CN103595247A - 光伏发电系统中dcdc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种发电系统中的变化器，尤其涉及一种光伏发电系统中的变换器。本发明的光伏发电系统中DCDC变换器，包括输入端Ui和输出端Uo，其特征在于，输入端Ui分别连接电容C1和MOS管Q1的源极，MOS管Q1的漏极分别连接二极管D1负极、电感L1一端，电感L1的另一端分别连接MOS管Q2的源极、二极管D2正极连接电感L2的一端，电感L2的另一端连接电容C2，电容C2连接在输出端Uo上且分别与二极管D1正极、MOS管Q1的漏极连接。本发明的光伏发电系统中DCDC变换器，硬件换流方式的双管Buck-Boost电路，其输入输出电压调节范围广，适合于电压变换范围较大的场合。

Description

光伏发电系统中DCDC变换器

技术领域

本发明涉及一种发电系统中的变化器，尤其涉及一种光伏发电系统中的变换器。

背景技术

在独立光伏发电系统和风力发电系统中，MPPT和DC-DC变换都是非常重要的环节，它能保证整个发电系统的供电连续性和高效性。Buck-Boost作为一种DC-DC变换器，由于其具有转换效率高、长寿命、免维护等优点，能很好的满足光伏发电、风力发电对电压转换的要求。对于经典Buck-Boost电路，由于其电压变换范围较小，不能够满足本独立光伏发电系统的需求。

发明内容

本发明的技术效果能够克服上述缺陷，提供一种光伏发电系统中DCDC变换器，其增大DC/DC变换器电压变化范围。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：其包括输入端Ui和输出端Uo，输入端Ui分别连接电容C1和MOS管Q1的源极，MOS管Q1的漏极分别连接二极管D1负极、电感L1一端，电感L1的另一端分别连接MOS管Q2的源极、二极管D2正极连接电感L2的一端，电感L2的另一端连接电容C2，电容C2连接在输出端Uo上且分别与二极管D1正极、MOS管Q1的漏极连接

DC-DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式，控制信号周期不变，改变占空比，二是频率调制，改变控制信号频率。

本发明的光伏发电系统中DCDC变换器，硬件换流方式的双管Buck-Boost电路，其输入输出电压调节范围广，适合于电压变换范围较大的场合。

附图说明

图1为本发明的变换器主体示意图；

图2为典型的Buck-Boost电路示意图；

图3为Boost等效电路示意图；

图4为Buck等效电路。

具体实施方式

如图1所示，本发明的光伏发电系统中DCDC变换器，包括输入端Ui和输出端Uo，输入端Ui分别连接电容C1和MOS管Q1的源极，MOS管Q1的漏极分别连接二极管D1负极、电感L1一端，电感L1的另一端分别连接MOS管Q2的源极、二极管D2正极连接电感L2的一端，电感L2的另一端连接电容C2，电容C2连接在输出端Uo上且分别与二极管D1正极、MOS管Q1的漏极连接。

DC-DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式，控制信号周期不变，改变占空比，二是频率调制，改变控制信号频率。

变换器主电路拓扑：本设计所采用的双管换流型Buck-Boost DC-DC变换器的主电路拓扑如图1Buck-Boost DC-DC变换器主电路拓扑所示，图2典型的Buck-Boost电路所示为典型的Buck-Boost电路，该变换器可以实现单向的升压和降压变换，控制方式为调节MOS管Q₁和Q₂的驱动信号的占空比实现升降压调节，方法简单易行，并且控制范围广，能够满足较宽范围的电压调节需求。C₁为稳压电容，L₁为续流电感，L₂，C₂起滤波作用。

变换器工作模态介绍：变换器工作于正向Boost时，Q₂由PWM所驱动的驱动电路驱动工作，Q₁保持导通状态。本节首先以Boost工作模式为例，分析变换器的工作模态和换流过程。为便于分析，假设变换器已达到稳态，且所有MOS管、二极管和电感均为理想器件。在Boost模式下，由于Q₁处于导通状态，所以电路拓扑可以等效为图3Boost等效电路Q2的符号：

当Q₂处于通态时，电源U_i开始向电感L充电，充电电流基本恒定为I_l，同时电容C两端的电压向输出端负载供电，因C值很大，基本能够保持输出电压U_O恒定，设Q₂处于通态的时间为t_on，则此阶段电感L上存储的能量为U_iI_lt_on。设Q处于断态的时间为t_off，当Q₂处于断态时U_i和L共同向电容C充电，并向输出端负载提供能量，在此期间电感L释放的能量为(U_O-U_i)I_lt_off,当电路处于稳态时，一个周期T中电感L存储的能量与释放的能量相等，即

U_iI_lt_on＝(U_O-U_i)I_lt_off    (1)

化简得

$U_O=\frac{t_{\mathrm{on}}+t_{\mathrm{off}}}{t_{\mathrm{off}}}{U}_i=\frac{T}{t_{\mathrm{off}}}{U}_i---\left(2\right)$

上式中的

输出电压U_O高于输入电压U_i，达到升压效果。

变换器工作于正向Buck时，Q₁由PWM所驱动的驱动电路工作，Q₂维持断开状态。电路的拓扑可以等效图4Buck等效电路：

当Q₁处于通态期间，设负载电流为i₁，可以得到下式：

$L\frac{{\mathrm{di}}_1}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_1+E_M=E---\left(3\right)$

设此阶段电流初值为I₁₀，τ＝L/R，带入上式得到：

$i_1=I_{10}{e}^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}}+\frac{E-E_M}{R}(1-e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}})---\left(4\right)$

当Q₁处于断态时，设负载电流为i₂，可得到下式：

$L\frac{{\mathrm{di}}_2}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_2+E_M=0---\left(5\right)$

设此阶段电流初值为Ｉ_２０，带入上式得到：t_on

$i_2=I_{20}{e}^{-\frac{t-\mathrm{ton}}{\mathrm{\τ}}}-\frac{E_M}{R}(1-e^{-\frac{t-\mathrm{ton}}{\mathrm{\τ}}})---\left(6\right)$

当电流连续时有：

I₁₀＝i₂(t₂)    (7)

I₂₀＝i₁(t₁)    (8)

即Q₁进入通态时的初始电流值等于Q₁断态阶段结束时的电流值，反过来，Q₁进入断态时的初始电流值等于Q₁在通态阶段结束时的电流值。由式(4)、(6)、(7)、(8)可以得出：

$I_{10}=\left(\frac{e^{\frac{t_1}{\mathrm{\τ}}}-1}{e^{\frac{T}{\mathrm{\τ}}}-1}\right)\frac{E}{R}-\frac{E_M}{R}=(\frac{e^{\mathrm{\α\ρ}}-1}{e^{\mathrm{\ρ}}-1}-m)\frac{E}{R}---\left(9\right)$

$I_{20}=\left(\frac{1-e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}1}}{1-e^{-\frac{T}{\mathrm{\τ}}}}\right)\frac{E}{R}-\frac{E_M}{R}=(\frac{1-e^{\mathrm{\α\ρ}}}{1-e^{\mathrm{\ρ}}}-m)\frac{E}{R}$

式中

I₁₀和I₂₀分别是负载瞬时电流的最小值和最大值。用泰勒级数近似可以得到：

$I_{10}=I_{20}\≈\frac{(\mathrm{\α}-m)E}{R}=I_O---\left(11\right)$

上式表示了平波电抗器L无穷大时负载电流完全平直时的负载电流平均值I_O,此时负载电流最大值和最小值都等于平均值。另外从能量的角度，一个周期中忽略电路中的损耗，电源提供的能量与负载消耗的能量相等，即：

${\mathrm{EI}}_O{t}_{\mathrm{on}}={\mathrm{RI}}_0^{2}T=E_M{I}_{O}T---\left(12\right)$

由于I_O＝U_O/R,得到：

$U_O=\frac{t_{\mathrm{on}}}{t_{\mathrm{on}}+t_{\mathrm{off}}}{U}_i=\frac{t_{\mathrm{on}}}{T}{U}_i---\left(13\right)$

上式中的

输出电压U_O低于输入电压U_i，达到降压效果。

Claims (1)

1.一种光伏发电系统中DCDC变换器，包括输入端Ui和输出端Uo，其特征在于，输入端Ui分别连接电容C1和MOS管Q1的源极，MOS管Q1的漏极分别连接二极管D1负极、电感L1一端，电感L1的另一端分别连接MOS管Q2的源极、二极管D2正极连接电感L2的一端，电感L2的另一端连接电容C2，电容C2连接在输出端Uo上且分别与二极管D1正极、MOS管Q1的漏极连接。

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