CN105634275A - 开关电感Boost变换器 - Google Patents

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宋鹤
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Abstract

本发明涉及一种开关电感Boost变换器，接入直流输入电源Vin，包括功率开关管SW1，所述功率开关管SW1的源极接输入电源的负极，功率开关管SW1的漏极通过电感L1和二极管D3的负极接输入电源的正极；所述的功率开关管SW1漏极接整流二极管D4正极后，接电容Cf的一端，功率开关管SW1的源极接电容Cf的另一端；电容Cf两端接输出端口VO；本发明的开关电感Boost变换器不论是在连续导通模式(CCM)还是在断续导通模式(DCM)下都具有比传统Boost变换器更高的升压能力，在工程实际中更加适用于太阳能光伏发电系统和燃料电池等低输出的电源。

Description

开关电感Boost变换器
技术领域
本发明涉及非隔离型直流-直流变换器，特别是一种开关电感Boost变换器。
背景技术
常规的BOOST变换器，包括一个功率开关管，一个Boost功率电感，一个整流二极管。开关功率管的漏极与Boost功率电感的一端及整流二极管的阳极相连，Boost功率电感的另一端接至输入电源的正极。
这种非隔离型直流-直流变换器输出电压增益较小，虽然可以通过设置更大的占空比来得到更高的输出电压，但Boost功率电感及电路中的其他寄生因素限制了输出电压的进一步提高。当其占空比增大至某个范围时，甚至会出现输出电压下降的情况。因此，常规Boost变换的占空比不能过大，这样才能得到输出电压与占空比的正比例线性关系。
发明内容
本发明的目的是解决现有技术中BOOST变换器电压增益小，输入电流不够连续且输入电压利用率低，开关器件应力高等问题。提供能够较大的提高输出升压能力且输出电压稳定，输入电流连续且输入电压利用率高，开关器件的应力低的开关电感Boost变换器。
本发明的技术方案为：
开关电感Boost变换器，接入直流输入电源Vin，包括功率开关管SW1，所述功率开关管SW1的源极接输入电源的负极，功率开关管SW1的漏极通过电感L1和二极管D3的负极接输入电源的正极；所述的功率开关管SW1漏极接整流二极管D4正极后，接电容Cf的一端，功率开关管SW1的源极接电容Cf的另一端；电容Cf两端接输出端口VO；
所述的电感电路包括并联的L1电感支路和L2电感支路，L1电感支路和L2电感支路之间串接整流二极管D2；
所述的L1电感支路包括整流二极管D1和电感L1，整流二极管D1的负极与电感L1一端连接；所述的L2电感支路包括整流二极管D3和电感L2，电感L2的一端在整流二极管D3的正极连接；
所述整流二极管D2的阴极接于整流二极管D1和电感L1之间，整流二极管D2的阳极接于整流二极管D3和电感L2之间。
本发明的有益效果：
1.本发明的开关电感Boost变换器不论是在连续导通模式(CCM)还是在断续导通模式(DCM)下都具有比传统Boost变换器更高的升压能力，并且这种优势随着直通占空比的增加会越来越明显；因此在工程实际中更加适用于太阳能光伏发电系统和燃料电池等低输出的电源。
2.本发明开关电感Boost变换器可以通过软开关技术等控制策略来控制降低导通损耗，从而进一步提高工作效率。
附图说明
图1是本发明的电路图；
图2是本发明功率开关管SW1导通时，本发明的等效电路；
图3是本发明功率开关管SW1关断时，本发明的等效电路；
图4是本发明连续工作模式下电感电流波形图；
图5是本发明连续工作模式下电感输出电压波形图；
图6是本发明断续模式下电感L1的电流波形的波形图；
图7是本发明断续模式下整流二极管D1的电流波形的波形图；
图8是本发明连续工作和断续工作模式的临界值Kcrit(D)的曲线图；
图9是本发明连续工作模式和断续工作模式的工作条件下的曲线图；
图10是本发明开关电感Boost变换器的电压变换比M(D)的曲线图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明进行进一步的说明，如图1所示的一种开关电感Boost变换器，接入直流输入电源Vin，包括功率开关管SW1，所述功率开关管SW1的源极接输入电源的负极，功率开关管SW1的漏极通过电感L1和二极管D3的负极接输入电源的正极；所述的功率开关管SW1漏极接整流二极管D4正极后，接电容Cf的一端，功率开关管SW1的源极接电容Cf的另一端；电容Cf两端接输出端口VO；
所述的电感电路包括并联的L1电感支路和L2电感支路，L1电感支路和L2电感支路之间串接整流二极管D2；
所述的L1电感支路包括整流二极管D1和电感L1，整流二极管D1的负极与电感L1一端连接；所述的L2电感支路包括整流二极管D3和电感L2，电感L2的一端在整流二极管D3的正极连接；
所述整流二极管D2的阴极接于整流二极管D1和电感L1之间，整流二极管D2的阳极接于整流二极管D3和电感L2之间。
下面介绍本发明的工作过程和原理：
当功率开关管SW1导通时，整流二极管D1和D3导通，整流二极管D2和D4被迫截止，其等效电路如图2所示。此时，电感L1和L2并联充电，其电压值大小分别为：
当功率开关管SW1关断时，整流二极管D2和D4导通，整流二极管二极管D1和D3被迫截止，其等效电路如图3所示。此时，电感L1和L2串联放电，其电压值大小分别为：其中，
假设功率开关管SW1的开关周期为T，导通时间是T1，关断时间为T2，且T1+T2＝T，则本发明的直通占空比为由于电感L1和L2的电压在一个开关周期T时间内的平均值为0，可以得到其中G为开关电感Boost变换器的电压增益。
本发明的开关电感Boost变换器与传统Boost变换器的连续或断续导通模式的工作条件相似，其连续工作模式下的电感电流如图4所示，输出电压波形如图5所示；所有二极管的电流应力均是开关器件SW1电流应力的一半，相对比较小。所以二极管D1、D2和D3的导通损耗是比较小的，影响SIBC效率的主要原因在于开关器件SW1和二极管D4的导通损耗，其中开关器件SW1的损耗是二极管D4的2倍。由图4和图5可知电感L1和L2的电流纹波为；那么，输入电流纹波和输出电压纹波大小分别为：由方程式可以看出电感L1和L2的电流纹波相对是比较小，同时当给定了电感电流纹波和输出电压纹波时可以选择电感值大小和电容值大小。
由图6和图7可以得到，流过电感L1的峰值电流为：其中TS为一个开关周期，Vin为输入电压，电感L1的平均电流为流过二极管D1的平均电流值大小为：输入电流为当输入电感的电流纹波大于平均电流时，变换器就会进入断续状态。
与传统Boost变换器不同的是，本发明连续工作模式和断续工作模式的临界值Kcrit(D)是直通占空比D的不同函数，当输入电感的电流纹波大于平均电流时，变换器就会进入断续状态，即SIBC工作在DCM的满足条件为：ΔiL＞IL，由图9可以得到电感L1和L2的电流纹波为：其中L为电感值，Vin为输入电压，D为直通占空比，利用功率守恒原理可以分别得到输入电流大小和电感电流大小的表达式：其中R为负载电阻，则那么ΔiL＞IL可以变换为设Kcrit的曲线图如图8所示。当K＜Kcrit(D)时，变换器为断续工作模式，当K＞Kcrit(D)变换器为连续工作模式，其曲线图如图9所示，清晰的确立了连续导通模式和断续导通模式切换与开关电感取值关系。
本发明开关电感Boost变换器的电压变换比M为：对于几个不同的K值，图10给分别出了他们特性曲线图，并且由图10可以看出，开关电感Boost变换器工作在断续工作模式时，K值越小，电压增益越大，并且大于连续工作模式时的电压增益。因此可以得出，K值的大小(即电感L、负载电阻R和开关周期TS的大小)会影响到变换器的工作模式，可以在电路设计中提供参考。同时由图10可以看出，断续工作模式部分的特性接近于线性，可以近似为：使本发明在控制方面占有很大优势。

Claims (1)

1.开关电感Boost变换器，接入直流输入电源Vin，其特征在于：包括功率开关管SW1，所述功率开关管SW1的源极接输入电源的负极，功率开关管SW1的漏极通过电感L1和二极管D3的负极接输入电源的正极；所述的功率开关管SW1漏极接整流二极管D4正极后，接电容Cf的一端，功率开关管SW1的源极接电容Cf的另一端；电容Cf两端接输出端口VO；
所述的电感电路包括并联的L1电感支路和L2电感支路，L1电感支路和L2电感支路之间串接整流二极管D2；
所述的L1电感支路包括整流二极管D1和电感L1，整流二极管D1的负极与电感L1一端连接；所述的L2电感支路包括整流二极管D3和电感L2，电感L2的一端在整流二极管D3的正极连接；
所述整流二极管D2的阴极接于整流二极管D1和电感L1之间，整流二极管D2的阳极接于整流二极管D3和电感L2之间。
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