて、共振リアクトルＬに電流ｉLが流れ、分圧平滑コンデンサＣ４、Ｃ５が充放電され、補助共振電流ｉLは直線的に増加する。その結果、環流ダイオードＤ２を流れる電流はｉoーｉLとなる。
【００４９】
次の時点ｔ５にて、補助共振電流ｉLがｉoに等しくなると、環流ダイオードＤ２がターンオフし、主スイッチ素子Ｓ２がターンオンする。電圧ＶＬはＶｓ／２＋Ｎ１・Ｖo／Ｎ２のままであり、ｉLは引き続き直線的に増加する。
【００５０】
次の時点ｔ６にて、ｉLがｉoより大きい所定値ｉTに等しくなったら、主スイッチ素子Ｓ２をオフする。これにより、共振リアクトルＬと共振コンデンサＣ１、Ｃ２とが共振状態となり、ｉLは所定値ｉTより大きい最大値に達した後、低下する。
【００５１】
次の時点ｔ７にて、共振コンデンサＣ１の電圧が略０Ｖになると、環流ダイオードＤ１がターンオンし、ｉLは直線的に減少する。この環流ダイオードＤ１がオンしている期間に、主スイッチ素子Ｓ１をオンすれば、主スイッチ素子Ｓ１はＺＶＳ、ＺＣＳの条件でターンオンすることができる。
【００５２】
次の時点ｔ８にて、ｉLがｉoに達すると、環流ダイオードＤ１はターンオフし、主スイッチ素子Ｓ１の電流が増加し、ｉLが略０になった時点で補助スイッチＳ３をオフする（零電流スイッチングする）。
【００５３】
この実施例によれば、実施例１の効果を奏することができるうえ更に、補助共振転流回路１から接続点Ｍに流れる電流ｉLを、第一コイルＬｏと第二コイルＬｏ’とのトランス作用により、出力電流ｉoとして流すという効果も生じさせることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の補助共振転流回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】実施例２の補助共振転流回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】実施例３の補助共振転流回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【符号の説明】
１ 補助共振転流回路
Ｓ１ 主スイッチ素子
Ｓ２ 主スイッチ素子
Ｓ３ 補助スイッチ
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１ 環流ダイオード
Ｄ２ 環流ダイオード
Ｌｏ 出力リアクト（出力リアクタンス素子、第一コイル）
Ｃ 出力コンデンサ
Ｄ 逆流防止ダイオード
Ｌ 共振リアクトル
Ｃ４ 分圧平滑コンデンサ
Ｃ５ 分圧平滑コンデンサ
ｒ１ 放電抵抗
ｒ２ 放電抵抗
Claims (10)
- 互いに直列されて入力直流電源から給電されて互いに異なる期間に交互に導通する一対の主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２と、
前記両主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の接続点Ｍと外部の負荷とを接続する第一コイルＬｏと、
互いに直列接続されて前記入力直流電源から両端に入力電圧が印加される一対のコンデンサＣ４、Ｃ５と、
前記両コンデンサに個別に並列接続される一対の抵抗素子ｒ１、ｒ２と、
前記コンデンサ対の中間接続点Ｎを、前記接続点Ｍに接続する補助共振転流回路と、
を備え、
前記補助共振転流回路は、互いに直列接続されたダイオードＤ、共振リアクトルＬ及び補助スイッチＳ３を有することを特徴とする補助共振転流回路を用いた電力変換装置。 - 請求項１記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において、
前記コンデンサＣ４、Ｃ５の容量は略等しくされることを特徴とする補助共振転流回路を用いた電力変換装置。 - 請求項１又は２記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において、
前記両主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の一方がオフする時点から他方がオンする時点までの間に所定のデッドタイムが設定されていることを特徴とする補助共振転流回路を用いた電力変換装置。 - 請求項３記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において、
前記デッドタイムは、先にオフした前記主スイッチ素子が次にオンするまでのオフ期間より短く設定されることを特徴とする補助共振転流回路を用いた電力変換装置。 - 請求項３又は４記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において、
前記補助スイッチＳ３のオンは、前記主スイッチ素子Ｓ２のオフに先行することを特徴とする補助共振転流回路を用いた電力変換装置。 - 請求項５記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において、
前記主スイッチ素子Ｓ１のオンは、補助スイッチＳ３のオフに先行することを特徴とする補助共振転流回路を用いた電力変換装置。 - 請求項６記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において、
前記主スイッチ素子Ｓ１に逆並列接続された環流ダイオードＤ１と、
前記主スイッチ素子Ｓ１に並列接続された共振コンデンサＣ１と、
前記主スイッチ素子Ｓ２に逆並列接続された環流ダイオードＤ２と、
前記主スイッチ素子Ｓ２に並列接続された共振コンデンサＣ２と、
を有し、
前記主スイッチ素子Ｓ２のオフにより、前記共振コンデンサＣ１、Ｃ２と前記共振リアクトルＬとの共振を生じさせて、前記接続点Ｍの電位をブーストアップすることを特徴とする補助共振転流回路を用いた電力変換装置。 - 請求項７記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置において、
前記補助共振転流回路から前記前記環流ダイオードＤ１を通じて前記入力直流電源に回生電流が流れる期間に、前記主スイッチ素子Ｓ２はオフされることを特徴とする補助共振転流回路を用いた電力変換装置。 - 請求項１乃至８のいずれか記載の補助共振転流回路を用いた電力変換装置の制御方法において、
前記コンデンサＣ４、Ｃ５と、前記主スイッチ素子Ｓ２とを結ぶ電源線の電流を検出する電流センサを有し、
前記主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２及び補助スイッチＳ３のスイッチングタイミングを、前記電流センサの検出電流に基づいて決定することを特徴とする補助共振転流回路を用いた電力変換装置の制御方法。 - 互いに直列されて入力直流電源から給電されて互いに異なる期間に交互に導通する一対の主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２と、
前記両主スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の接続点Ｍと外部の負荷とを接続する第一コイルＬｏと、
互いに直列接続されて前記前記入力直流電源の高位端と前記接続点Ｍとを接続する補助共振転流回路及び第二コイルＬｏ’と、
を有し、
前記補助共振転流回路は、互いに直列接続されたダイオードＤ、共振リアクトルＬ及び補助スイッチＳ３を有し、
前記両コイルＬｏ、Ｌｏ’はトランス結合されていることを特徴とする補助共振転流回路を用いた電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001047205A JP3651781B2 (ja) | 2001-02-22 | 2001-02-22 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001047205A JP3651781B2 (ja) | 2001-02-22 | 2001-02-22 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002252965A JP2002252965A (ja) | 2002-09-06 |
| JP3651781B2 true JP3651781B2 (ja) | 2005-05-25 |
Family
ID=18908678
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001047205A Expired - Fee Related JP3651781B2 (ja) | 2001-02-22 | 2001-02-22 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3651781B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102655369A (zh) * | 2011-03-04 | 2012-09-05 | 株式会社电装 | 功率转换装置 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4017490B2 (ja) | 2002-10-02 | 2007-12-05 | 株式会社デンソー | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP4544076B2 (ja) * | 2005-07-22 | 2010-09-15 | 株式会社豊田自動織機 | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 |
| EP2073366B1 (de) * | 2007-12-18 | 2016-04-27 | ABB Research Ltd. | Gleichstromsteller mit Resonanzwandler |
| JP4527798B2 (ja) * | 2008-06-11 | 2010-08-18 | アルティマックス株式会社 | 直列接続されたｒｇｂ発光ダイオードを駆動するための共振モードスイッチングコントローラ回路 |
| CN102611303B (zh) * | 2011-01-20 | 2015-08-05 | 江西开昂新能源科技有限公司 | 一种软开关dc-dc变换器 |
| JP2018148725A (ja) * | 2017-03-07 | 2018-09-20 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 直流電圧変換装置 |
| JP2018148724A (ja) * | 2017-03-07 | 2018-09-20 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 直流電圧変換装置 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06269165A (ja) * | 1993-03-11 | 1994-09-22 | Sanken Electric Co Ltd | Ｐｗｍ型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP3655993B2 (ja) * | 1997-12-17 | 2005-06-02 | 新日本無線株式会社 | 同期型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JPH11341832A (ja) * | 1998-05-21 | 1999-12-10 | Shikoku Henatsuki Kk | 部分共振ｐｗｍインバータ |
| JP2000116120A (ja) * | 1998-10-07 | 2000-04-21 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
-
2001
- 2001-02-22 JP JP2001047205A patent/JP3651781B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102655369A (zh) * | 2011-03-04 | 2012-09-05 | 株式会社电装 | 功率转换装置 |
| CN102655369B (zh) * | 2011-03-04 | 2014-10-15 | 株式会社电装 | 功率转换装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002252965A (ja) | 2002-09-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10256729B1 (en) | Switched-capacitor converter with interleaved half bridge | |
| US9997988B2 (en) | Zero-crossing detection circuit | |
| US7245087B2 (en) | Power conversion device | |
| US8207717B2 (en) | Buck-boost DC-DC converter with auxiliary inductors for zero current switching | |
| US7486055B2 (en) | DC-DC converter having a diode module with a first series circuit and a second series with a flywheel diode | |
| US7023186B2 (en) | Two stage boost converter topology | |
| US7782639B2 (en) | Adaptively configured and autoranging power converter arrays | |
| US7440298B2 (en) | Synchronous rectification circuit for power converters | |
| WO2010067629A1 (ja) | Ｄｃ－ｄｃコンバータ回路 | |
| WO2005025043A1 (ja) | 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US20080037290A1 (en) | Ac-dc converter and method for driving for ac-dc converter | |
| US9935547B2 (en) | System and method for a switched-mode power supply | |
| Ghodke et al. | ZVZCS, dual, two-transistor forward DC-DC converter with peak voltage of Vin/2, high input and high power application | |
| US6867634B2 (en) | Method for detecting the null current condition in a PWM driven inductor and a relative driving circuit | |
| JP3651781B2 (ja) | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 | |
| CN111628654B (zh) | 一种开关电源电路 | |
| JP4951772B2 (ja) | タップインダクタコンバータ | |
| US6487094B1 (en) | High efficiency DC-DC power converter | |
| JP4323049B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| US7548442B2 (en) | Power converter with coupled inductor | |
| JP2001309646A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3426070B2 (ja) | 共振形フォワードコンバータ | |
| JP3124921B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| Kulasekaran et al. | A 500 kHz, 3.3 kW boost PFC with low loss coupled auxiliary ZVT circuit | |
| JP2004153990A (ja) | 力率改善コンバータ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041129 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041203 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050125 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050216 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050217 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080304 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110304 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120304 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120304 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130304 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140304 Year of fee payment: 9 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |