TWI444811B - High boost ratio circuit - Google Patents

Description

高增壓比電路

本發明是有關於一種電壓升壓裝置，特別是指一種可以提高升壓比的高增壓比電路。

在使用低電壓電池或類比電路的電源供應器的應用中，通常需要高電壓以得到足夠的輸出功率及電壓振幅，這需要將低電壓升壓至高電壓。傳統的升壓轉換器常使用電壓增高(step-up)轉換器，雖然傳統的升壓轉換器架構較簡易，但實際上的電壓轉換效能不高。

許多研究提出使用耦合傳導電感來提高電壓轉換比，但是漏傳導電感導致無可避免的電壓突波產生。因此，在漏傳導電感的去磁週期中，需要利用額外的緩衝電路(snubber circuits)或額外路徑去消除在功率開關及二極體的電壓突波。又有已知的研究中，浮動輸出以及複雜的電路導致分析及應用變得困難。

因此，本發明之目的，即在提供一種可以提高升壓比的高增壓比電路。

於是，本發明高增壓比電路包含一第一電荷幫浦、一第二電荷幫浦、一傳導電感及一輸出電路。

第一電荷幫浦用以接收一輸入電壓，具有一第一開關元件、一串接第一開關元件的一端之第二開關元件、一以陽極端連接第一開關元件之另一端的第一二極體，及一第一升壓電容，第一升壓電容具有一第一端及一第二端，第一升壓電容的第一端電性連接第一二極體的陰極端，第一升壓電容的第二端電性連接第一開關元件及第二開關元件之間。

第二電荷幫浦電性連接第一電荷幫浦，具有一第三開關元件、一以陽極端與第一二極體的陽極端電性連接的第二二極體，及一具有一第三端及一第四端的第二升壓電容，第二升壓電容的第三端電性連接第二二極體的陰極端，第二升壓電容的第四端電性連接第三開關元件。

傳導電感的兩端分別電性連接第一升壓電容之第一端及第二升壓電容之第四端。

升壓電路電性連接第二電荷幫浦，具有一以一端電性連接第三端的第四開關元件、一串接第四開關元件的另一端之第五開關元件、一以陽極端與第二二極體的陽極端電性連接的第三二極體，及一第三升壓電容，第三升壓電容具有一第五端及一第六端，第三升壓電容的第五端電性連接第三二極體的陰極端，第三升壓電容的第六端電性連接第四開關元件及第五開關元件之間。

輸出電路具有一輸出二極體及一輸出電容，輸出二極體之陽極端耦接第三升壓電容之第五端，輸出電容與輸出二極體電性連接，並藉由第一開關元件、第二開關元件、第三開關元件、第四開關元件及第五開關元件分別接受一波寬調整控制訊號驅動而呈導通或不導通，並配合第一升壓電容、第二升壓電容及第三升壓電容使輸入電壓升壓後由輸出電路輸出。

波寬調整控制訊號的責任週期區間分別為D及1-D，其中的區間D是第一開關元件、第三開關元件與第五開關元件導通且第二開關元件及第四開關元件不導通，區間1-D是第二開關元件及第四開關元件導通且第一開關元件、第三開關元件與第五開關元件不導通。

較佳的，高增壓比電路還包括一控制核心、一第一半橋閘極驅動器、一第二半橋閘極驅動器、一低端閘極驅動器、一電壓分配器及一類比數位轉換器；其中，電壓分配器將輸出電壓的類比訊號提供給類比數位轉換器令其轉換為數位訊號給控制核心；控制核心依據輸出電壓的數位值，分別發送對應的各波寬調整控制訊號給第一半橋閘極驅動器以驅動第一開關元件及第二開關元件、第二半橋閘極驅動器以驅動第三開關元件，和低端閘極驅動器以驅動第四開關元件及第五開關元件。

本發明的高增壓比電路之功效在於：電路設計容易實現，並可達到高升壓比，並且容易進行電路分析。

有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。

參閱圖1，本發明之較佳實施例中，高增壓比電路100包含一第一電荷幫浦11、一第二電荷幫浦12、一升壓電路13、一傳導電感L及一輸出電路14，各元件的連接關係分別介紹如下。

第一電荷幫浦11用以接收一輸入電壓v _i ，具有一第一開關元件S₁ (具有本體二極體D₁ )、一串接第一開關元件S₁ 的一端之第二開關元件S₂ (具有本體二極體D₂ )、一以陽極端連接第一開關元件S₁ 之另一端的第一二極體D_b1 ，及一第一升壓電容C_b1 ，第一升壓電容C_b1 具有一第一端21及一第二端22，第一升壓電容C_b1 的第一端21電性連接第一二極體D_b1 的陰極端，第一升壓電容C_b1 的第二端22電性連接第一開關元件S₁ 及第二開關元件S₂ 之間。

第二電荷幫浦12電性連接第一電荷幫浦11，具有一第三開關元件S₃ (具有本體二極體D₃ )、一以陽極端與第一二極體D_b1 的陰極端電性連接的第二二極體D_b2 ，及一具有一第三端23及一第四端24的第二升壓電容C_b2 ，第二升壓電容C_b2 的第三端23電性連接第二二極體D_b2 的陰極端，第二升壓電容C_b2 的第四端24電性連接第三開關元件S₃ 。

傳導電感L的兩端分別電性連接第一升壓電容C_b1 之第一端21及第二升壓電容C_b2 之第四端24。

升壓電路13電性連接第二電荷幫浦12，具有一以一端電性連接第三端23的第四開關元件S₄ 、一串接第四開關元件S₄ 的另一端之第五開關元件S₅ 、一以陽極端與第二二極體D_b2 的陽極端及第一二極體D_b1 的陰極端電性連接的第三二極體D_b3 ，及一第三升壓電容C_b3 ，第三升壓電容C_b3 具有一第五端25及一第六端26，第三升壓電容C_b3 的第五端25電性連接第三二極體D_b3 的陰極端，第三升壓電容C_b3 的第六端26電性連接第四開關元件S₄ 及第五開關元件S₅ 之間。

輸出電路14具有一輸出二極體D_o 及一輸出電容C_o ，輸出二極體D_o 之陽極端耦接第三升壓電容C_b3 之第五端25，且輸出電容C_o 與輸出二極體D_o 連接及一輸出電阻R_o 電性連接。

本實施例中，第一開關元件S₁ 、第二開關元件S₂ 、第三開關元件S₃ 、第四開關元件S₄ 及第五開關元件S₅ 皆為金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)，且第一開關元件S₁ 、第二開關元件S₂ 、第三開關元件S₃ 、第四開關元件S₄ 及第五開關元件S₅ 的閘源極皆分別接受一波寬調整控制訊號驅動而呈導通或不導通，藉由波寬調整控制訊號驅動而呈導通或不導通，並配合第一升壓電容C_b1 、第二升壓電容C_b2 及第三升壓電容C_b3 驅使輸入電壓v _i 升壓為輸出電壓v _o 後再由輸出電路14輸出。

本實施例的波寬調整控制訊號的責任週期區間分別為D及1-D，其中的區間D(第一狀態)是第一開關元件S ₁ 、第三開關元件S ₃ 及第五開關元件S ₅ 導通，且第二開關元件S ₂ 及第四開關元件S ₄ 不導通，其中的區間1-D(第二狀態)是第二開關元件S ₂ 及第四開關元件S ₄ 導通且第一開關元件S ₁ 、第三開關元件S ₃ 及第五開關元件S ₅ 不導通。

本實施例的電路設計的前提要件是：(i)忽略各開關元件S₁ 、S₂ 、S₃ S ₄ 及S ₅ 之間的空白時間(blanking time)；(ii)忽略開關元件S₁ 、S₂ 、S₃ 、S ₄ 及S ₅ 導通時的各二極體D_b1 、D_b2 、D_b3 、D_o 的壓降；(iii)輸入電壓為v _i ，輸入電流為i_i ，輸出電壓v _o ，流經傳導電感L、升壓電容C_b1 、C _{b 2} 及C _{b 3} 的電流分別為i_L ,i_b1 ,i_b2 及i_b3 ；(iv)升壓電容C_b1 、C _{b 2} 及C _{b 3} 基於電荷幫浦原則(charge pump principle)運作，且在短時間內(遠低於開關週期T _s )，升壓電容C_b1 、C _{b 2} 及C _{b 3} 之容值大到足夠令升壓電容C_b1 、C _{b 2} 及C _{b 3} 分別保持在一倍輸入電壓v_i 與兩倍輸入電壓2v_i (C_b1 為一倍輸入電壓C _{b 2} 及C _{b 3} 為兩倍輸入電壓)；(v)操作模式為連續導通模式(CCM)。

參閱圖2及圖3，分別為本實施例的第一狀態及第二狀態的電流方向，並介紹對應直流輸入電壓v _i 及直流輸出電壓v _o 的關係式。

I.　第一狀態：

參閱圖2，第一開關元件S₁ 導通及第二開關元件S ₂ 不導通時，第一二極體D _{b 1} 被逆偏(inverse biased)，使第一升壓電容C _{b 1} 被放電，第三開關元件S ₃ 及第五開關元件S ₅ 導通，第二二極體D _{b 2} 及第三二極體D _{b 3} 被順偏(forward biased)，使第二升壓電容C _{b 2} 及第三升壓電容C _{b 3} 被充電至兩倍輸入電壓2v _i ；同時，傳導電感L的電壓為兩倍輸入電壓2v _i ，造成傳導電感L被磁化(magnetized)，輸出電容C_o 釋放能量至輸出側，在此狀態下，輸入電流的相關計算如公式1。

II.第二狀態：

參閱圖3，第二開關元件S ₂ 導通及第一開關元件S₁ 不導通時，第一二極體D _b1 被順偏，導致第一升壓電容C _{b 1} 充電至輸入電壓v _i ，並且於本狀態是令第三開關元件S ₃ 及第五開關元件S ₅ 不導通，以及第四開關元件S ₄ 被導通，使第二二極體D _{b 2} 及第三二極體D_b3 被逆偏(reverse biased)且輸出二極體D _o 被順偏；同時，第二升壓電容C _{b 2} 及第三升壓電容C _{b 3} 被放電，因而傳導電感L的電壓為電壓5v _i 減去輸出電壓v _o ,，傳導電感L被去磁化(demagnetized)，輸出電容C _o 被供應能量，在此狀態下，輸入電流的相關計算，及本發明的電壓轉換效能說明如下。

本發明的電路差分公式(differential equations)如公式2所示。

從公式1與2可得到本發明的電壓轉換效能，如公式3所示。

參閱圖4，本發明的高增壓比電路100還包括一控制核心30、一第一半橋(Half-Bridge)閘極驅動器31、一第二半橋閘極驅動器32、一低端(Low-Side)閘極驅動器33、一電壓分配器34及一類比數位轉換器35；其中，控制核心30為場效可規劃邏輯閘陣列(FPGA)，電壓分配器(voltage divider)34將輸出電壓v _o 的類比訊號提供給類比數位轉換器35，然後類比數位轉換器35轉換為數位訊號給控制核心30。

控制核心30依據輸出電壓v _o 的數位值分別發送各波寬調整控制訊號給第一半橋閘極驅動器31以驅動第一開關元件S₁ 及第二開關元件S₂ 、第二半橋閘極驅動器32以驅動第三開關元件S₃ ，和低端閘極驅動器33以驅動第四開關元件S₄ 及第五開關元件S₅ 。控制核心30並用以執行比例積分微分(Proportional Integral；簡稱PI)的控制，包含在額定負載(rated load)可調整的比例增益參數(proportional gain) K_p 及整數增益(integral gain) K_i ，由於此部份為現有技術且非本發明重點，在此不詳述其原理。

本較佳實施例中的各元件的實際規格如下：(i)額定直流輸入電壓v _i 設定為12伏；(ii)額定直流輸出電壓v _o 設定為84V；(iii)額定輸出功率P_o-rated 設定為60W；(iv)在連續導通模式(CCM)的最小輸出功率P_o-min 為6W，額定輸出功率P_o-rated 為10%；(v)開關頻率f_s 為100kHz；(vi)輸出電容C_o 選用容值680μF(vii)二極體D_b1 ,D_b2 ,D_b3 及D_o 的型號分別是MBR3045PT,MBR40100PT,MBR20150CT及MBR20150CT；(viii)第一~第五開關元件S₁ ,S₂ ,S₃ ,S₄ 及S₅ 的型號分別是FDMC7672S,FDMC7672S,FDP120N10,FDP120N10及FDP120N10；(ix)在額定輸出功率P_o-rated 操作於連續導通模式是將傳導電感L的電感值設定為450μH；(x)第一、第二半橋閘極驅動器31、32採用的型號為IR2011；(xi)低端閘極驅動器33採用的型號為MIC4420;(xii)第一、第二、第三升壓電容C_b1 ,C_b2 及C_b3 的電容值分別為220μF、330μF及330μF；(xiii)類比數位轉換器35的型號是ADC7476，控制核心30的型號是EP1C3T100；以及(xiv)控制核心30的可調整的比例增益參數k_p 及整數增益k_i 分別設定為0.05及0.008。

參閱圖5，在10%的額定負載下，第一開關元件S₁ 及第二開關元件S₂ 的波寬調整控制訊號M₁ 及M₂ ，及第一升壓電容C_b1 、第二升壓電容C_b2 的電壓V_Cb1 、V_Cb2 。

參閱圖6，在50%的額定負載下，第一開關元件S₁ 及第二開關元件S₂ 的波寬調整控制訊號M₁ 及M₂ ，及第一升壓電容C_b1 、第二升壓電容C_b2 的電壓V_Cb1 、V_Cb2 。

參閱圖7，在100%的額定負載下，第一開關元件S₁ 及第二開關元件S₂ 的波寬調整控制訊號M₁ 及M₂ ，及第一升壓電容C_b1 、第二升壓電容C_b2 的電壓V_Cb1 、V_Cb2 。

從圖5至圖7可知，電壓V_Cb1 及V_Cb2 被保持在輸入電壓v _i 附近的固定值。值得注意的是，負載越高，第一升壓電容C_b1 及第二升壓電容C_b2 的電壓越低。這是因為前置電壓下降，負載電流增加，寄生元件也會隨著增加。

參閱圖8，在10%的額定負載下，第一開關元件S₁ 及第二開關元件S₂ 的波寬調整控制訊號的電壓M₁ 及M₂ ，及傳導電感L的傳導電感電流I_L 。

參閱圖9，在50%的額定負載下，第一開關元件S₁ 及第二開關元件S₂ 的波寬調整控制訊號的電壓M₁ 及M₂ ，及傳導電感L的傳導電感電流I_L 。

參閱圖10，在100%的額定負載下，第一開關元件S₁ 及第二開關元件S₂ 的波寬調整控制訊號的電壓M₁ 及M₂ ，及傳導電感L的傳導電感電流I_L 。

值得注意的是，額定負載低於10%操作在連續導通模式與說明記載一致，根據前述結果，證明本發明的高增壓比電路100可在閉回路控制(closed-loop control)中穩定運作。

參閱圖11，在額定負載對應轉換效能的曲線中，可知本發明的轉換效能在可高達90%以上。

綜上所述，本發明的高增壓比電路100之功效在於：電路設計容易實現，並可達到高升壓比，並且容易進行電路分析，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100．．．高增壓比電路

11．．．第一電荷幫浦

12．．．第二電荷幫浦

13．．．升壓電路

14．．．輸出電路

21．．．第一端

22．．．第二端

23．．．第三端

24．．．第四端

25．．．第五端

26．．．第六端

30．．．控制核心

31．．．第一半橋閘極驅動器

32．．．第二半橋閘極驅動器

33．．．低端閘極驅動器

34．．．電壓分配器

35．．．類比數位轉換器

C_b1 ．．．第一升壓電容

C_b2 ．．．第二升壓電容

C_b3 ．．．第三升壓電容

C_o ．．．輸出電容

D₁ 、D₂ 、D₃ ．．．本體二極體

D_b1 ．．．第一二極體

D_b2 ．．．第二二極體

D_b3 ．．．第三二極體

D_o ．．．輸出二極體

L．．．傳導電感

R_o ．．．輸出電阻

S₁ ．．．第一開關元件

S₂ ．．．第二開關元件

S₃ ．．．第三開關元件

S₄ ．．．第四開關元件

S₅ ．．．第五開關元件

v _i ．．．輸入電壓

v _o ．．．輸出電壓

圖1是說明本發明的高增壓比電路之較佳實施例的電路圖；

圖2是說明本發明的高增壓比電路於第一狀態之電流方向的電路圖；

圖3是說明本發明的高增壓比電路於第二狀態之電流方向的電路圖；

圖4是說明本發明的高增壓比電路的控制系統方塊圖；

圖5是說明在10%的額定負載下，本發明所量測的波寬調整控制訊號的電壓，及第一升壓電容、第二升壓電容的電壓的波形圖；

圖6是說明在50%的額定負載下，本發明所量測的波寬調整控制訊號的電壓，及第一升壓電容、第二升壓電容的電壓的波形圖；

圖7是說明在100%的額定負載下，本發明所量測的波寬調整控制訊號的電壓，及第一升壓電容、第二升壓電容的電壓的波形圖；

圖8是說明在10%的額定負載下，本發明所量測的波寬調整控制訊號的電壓及傳導電感電流的波形圖；

圖9是說明在50%的額定負載下，本發明所量測的波寬調整控制訊號的電壓及傳導電感電流的波形圖；

圖10是說明在100%的額定負載下，本發明所量測的波寬調整控制訊號的電壓及傳導電感電流的波形圖；及

圖11是額定負載對應轉換效能的曲線圖。

100．．．高增壓比電路

11．．．第一電荷幫浦

12．．．第二電荷幫浦

13．．．升壓電路

14．．．輸出電路

21．．．第一端

22．．．第二端

23．．．第三端

24．．．第四端

25．．．第五端

26．．．第六端

30．．．控制核心

31．．．第一半橋閘極驅動器

33．．．低端閘極驅動器

32．．．第二半橋閘極驅動器

34．．．電壓分配器

35．．．類比數位轉換器

C_b1 ．．．第一升壓電容

C_b2 ．．．第二升壓電容

C_b3 ．．．第三升壓電容

C_o ．．．輸出電容

D₁ 、D₂ 、D₃ 、D₄ 、D₅ ．．．本體二極體

D_b1 ．．．第一二極體

D_b2 ．．．第二二極體

D_b3 ．．．第三二極體

D_o ．．．輸出二極體

L．．．傳導電感

R_o ．．．輸出電阻

S₁ ．．．第一開關元件

S₂ ．．．第二開關元件

S₃ ．．．第三開關元件

S₄ ．．．第四開關元件

S₅ ．．．第五開關元件

v _i ．．．輸入電壓

v _o ．．．輸出電壓

Claims (2)

1. 一種高增壓比電路，包含：一第一電荷幫浦，用以接收一輸入電壓，具有一第一開關元件、一串接該第一開關元件的一端之第二開關元件、一以陽極端連接該第一開關元件之另一端的第一二極體，及一第一升壓電容，該第一升壓電容具有一第一端及一第二端，該第一升壓電容的第一端電性連接該第一二極體的陰極端，該第一升壓電容的第二端電性連接該第一開關元件及該第二開關元件之間；一第二電荷幫浦，電性連接該第一電荷幫浦，具有一第三開關元件、一以陽極端與該第一二極體的陰極端電性連接的第二二極體，及一具有一第三端及一第四端的第二升壓電容，該第二升壓電容的第三端電性連接該第二二極體的陰極端，該第二升壓電容的第四端電性連接該第三開關元件；一傳導電感，兩端分別電性連接該第一升壓電容之第一端及該第二升壓電容之第四端；一升壓電路，電性連接該第二電荷幫浦，具有一以一端電性連接該第三端的第四開關元件、一串接該第四開關元件的另一端之第五開關元件、一以陽極端與該第二二極體的陽極端及該第一二極體的陰極端電性連接的第三二極體，及一第三升壓電容，該第三升壓電容具有一第五端及一第六端，該第三升壓電容的第五端電性連接該第三二極體的陰極端，該第三升壓電容的第六端電性連接該第四開關元件及該第五開關元件之間；及一輸出電路，具有一輸出二極體及一輸出電容，該輸出二極體之陽極端耦接該第三升壓電容之第五端，該輸出電容與該輸出二極體電性連接，並藉由該第一開關元件、該第二開關元件、該第三開關元件、該第四開關元件及該第五開關元件分別接受一波寬調整控制訊號驅動而呈導通或不導通，並配合該第一升壓電容、該第二升壓電容及該第三升壓電容使該輸入電壓升壓後由該輸出電路輸出；其中，該波寬調整控制訊號的責任週期區間分別為D及1-D，其中的區間D是該第一開關元件、該第三開關元件與該第五開關元件導通且該第二開關元件及該第四開關元件不導通，區間1-D是該第二開關元件及該第四開關元件導通且該第一開關元件、該第三開關元件與該第五開關元件不導通。
2. 依據申請專利範圍第1項所述之高增壓比電路，還包括一控制核心、一第一半橋閘極驅動器、一第二半橋閘極驅動器、一低端閘極驅動器、一電壓分配器及一類比數位轉換器；其中，該電壓分配器將該輸出電壓的類比訊號提供給該類比數位轉換器令其轉換為數位訊號給該控制核心；該控制核心依據該輸出電壓的數位值，分別發送對應的各該波寬調整控制訊號給該第一半橋閘極驅動器以驅動該第一開關元件及該第二開關元件、該低端閘極驅動器以驅動該第三開關元件，和該第二半橋閘極驅動器以驅動該第四開關元件及該第五開關元件。