JP2018148725A - 直流電圧変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】大容量負荷に適用される際に、高効率の変換効率を維持できる直流電圧変換装置を提供する。【解決手段】直流電圧変換装置１０は、内部電源線Ｌｓに接続された第１スイッチ素子ＳＷ１と、ローパスフィルタ１３と、直列接続された補助スイッチ素子ＳＡと補助リアクトルＬＡとを含み、補助リアクトルＬＡの一端Ｌａ１が第１スイッチ素子ＳＷ１とローパスフィルタ１３との接続点である第１接続点Ｎ１に接続された補助共振回路２０と、第１スイッチ素子ＳＷ１をゼロ電圧スイッチングし、補助スイッチ素子ＳＡをゼロ電流スイッチングするスイッチ制御部１１とを備える。補助共振回路２０は、補助スイッチ素子ＳＡの第２端子Ｄと、グランド線Ｌｇまたは内部電源線Ｌｓとの間に接続された補助コンデンサＣＡを含む。【選択図】図１

Description

本明細書に開示される技術は、直流電圧変換装置に関し、詳しくは、補助共振回路を備えた直流電圧変換装置に関する。

従来、スイッチング素子をいわゆるソフトスイッチングさせることによって、スイッチングによるスイッチング損失と高周波ノイズとを抑制するために、直流電圧変換装置に補助共振回路を備える方法が幅広く行われている。このような補助共振回路を備えた直流電圧変換装置として、例えば、特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータ（直流電圧変換装置）が知られている。この文献のＤＣ−ＤＣコンバータでは、平滑リアクトルに流れる電流に基づいて、第２の主スイッチ（ローサイドスイッチ）と補助共振回路に含まれる補助スイッチとが同時にオンされる期間を最適化することによって、無駄な電力損失の発生を防止するものである。

特開２００４−１２９３９３号公報

しかしながら、上記文献のＤＣ−ＤＣコンバータは、補助共振回路のエネルギー源、すなわち、電源は出力電圧Ｖｏｕｔになっている。この出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎが変換されたものであるため、変換損失として補助共振回路での損失も上乗せされるこことなる。これは、コンバータの高効率化にとって有利であるとは言えなかった。また、このように出力電圧Ｖｏｕｔを補助共振回路に印加する構成においては、入力電圧Ｖｉｎを非常に低い出力電圧Ｖｏｕｔに変換する場合、出力電圧Ｖｏｕｔを補助共振回路に印加しても、文献１の図１のＭ点の電圧が入力電圧Ｖｉｎに達せず、第１の主スイッチＳ１のソフトスイッチング（ゼロ電圧スイッチング）ができない虞があった。この場合、第１の主スイッチＳ１でのスイッチング損失が増加することとなる。

また、近年、直流電圧変換装置が、電気自動車等、大電流が必要とされるパワー回路として使用される場合、言い換えれば大容量負荷に使用される場合、微小な変換効率の低下が大きな変換損失となってしまう。そのため、大容量負荷に適用される際であっても高効率の変換効率を維持できる直流電圧変換装置が所望されていた。

本明細書に開示される技術は、上記のような事情に基づいて完成されたものであって、大容量負荷に適用される際に、高効率の変換効率を維持できる直流電圧変換装置を提供する。

本明細書に開示される直流電圧変換装置は、主電源から印加される直流の入力電圧を所定の電圧値を有する出力電圧に変換する直流電圧変換装置であって、前記主電源に接続される内部電源線と、前記内部電源線に接続された第１スイッチ素子と、一端が前記第１スイッチ素子の一端と接続されるローパスフィルタと、直列接続された補助スイッチ素子と補助リアクトルとを含み、前記補助リアクトルの一端が前記第１スイッチ素子と前記ローパスフィルタとの接続点である第１接続点に接続された補助共振回路と、前記第１接続点とグランド線との間に接続された還流部と、前記第１スイッチ素子をゼロ電圧スイッチングし、前記補助スイッチ素子をゼロ電流スイッチングするスイッチ制御部と、を備え、前記補助共振回路の前記補助スイッチ素子は、前記補助リアクトルの他端に接続された第１端子と、前記第１端子に対して接続がオンオフされる第２端子とを含み、前記補助共振回路は、前記補助スイッチ素子の前記第２端子と、グランド線または前記内部電源線との間に接続された補助コンデンサを含む。
本構成によれば、補助共振回路の補助スイッチ素子に補助コンデンサが接続されている。そのため、補助コンデンサから補助共振回路に補助共振に係るエネルギーを供給することができる。また、第１スイッチ素子はゼロ電圧スイッチングされ、補助スイッチ素子はゼロ電流スイッチングされる。そのため、本構成の直流電圧変換装置によれば、大容量負荷に適用される際であっても、高効率の変換効率を維持できる。

上記直流電圧変換装置において、前記スイッチ制御部は、前記補助スイッチ素子をオンオフさせる制御信号を生成し、前記制御信号のオン期間は、少なくとも出力電流を超える前記第１スイッチ素子に流れる第１電流によって、前記補助コンデンサを充電する充電期間を含むようにしてもよい。
本構成によれば、電圧変換の際に生じる余剰エネルギーを用いて補助コンデンサが充電され、補助コンデンサに蓄えられたエネルギーによって補助共振回路を動作させることができる。それによって電圧変換に係る余剰エネルギーを効果的に利用でき、変換効率を向上させることができる。

また、上記直流電圧変換装置において、前記スイッチ制御部は、前記制御信号の前記オン期間を、補助コンデンサを放電する放電期間と前記充電期間とに分けて生成するようにしてもよい。
本構成によれば、補助スイッチ素子のゲート制御信号のオン期間を、補助コンデンサを放電する放電期間と充電期間とに分けて生成することによって、補助スイッチ素子に流れる電流の期間を短くすることができる。それによって補助スイッチ素子の導通損失を低減できる。
また、上記直流電圧変換装置において、前記補助コンデンサは、前記補助スイッチ素子と前記グランド線との間に接続されているようにしてもよい。

本構成によれば、補助コンデンサの充放電制御が、補助コンデンサが補助スイッチ素子と内部電源線との間に接続される場合と比べて、簡易に行える。

また、上記直流電圧変換装置において、前記補助リアクトルと前記補助スイッチ素子との接続点である第２接続点と前記グランド線との間に接続された電圧安定化ダイオードをさらに備えるようにしてもよい。
本構成によれば、電圧安定化ダイオードによって、補助スイッチ素子がオフの期間における第２接続点の電位を安定化できる。すなわち、補助スイッチ素子がオフで第２スイッチ素子がオンの期間においては、補助スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴが使用される場合、補助スイッチ素子の寄生容量を介して、第２接続点の電位が変動することが考えられる。その際、電圧安定化ダイオードによって第２接続点の電位の変動が抑制される。

また、上記直流電圧変換装置において、前記補助スイッチ素子は、直列に接続され、前記スイッチ制御部によって同一の制御信号によって制御される二個の補助スイッチ素子によって構成されるようにしてもよい。
本構成によれば、補助スイッチ素子を直列に接続された二個の補助スイッチ素子によって構成することによって、補助スイッチ素子としてのオン抵抗が増加する。それによって、補助スイッチ素子のオン時に流れるオン電流が低減されることによって、補助スイッチ素子のオン抵抗損失が、補助スイッチ素子が一個の場合と比べて低減される。なお、損失（電力）は電流の二乗に比例するため、この場合、オン抵抗の増加に伴うオン抵抗損失の増加量よりも、オン電流の低減によるオン抵抗損失の低下量の方が大きくなる。そのため、オン抵抗損失が低減される。

また、上記直流電圧変換装置において、前記還流部は、前記スイッチ制御部によってゼロ電圧スイッチングされる第２スイッチ素子によって構成されるようにしてもよい。
本構成によれば、第２スイッチ素子のオンオフ制御によって還流期間の設定を適宜行えるとともに、ゼロ電圧スイッチングによって、第２スイッチ素子のスイッチング損失を抑制できる。

また、上記直流電圧変換装置において、前記第１スイッチ素子に並列に接続された第１並列容量と、前記還流部に並列に接続された第２並列容量と、をさらに備えるようにしてもよい。
本構成によれば、第１スイッチ素子および第２スイッチ素子がオフされた際、いわゆるデッドタイムにおける、第１接続点の電位変化の速度を調整することができる。

本明細書に開示される直流電圧変換装置によれば、大容量負荷に適用される際に、高効率の変換効率を維持できる。

実施形態１の直流電圧変換装置を示す概略的な回路図 直流電圧変換装置の動作を示す概略的なタイムチャート 直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図 直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図 直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図 直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図 直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図 直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図 直流電圧変換装置の電流の流れを示す概略的な部分回路図 実施形態２に直流電圧変換装置の動作を示す概略的なタイムチャート 補助コンデンサの別の実施形態を示す部分回路図 補助コンデンサの別の実施形態を示す部分回路図

＜実施形態１＞
実施形態１に直流電圧変換装置１０を、図１から図９を参照しつつ説明する。
１．直流電圧変換装置の構成
直流電圧変換装置１０は、本実施形態では、いわゆるチョッパ型の降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであり、主電源４０であるバッッテリーから印加される直流の入力電圧Ｖｉｎを降圧して、所定の電圧値を有する直流の出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。入力電圧Ｖｉｎは、例えば、４８Ｖであり、出力電圧Ｖｏｕｔは、例えば、２４Ｖである。

直流電圧変換装置１０は、本実施形態、例えば、ガソリンエンジンと走行用モータとが搭載されたＨＶ車用に配置され、走行用モータ等の大容量負荷５０に電力を供給するパワー回路に適用される。なお、直流電圧変換装置１０の適用は、ＨＶ車に限られず、また車両にも限られない。また、直流電圧変換装置１０が適用される負荷は、必ずしも大容量負荷に限られない。さらには、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにも限られず、後述するように昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータにも適用できる。

直流電圧変換装置１０は、図１に示されるように、内部電源線Ｌｓ、第１スイッチ素子ＳＷ１、第１並列容量Ｃ１、スイッチ制御部１１、ローパスフィルタ１３、還流部１４、および補助共振回路２０を含む。

内部電源線Ｌｓは、バッッテリーＢａに接続され、バッッテリーＢａからの電力を直流電圧変換装置１０の各部に供給する。

第１スイッチ素子ＳＷ１は、本実施形態ではボディダイオードＤ１を含むＮチャネルＭＯＳＦＥＴによって構成されている。第１スイッチ素子ＳＷ１のドレイン端子Ｄが内部電源線Ｌｓに接続されている。

第１並列容量Ｃ１は、第１スイッチ素子ＳＷ１に並列に接続されている。なお、第１並列容量Ｃ１は個別の素子に限られず、第１スイッチ素子ＳＷ１の寄生容量であってもよい。

ローパスフィルタ１３は周知のものであり、図１に示されるように、例えば、平滑リアクトルＬｏおよび平滑コンデンサＣｏによって構成される。ローパスフィルタ１３の入力端１３ａ（ローパスフィルタの一端に相当）は第１スイッチ素子ＳＷ１のソース端子Ｓ（第１スイッチ素子の一端に相当）と接続され、その出力端１３ｂは直流電圧変換装置１０の出力端に接続される。ローパスフィルタ１３は、第１接続点Ｎ１の電位Ｖｎ１、すなわち第１接続点電圧Ｖｎ１を入力し、第１接続点電圧Ｖｎ１が平滑された出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。

還流部１４は第１接続点Ｎ１とグランド線Ｌｇとの間に接続され、周知のものである。本実施形態では、還流部１４は、図１に示されるように、第２スイッチ素子ＳＷ２によって構成される。第２スイッチ素子ＳＷ２は、ボディダイオードＤ２をＮチャネルＭＯＳＦＥＴによって構成され、スイッチ制御部１１によってゼロ電圧スイッチングされる。

第２並列容量Ｃ２は、第２スイッチ素子ＳＷ２に並列に接続される。第２並列容量Ｃ２によって、第１スイッチ素子ＳＷ１および第２スイッチ素子ＳＷ２がオフ状態、いわゆるデッドタイムにおける、第１接続点電圧Ｖｎ１の変化速度を調整することができる。なお、第２並列容量Ｃ２は、第１並列容量Ｃ１と同様に、個別の素子に限られず、第１スイッチ素子ＳＷ１の寄生容量であってもよい。

このように、還流部１４が第２スイッチ素子ＳＷ２によって構成されることによって、第２スイッチ素子ＳＷ２のオンオフ制御によって還流期間の設定を適宜行えるとともに、ゼロ電圧スイッチングによって、第２スイッチ素子ＳＷ２のスイッチング損失を抑制できる。なお、還流部１４の構成はこれに限られず、例えば、一個の還流ダイオードによって構成されてもよい。

補助共振回路２０は、直列接続された、補助スイッチ素子ＡＳと補助リアクトルＬＡ、補助コンデンサＣＡ、および電圧安定化ダイオードＤ２１を含む。補助共振回路２０は、第１スイッチ素子ＳＷ１とローパスフィルタ１３との接続点である第１接続点Ｎ１に接続されている。詳細には、補助スイッチ素子ＡＳに接続されていない補助リアクトルＬＡの一端Ｌａ１が、第１接続点Ｎ１に接続されている。なお、ここで補助リアクトルＬＡのリアクタンスは、平滑リアクトルＬｏに比べて、十分小さくなるように設定されている。

補助スイッチ素子ＳＡは、本実施形態においてはＮチャネルＭＯＳＦＥＴによって構成されている。補助スイッチ素子ＳＡは、寄生容量ＣｐおよびボディダイオードＤ３を含む。補助スイッチ素子ＳＡは、ドレイン端子Ｄ、ゲート端子Ｇ、およびソース端子Ｓを含む。そのソース端子Ｓは補助リアクトルの他端Ｌａ２に接続され、そのドレイン端子Ｄは、ソース端子Ｓに対する接続が、ゲート端子Ｇに印加されるゲート制御信号ＧＡによってオンオフされる。ここで、補助スイッチ素子ＳＡのソース端子Ｓは「第１端子」の一例であり、補助スイッチ素子ＳＡのドレイン端子Ｄは「第２端子」の一例である。

電圧安定化ダイオードＤ２１は、補助リアクトルＬＡと補助スイッチ素子ＳＡとの接続点である第２接続点Ｎ２とグランド線Ｌｇとの間に接続されている。詳細には、電圧安定化ダイオードＤ２１のカソードが第２接続点Ｎ２に接続され、電圧安定化ダイオードＤ２１のアノードがグランド線Ｌｇに接続されている。電圧安定化ダイオードＤ２１は、補助スイッチ素子ＳＡのオフ時に、補助スイッチ素子ＳＡのドレイン−ソース間の電圧Ｖｓａを安定化させる。

補助コンデンサＣＡは、補助スイッチ素子ＳＡとグランド線Ｌｇとの間に接続される。詳しくは、補助コンデンサＣＡの一端が補助スイッチ素子ＳＡのドレイン端子Ｄに接続され、補助コンデンサＣＡの他端がグランド線Ｌｇに接続される。ここで、補助スイッチ素子ＳＡのドレイン端子Ｄは、「補助スイッチ素子の補助リアクトルに接続されていない側の一端」に相当する。補助コンデンサＣＡは、充放電によって補助共振回路２０の共振時のエネルギーを供給する。補助コンデンサＣＡは、第１スイッチ素子ＳＷ１を流れる電流である第１電流Ｉｓｗ１、および第２スイッチ素子ＳＷ２を流れる電流である第２電流Ｉｓｗ２が、出力電流（負荷電流）Ｉｏを上回る際のエネルキーを利用して充電される。

スイッチ制御部１１は、各スイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＡ）に接続され、各スイッチ素子のオンオフのスイッチングを制御するゲート制御信号（Ｇ１、Ｇ２、ＧＡ）を生成する。詳細には、スイッチ制御部１１は、ゲート制御信号（Ｇ１、Ｇ２）によって、第１、第２スイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２）を、いわゆるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）によってスイッチングする。また、スイッチ制御部１１は、ゲート制御信号ＧＡによって、補助スイッチ素子ＳＡを、いわゆるゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）によってスイッチングする。なお、各スイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＡ）は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限られない。例えば、ＩＧＢＴ等であってもよい。

２．直流電圧変換装置の動作
次に、図２から図９を参照しつつ直流電圧変換装置１０の動作を説明する。

図２に示されるように、第１スイッチ素子ＳＷ１がオフ状態で、第２スイッチ素子ＳＷ２はオン状態である還流状態、言い換えれば、同期整流状態の時刻ｔ０において、補助スイッチ素子ＳＡがゲート制御信号ＧＡによってオンされると、すなわち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）されると、補助共振回路２０による共振動作が開始される。

すると、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの期間である第１期間Ｋ１において、図３に示されように電流が流れる。すなわち、補助スイッチ素子ＳＡおよび補助リアクトルＬＡに流れる電流である共振電流Ｉｒｓが増加し、それに伴って第２スイッチ素子ＳＷ２に流れる電流である第２電流Ｉｓｗ２が減少する。共振電流Ｉｒｓの増加速度は補助リアクトルＬＡのリアクタンスの大きさに依存する。第１期間Ｋ１において、平滑リアクトルＬｏを流れる電流である出力電流（負荷電流）Ｉｏは一定である。なお、第１期間Ｋ１に限られず、出力電流Ｉｏは、ほぼ一定とする。

第１期間Ｋ１内において、第２スイッチ素子ＳＷ２がオフされる。第２スイッチ素子ＳＷ２のオフに伴って、第２電流Ｉｓｗ２がさらに減少しゼロとなる。一方、共振電流Ｉｒｓが増加して、時刻ｔ１において出力電流Ｉｏの大きさに達する。

図４には、時刻ｔ１から第１接続点電圧Ｖｎ１が入力電圧Ｖｉｎより大きくなる時刻ｔ２までの期間（第２期間Ｋ２）における電流の流れが、示される。第２期間Ｋ２において、第１、第２スイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２）がオフ状態（いわゆる、デッドタイム）であるため、共振電流Ｉｒｓは、主に、第１並列容量Ｃ１および第２並列容量Ｃ２を介して流れる（図４の電流Ｉｃ１、Ｉｃ２参照）。このとき、第１並列容量Ｃ１は放電し、一方、第２並列容量Ｃ２は充電される。そのため、第１接続点電圧Ｖｎ１が上昇する。なお、ここで、第１接続点電圧Ｖｎ１と、第２スイッチ素子ＳＷ２のドレイン−ソース間電圧である第２電圧Ｖｓｗ２とは等しい。そのため、図２に示されるように、第２期間Ｋ２において第２電圧Ｖｓｗ２は上昇する。

そして、時刻ｔ２において、第１接続点電圧Ｖｎ１（第２電圧Ｖｓｗ２）が入力電圧Ｖｉｎに達すると、第１スイッチ素子ＳＷ１のボディダイオードＤ１が導通して、第１スイッチ素子ＳＷ１のドレイン−ソース間電圧である第１電圧Ｖｓｗ１がゼロとなる。図５に、ボディダイオードＤ１の導通期間である時刻ｔ２から時刻ｔ３（第３期間Ｋ３）の状態が示される。このとき、ボディダイオードＤ１を介して逆方向の第１電流Ｉｓｗ１が流れる。

そして、ボディダイオードＤ１の導通中に、第１スイッチ素子ＳＷ１がオンされる（時刻ｔ３）。すなわち、第１スイッチ素子ＳＷ１がゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される。このとき、補助リアクトルＬＡには逆方向の電圧（入力電圧Ｖｉｎ−補助コンデンサ電圧（充電電圧）Ｖｃａ）が印加される。すると、図２に示されるように、時刻ｔ３以降において、第１スイッチ素子ＳＷ１に流れる電流である第１電流Ｉｓｗ１が増加するとともに、共振電流Ｉｒｓが減少する。そして第１電流Ｉｓｗ１の値が出力電流Ｉｏに達する時刻ｔ４の後において、共振電流Ｉｒｓがゼロとなる。図６の（ａ）には、時刻ｔ３において第１スイッチ素子ＳＷ１がオンされた直後における電流の流れが示され、図６の（ｂ）には、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間（第４期間Ｋ４）における電流の流れが示される。

そして、共振電流Ｉｒｓがゼロとなる時刻ｔ４から所定時刻後の時刻ｔ５において、第１スイッチ素子ＳＷ１がオフされる。図６の（ｃ）には、時刻ｔ４から時刻ｔ５までの期間（第５期間Ｋ５）における電流の流れが示される。

時刻ｔ５において第１スイッチ素子ＳＷ１がオフされると、第１電流Ｉｓｗ１が、第１並列容量Ｃ１および第２並列容量Ｃ２に転流される（図７の電流Ｉｃ１、Ｉｃ２参照）。このとき、第１接続点電圧Ｖｎ１（第２電圧Ｖｓｗ２）が急激に降下する。そして、第１接続点電圧Ｖｎ１がゼロＶに達する時刻ｔ６以降において、ボディダイオードＤ２が導通（図８参照）し、第２電圧Ｖｓｗ２がゼロＶに維持される。このとき、ボディダイオードＤ２を介して第２電流Ｉｓｗ２が流れる。

そして、ボディダイオードＤ２が導通する時刻ｔ６以降の時刻ｔ７において、第２スイッチ素子ＳＷ２がオンされて、すなわち、ゼロ電圧スイッチングされて、いわゆる同期整流が開始される。このとき第２電流Ｉｓｗ２による補助コンデンサＣＡへの充電は継続される（図９参照）。そして補助コンデンサＣＡの充電電圧Ｖｃａの上昇に伴い充電電流（逆方向の共振電流）Ｉｒｓが減少する。

共振電流Ｉｒｓがゼロに達する時刻ｔ８において補助スイッチ素子ＳＡがオフ、すなわち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）される。時刻ｔ８から次に第２スイッチ素子ＳＷ２がオフされる時刻ｔ９までの期間は同期整流が継続される。時刻ｔ９以降は、上記時刻ｔ０からの動作が繰り返される。なお、時刻ｔ０から時刻ｔ９までの１周期は、例えば、１０μｓ（マイクロ秒）である。

ここで、時刻ｔ５から時刻ｔ７までの期間は、いわゆるデッドタイムである。図７には、デッドタイムの前半である時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間（第６期間Ｋ６）における電流の流れが示され、図８には、デッドタイムの後半である時刻ｔ６から時刻ｔ７までの期間（第７期間Ｋ７）における電流の流れが示される。

また、時刻ｔ０から時刻ｔ４までが補助コンデンサＣＡの放電期間ＫＨに相当し、時刻ｔ４から時刻ｔ８までが補助コンデンサＣＡの充電期間ＫＪに相当する。なお、補助コンデンサＣＡの放電時の電圧Ｖｃａは、補助コンデンサＣＡの容量によって決まる。

ここで、充電期間ＫＪには、図２に示されるように、第１電流Ｉｓｗ１が出力電流Ｉｏを超える期間（時刻ｔ４から時刻ｔ５までの期間）と、第２電流Ｉｓｗ２が出力電流Ｉｏを超える期間（時刻ｔ６から時刻ｔ８までの期間）とが含まれる。そして、補助コンデンサＣＡのゲート制御信号（制御信号の一例）ＧＡのオン期間（時刻ｔ０から時刻ｔ８）は、充電期間ＫＪを含む。すなわち、補助コンデンサＣＡのゲート制御信号（制御信号の一例）ＧＡのオン期間は、出力電流Ｉｏを超える第１電流Ｉｓｗ１、および出力電流Ｉｏを超える第２電流Ｉｓｗ２によって、補助コンデンサＣＡを充電する充電期間ＫＪを含む。

なお、補助スイッチ素子ＳＡがオフされ、補助スイッチ素子ＳＡおよびボディダイオードＤ３に流れる電流がゼロとなった時刻ｔ８以降において、補助スイッチ素子ＳＡの寄生容量Ｃｐを介して流れる電流によって、発振することが考えられる。詳しくは、補助リアクトルＬＡ、寄生容量Ｃｐ、補助スイッチ素子ＳＡ、および第２スイッチ素子ＳＷ２によって形成される回路において、補助スイッチ素子ＳＡのドレイン−ソース間の電圧Ｖｓａが発振によって大きく振動することが考えられる。しかしながら、このような、電圧Ｖｓａの振動の発生は、電圧安定化ダイオードＤ２１によって抑制することができる

ここで、各ゲート制御信号（Ｇ１、Ｇ２、ＧＡ）のオンオフタイミングの決定は、周知の方法によって行われる。すなわち、オンオフタイミングは、例えば、共振電流Ｉｒｓ等の電気量を検知する検知回路(図示せず)からの検知信号と、基準値との比較に基づいて、スイッチ制御部１１によって決定される。または、補助リアクトルＬＡのリアクタンス値、補助コンデンサＣＡの容量等の回路定数に基づく計算によって予め決定される。この場合、決定されたタイミングデータがスイッチ制御部１１のメモリ等に格納され、スイッチ制御部１１は、その格納データに基づいてオンオフタイミングを決定する。あるいは、オンオフタイミングは、検知信号と格納データの両方に基づいて決定される。

３．実施形態１の効果
実施形態１では、補助共振回路２０の補助スイッチ素子ＳＡに補助コンデンサＣＡが接続されている。そのため、補助コンデンサＣＡから補助共振回路２０に補助共振に係るエネルギーを供給することができる。また、第１スイッチ素子ＳＷ１および第２スイッチ素子ＳＷ２はゼロ電圧スイッチングされ、補助スイッチ素子ＳＡはゼロ電流スイッチングされる。そのため、実施形態１の直流電圧変換装置１０によれば、大容量負荷に適用される際であっても、高効率の変換効率を維持できる。

また、スイッチ制御部１１が生成する、補助スイッチ素子ＳＡのケート制御信号ＧＡのオン期間（図２の時刻ｔ０から時刻ｔ８まで）は、出力電流Ｉｏを超える第１電流Ｉｓｗ１、および出力電流Ｉｏを超える第２電流Ｉｓｗ２によって、補助コンデンサＣＡを充電する充電期間（図２の時刻ｔ４から時刻ｔ５まで、および時刻ｔ６から時刻ｔ８まで）を含む。そのため、電圧変換の際に生じる余剰エネルギーを用いて補助コンデンサＣＡを充電して、補助コンデンサＣＡに蓄えられたエネルギーによって補助共振回路２０を動作させることができる。それによって電圧変換に係る余剰エネルギーを効果的に利用でき、変換効率を向上させることができる。

なお、ケート制御信号ＧＡのオン期間には、出力電流Ｉｏを超える第２電流Ｉｓｗ２によって、補助コンデンサＣＡを充電する充電期間（図２の時刻ｔ６から時刻ｔ８まで）は含まれなくてもよい。要は、ケート制御信号ＧＡのオン期間には、少なくとも出力電流Ｉｏを超える第１電流Ｉｓｗ１によって、補助コンデンサＣＡを充電する充電期間を含むものであればよい。

また、実施形態１では、第２接続点Ｎ２とグランド線Ｌｇとの間に接続された電圧安定化ダイオードＤ２１が設けられている。電圧安定化ダイオードＤ２１によって、補助スイッチ素子ＳＡがオフの期間における第２接続点Ｎ２の電位を安定化できる。すなわち、補助スイッチ素子ＳＡ２１がオフで第２スイッチ素子ＳＷ２がオンの期間（第８期間Ｋ８）においては、実施形態１のように補助スイッチ素子ＳＡとしてＮチャネルＭＯＳＦＥＴが使用される場合、補助スイッチ素子ＳＡの寄生容量Ｃｐを介した発振によって、第２接続点Ｎ２の電位が変動し、第２接続点Ｎ２の電位が入力電圧Ｖｉｎより大きく上昇することも考えられる。しかしながら、その際、電圧安定化ダイオードＤ２１によって第２接続点Ｎ２の電位の変動が抑制される。なお、電圧安定化ダイオードＤ２１は、省略されてもよい。

また、各スイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＡ）に印加される電圧を入力電圧Ｖｉｎとほぼ同一レベルにできる。そのため、各スイッチ素子を定格の小さい部品とすることができ、それによって導通損失を低減できる。

＜実施形態２＞
実施形態２を、図１０を参照して説明する。実施形態１とはスイッチ制御部１１が生成する各スイッチ素子（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＡ）のゲート制御信号（Ｇ１、Ｇ２、ＧＡ）のオンオフタイミングのみが異なる。そのため、以下において、ゲート制御信号（Ｇ１、Ｇ２、ＧＡ）のオンオフタイミングの相違点のみを説明する。

実施形態２では、スイッチ制御部は、特に、補助スイッチ素子ＳＡのゲート制御信号ＧＡのオン期間を、補助コンデンサＣＡを放電する放電期間ＫＨと充電期間ＫＪとに分けて生成する。

すなわち、実施形態１では、図２に示されるように、補助コンデンサＣＡの放電期間ＫＨと充電期間ＫＪとが連続するように、ゲート制御信号ＧＡのオン期間が、図２の時刻ｔ０から時刻ｔ８の直後までの期間の一期間とされている。しかしながら、実施形態２では、図１０に示されるように、ゲート制御信号ＧＡのオン期間が、補助コンデンサＣＡの放電期間ＫＨに相当する、図１０の時刻ｔ０から時刻ｔ２までの期間と、充電期間ＫＪにほぼ相当する、図１０の時刻ｔ３から時刻ｔ５までの二つの期間に分けられている。

そして、図１０の放電期間ＫＨ中の時刻ｔ１において第１スイッチ素子ＳＷ１がオンされ、図１０の充電期間ＫＪ中の時刻ｔ４において第１スイッチ素子ＳＷ１がオフされる。

また、放電期間ＫＨにおける補助スイッチ素子ＳＡのオンタイミングである図１０のほぼ時刻ｔ０において第２スイッチ素子ＳＷ２がオフされ、充電期間ＫＪにおける補助スイッチ素子ＳＡのオフタイミングである図１０のほぼ時刻ｔ５において第２スイッチ素子ＳＷ２がオンされる。

このように、補助スイッチ素子ＳＡのゲート制御信号ＧＡのオン期間を、補助コンデンサＣＡを放電する放電期間ＫＨと充電期間ＫＪとに分けて生成することによって、実施形態１の場合と比べて、補助スイッチ素子ＳＡに流れる電流の期間を短くすることができる。それによって補助スイッチ素子ＳＡの導通損失を低減できる。
＜他の実施形態＞
本発明は上記記述および図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれる。

（１）上記実施形態では、補助コンデンサを補助スイッチ素子と前記グランド線との間に接続されている補助コンデンサＣＡによって構成する例を示したが、これに限られない。例えば、補助コンデンサを、図１１に示されるように、補助スイッチ素子ＳＡとグランド線Ｌｇとの間に接続された第１補助コンデンサＣＡ１と、第１補助コンデンサＣＡ１と補助スイッチ素子ＳＡとの接続点Ｎ３と内部電源線Ｌｓとの間に接続された第２補助コンデンサＣＡ２とによって構成されるようにしてもよい。この場合、各コンデンサの容量は、ほぼ、ＣＡ＝２×ＣＡ１＝２×ＣＡ２とすることが好ましい。

あるいは、補助コンデンサを、図１２に示されるように、補助スイッチ素子と内部電源線との間に接続されている補助コンデンサＣＡによって構成するようにしてもよい。これらの場合であっても、上記実施形態と同様な制御によって、補助コンデンサＣＡに蓄えられたエネルギーを利用した補助共振回路を構成することができる。

（２）上記実施形態では、補助スイッチ素子ＳＡを、一個の補助スイッチ素子ＳＡによって構成する例を示したが、これに限られない。例えば、補助スイッチ素子ＳＡは、直列に接続され、スイッチ制御部によって同時に制御される二個の補助スイッチ素子によって構成されるようにしてもよい。
一個の補助スイッチ素子ＳＡ２１によって構成されてもよい。

（３）上記実施形態では、還流部１４が第２スイッチ素子ＳＷ２と第２並列容量Ｃ２とによって構成される例を示したがこれに限られない。例えば、還流部１４は、一個の還流ダイオードによって構成されてもよい。

（４）上記実施形態では、直流電圧変換装置１０をチョッパ型の降圧ＤＣ−ＤＣコンバータに適用する例を示したが、これに限られず、例えば、直流電圧変換装置１０をチョッパ型の昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータに適用することもできる。図１１に、直流電圧変換装置１０をチョッパ型の昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータに適用した際の、制御および動作の例を示す。

１０…直流電圧変換装置
１１…スイッチ制御部
１３…ローパスフィルタ
１４…還流部（第２スイッチ素子）
２０…補助共振回路
４０…主電源
Ｃ１…第１並列容量
Ｃ２…第２並列容量
ＣＡ…補助コンデンサ
Ｄ…第２スイッチ素子のドレイン端子（第２端子）
Ｄ２１…電圧安定化ダイオード
ＬＡ…補助リアクトル
Ｌｇ…グランド線
Ｌｓ…内部電源線
Ｎ１…第１接続点
Ｎ２…第２接続点
Ｓ…第２スイッチ素子のソース端子（第１端子）
ＳＡ…補助スイッチ素子
ＳＷ１…第１スイッチ素子（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）
ＳＷ２…第２スイッチ素子（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）

Claims (8)

1. 主電源から印加される直流の入力電圧を所定の電圧値を有する出力電圧に変換する直流電圧変換装置であって、
   前記主電源に接続される内部電源線と、
   前記内部電源線に接続された第１スイッチ素子と
   一端が前記第１スイッチ素子の一端と接続されるローパスフィルタと、
   直列接続された補助スイッチ素子と補助リアクトルとを含み、前記補助リアクトルの一端が前記第１スイッチ素子と前記ローパスフィルタとの接続点である第１接続点に接続された補助共振回路と、
   前記第１接続点とグランド線との間に接続された還流部と、
   前記第１スイッチ素子をゼロ電圧スイッチングし、前記補助スイッチ素子をゼロ電流スイッチングするスイッチ制御部と、を備え、
   前記補助共振回路の前記補助スイッチ素子は、前記補助リアクトルの他端に接続された第１端子と、前記第１端子に対して接続がオンオフされる第２端子とを含み、
   前記補助共振回路は、
   前記補助スイッチ素子の前記第２端子と、グランド線または前記内部電源線との間に接続された補助コンデンサを含む、直流電圧変換装置。
2. 請求項１に記載の直流電圧変換装置において、
   前記スイッチ制御部は、前記補助スイッチ素子をオンオフさせる制御信号を生成し、
   前記制御信号のオン期間は、少なくとも出力電流を超える前記第１スイッチ素子に流れる第１電流によって、前記補助コンデンサを充電する充電期間を含む、直流電圧変換装置。
3. 請求項２に記載の直流電圧変換装置において、
   前記スイッチ制御部は、前記制御信号のオン期間を、補助コンデンサを放電する放電期間と前記充電期間とに分けて生成する、直流電圧変換装置。
4. 請求項１から請求項３の何れか一項に記載の直流電圧変換装置において、
   前記補助コンデンサは、前記補助スイッチ素子と前記グランド線との間に接続されている、直流電圧変換装置。
5. 請求項１から請求項４の何れか一項に記載の直流電圧変換装置において、
   前記補助リアクトルと前記補助スイッチ素子との接続点である第２接続点と前記グランド線との間に接続された電圧安定化ダイオードをさらに備える、直流電圧変換装置。
6. 請求項１から請求項５の何れか一項に記載の直流電圧変換装置において、
   前記補助スイッチ素子は、直列に接続され、前記スイッチ制御部によって同一の制御信号によって制御される二個の補助スイッチ素子によって構成される、直流電圧変換装置。
7. 請求項１から請求項６の何れか一項に記載の直流電圧変換装置において、
   前記還流部は、前記スイッチ制御部によってゼロ電圧スイッチングされる第２スイッチ素子によって構成される、直流電圧変換装置。
8. 請求項１から請求項７の何れか一項に記載の直流電圧変換装置において、
   前記第１スイッチ素子に並列に接続された第１並列容量と、
   前記還流部に並列に接続された第２並列容量と、をさらに備える、直流電圧変換装置。

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