TWI448059B - Low voltage to high voltage device - Google Patents

Description

低電壓轉高電壓裝置

本發明是有關於一種升壓轉換裝置，特別是指一種具有高升壓比的低電壓轉高電壓裝置。

升壓轉換裝置廣泛應用於例如：HID光驅動器、不斷電系統、太陽能電池系統及燃料電池系統等領域，以太陽能電池為例，需要升壓轉換裝置將低電壓轉換為高電壓，然後用直流交流轉換器轉換為交流電壓輸出。

傳統的升壓轉換裝置常用推動式(Boost)或返馳式(Flyback)，也有其他類型的升壓轉換裝置，但各自有其缺失，有的升壓轉換裝置具有高轉換效能，但是漏電感伴隨電壓突波且電路相當複雜，有的升壓轉換裝置是浮接輸出且伴隨複雜電路，使得電路分析不易。

申請人於2011年7月21日提出的中華民國申請號第100125826號的專利申請案揭示一種電壓轉換效能為的升壓轉換裝置，但是為了精益求精，乃提出一種電壓轉換效能較前述升壓轉換裝置更佳的電路架構。

因此，本發明之目的，即在提供一種可以提高升壓比的低電壓轉高電壓裝置。

於是，本發明低電壓轉高電壓裝置包含一電荷幫浦、一升壓電路、一傳導電感及一輸出電路。

該電荷幫浦用以接收一輸入電壓，具有一第一開關元件、一串接該第一開關元件的一端之第二開關元件、一以陽極端連接該第一開關元件之另一端的幫浦二極體，及一幫浦電容，該幫浦電容具有一第一端及一第二端，該幫浦電容的第一端電性連接該幫浦二極體的陰極端，該幫浦電容的第二端電性連接該第一開關元件及該第二開關元件之間。

該升壓電路電性連接該電荷幫浦，具有一第三開關元件、一具有一第三端及一第四端的升壓電容、一以其陽極端與該幫浦二極體的陽極端連接且以其陰極端連接於該升壓電容的第三端的第一二極體、一以其陽極端連接於該升壓電容的第四端且以其陰極端連接於該第三開關元件的第二二極體，及一具有一連接於該升壓電容的第三端的第五端及一連接於該第三開關元件的第六端的升壓電感。

該傳導電感的兩端分別電性連接該幫浦電容之第一端及該升壓電容之第四端。

該輸出電路具有一輸出二極體、一輸出電容及一輸出電阻，該輸出二極體之陽極端耦接該第二二極體之陰極端，該輸出二極體之陰極端分別連接於該輸出電容及該輸出電阻，並藉由該第一開關元件、該第二開關元件及該第三開關元件分別接受一波寬調整控制訊號驅動而呈導通或不導通並使該輸入電壓升壓後由該輸出電路輸出。

較佳的，該波寬調整控制訊號的責任週期區間分別為D及1-D，其中的區間D是該第二開關元件與該第三開關元件導通且該第一開關元件不導通，區間1-D是該第二開關元件與該第三開關元件不導通且該第一開關元件導通。

本發明的低電壓轉高電壓裝置之功效在於：可達到較高的升壓比，並且容易進行電路分析，可應用於不斷電系統、太陽能電池系統及燃料電池系統等領域。

有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。

參閱圖1，本發明之較佳實施例中，低電壓轉高電壓裝置100包含一電荷幫浦11、一升壓電路12、一傳導電感L₁ 及一輸出電路14。

電荷幫浦11用以接收一輸入電壓V_i ，具有一第一開關元件S₁ 、一串接該第一開關元件S₁ 的一端之第二開關元件S₂ 、一以陽極端連接第一開關元件S₁ 之另一端的幫浦二極體D_b ，及一幫浦電容C_b ，該幫浦電容C_b 具有一第一端111及一第二端112，幫浦電容C_b 的第一端111電性連接幫浦二極體D_b 的陰極端，該幫浦電容C_b 的第二端112電性連接第一開關元件S₁ 及第二開關元件S₂ 之間。

升壓電路12電性連接該電荷幫浦11，具有一第三開關元件S₃ 、一具有一第三端113及一第四端114的升壓電容C_e 、一以其陽極端與幫浦二極體D_b 的陽極端連接且以其陰極端連接於升壓電容C_e 的第三端113的第一二極體D₁ 、一以其陽極端連接於升壓電容C_e 的第四端114且以其陰極端連接於第三開關元件S₃ 的第二二極體D₂ ，及一具有一第五 端115及一第六端116的升壓電感L₂ ，升壓電感L₂ 的第五端115連接於升壓電容C_e 的第三端113，升壓電感L₂ 的第六端116連接於第三開關元件S₃ 的一端，第三開關元件S₃ 的另一端為接地。

傳導電感L₁ 的兩端分別電性連接幫浦電容C_b 之第一端111及升壓電容C_e 之第四端114；輸出電路14具有一輸出二極體D_o 、一輸出電容C_o 及一輸出電阻R_L ，輸出二極體D_o 之陽極端耦接第二二極體D₂ 之陰極端，且輸出二極體D_o 之陰極端分別連接於輸出電容C_o 的一端及輸出電阻R_L 的一端，輸出電容C_o 的另一端及輸出電阻R_L 的另一端則為接地。

本實施例中，第一開關元件S₁ 、第二開關元件S₂ 及第三開關元件S₃ 皆為金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)，皆具有本體二極體，且第一開關元件S₁ 、第二開關元件S₂ 及第三開關元件S₃ 的閘極皆分別接受一波寬調整控制訊號驅動而呈導通或不導通，藉由該波寬調整控制訊號驅動而呈導通或不導通驅使該輸入電壓V_i 升壓為輸出電壓V_o 後再由輸出電路14輸出。

參閱圖2及圖3，主要是依據下述狀況所設計：(i)各開關元件S₁ 、S₂ 、S₃ 之間的空白時間(blanking time)忽略；(ii)忽略開關元件S₁ 、S₂ 、S₃ 及導通時的各二極體D_b 、D_o 的壓降；(iii)幫浦電容C_b 及升壓電容C_e 基於電荷幫浦原則(charge pump principle)運作，且在遠低於開關週期的短時間內可充電至輸入電壓，幫浦電容C_b 及升壓電容C_e 之容值大到足夠令幫浦電容C_b 及升壓電容C_e 保持在輸入電壓V_i ；(iv)輸出電壓為V_i ，輸出電壓為V_o ，流經傳導電感L₁ 、升壓電感L₂ 、幫浦電容C_b 及升壓電容C_e 的電流分別為i_L1 ,i_L2 ,i_b 及i_e ；(v)傳導電感L₁ 及升壓電感L₂ 為之電感值相等。

本較佳實施例為連續導通模式(Continuous Conduction Mode;CCM)下共有兩種狀態，以下分析包含介紹各狀態的功率流(power flow)方向，並列出對應直流輸入電壓V_i 及直流輸出電壓V_o 的關係式，第一開關元件S₁ 、第二開關元件S₂ 及第三開關元件S₃ 的導通週期分別是(1-D,D,D)，其中的D代表第二開關元件S₂ 及第三開關元件S₃ 的波寬調整控制訊號的直流靜止責任週期(DC quiescent duty cycle)。

I.　第一狀態：

參閱圖2，在此狀態為第二開關元件S₂ 導通、第三開關元件S₃ 導通及第一開關元件S₁ 不導通；當第三開關元件S₃ 導通時，輸出二極體D_o 被逆偏(reverse biased)，第一二極體D₁ 及第二二極體D₂ 被順偏(forward biased)，第二開關元件S₂ 導通時使幫浦電容C_b 充電為輸入電壓V_i ，幫浦二極體D_b 被順偏，第三開關元件S₃ 導通時使升壓電容C_e 充電為輸入電壓V_i ；同時，傳導電感L₁ 及升壓電感L₂ 的電壓皆為輸入電壓V_i ，造成傳導電感L₁ 及升壓電感L₂ 被磁化(magnetized)，輸出電容C_o 釋放能量至輸出側，在此狀態下，相關電壓計算如下述公式1及公式2。

v _{L 1- ON} =V _i 　公式1

v _{L 2- ON} =V _i 　公式2

II.　第二狀態：

參閱圖3，在此狀態為第二開關元件S₂ 不導通、第三開關元件S₃ 不導通，及第一開關元件S₁ 導通；此時，在輸出側的能量是輸入電壓加上幫浦電容C_b 及升壓電容C_e 的儲存能量，及傳導電感L₁ 及升壓電感L₂ 的儲存能量，造成輸出電容C_o 被激化(energized)，幫浦電容C_b 及升壓電容C_e 被放電(discharged)，傳導電感L₁ 及升壓電感L₂ 被去磁化(demagnetized)，推動電壓升高，在此狀態下，基於伏秒平衡定律，傳導電感L₁ 的電壓v_L1-OFF 及升壓電感L₂ 的電壓v_L2-OFF 計算方式如下述公式。

因此，

V _o =-v _{L 1- OFF} -v _{L 2- OFF} +V _i +V _Cb +V _Ce 　公式5

由於幫浦電容電壓V_Cb 及升壓電容電壓V_Ce 皆等於V_i ，公式5可改寫為公式6。

V _o =-v _{L 1- OFF} -v _{L 2- OFF} +3V _i 　公式6

公式1及公式2替換至公式3及公式4，v_L1-OFF 及v_L2-OFF 可表示如公式7。

公式7代入公式6，電壓轉換比率可表示如公式8，可知其值高於以往的電壓轉換效能。

在幫浦電容C_b 及升壓電容C_e 的設計上，設定(i)電壓漣波(voltage ripple)的峰對峰(peak-to-peak)值是定為各電容本身直流電壓的0.1%，及(ii)輸入電壓保持固定值且可視為為一容值遠大於幫浦電容C_b 的容值及升壓電容C_e 的容值的極大電容(infinite capacitance)；依據前述設定可得到公式9及公式10。

因此，利用公式9及公式10計算幫浦電容C_b 及升壓電容C_e 操作於容值為107μF，然而，當開關頻率增加，電解電容的容值會下降，本實施例是設定幫浦電容C_b 及升壓電容C_e 操作於容值為330μF，具有極佳的表現。

在傳導電感L₁ 及升壓電感L₂ 的設計上，由於操作於最小輸出功率P_o-min 時還必須要保持在連續導通模式，因此，傳導電感L₁ 及升壓電感L₂ 的計算方式如公式11。

因此，利用公式11的換算結果，本實施例是設定傳導電感L₁ 及升壓電感L₂ 的電感值皆為80μH。

參閱圖4，本較佳實施例的低電壓轉高電壓裝置100所配合的一控制系統200包括一半橋(Half-Bridge)閘極驅動器211、一PWM控制器212、一低位(Low-side)閘極驅動器213、一比較器214及一電壓分壓器215，詳細技術原理可參考申請人於2007年8月23日提出的中華民國公告號第I338204號專利案內容，主要是將該專利案的圖4的「閘極驅動模組」以半橋閘極驅動器211及低位閘極驅動器213取代，「可程式化邏輯閘陣列控制模組」及「光耦合隔離模組」以整合為PWM控制器212實現，比較器214是將輸出電壓訊號V_o 的漣波訊號波形與參考電壓V_ref 相比較後輸出回授電壓V_FB 給PWM控制器212，PWM控制器212可根據回授電壓V_FB 算出用於提供第一開關元件S₁ 、第二開關元件S₂ 及第三開關元件S₃ 的半橋閘極驅動器211及低位閘極驅動器213切換開關所需的波寬調整控制訊號，且PWM控制器212負責整個系統的時序控制與開關控制時序，處理回授補償並算出控制力再去執行比例積分整數增益(integral gain) k_i ，由於此部份為現有技術且非本發明重點，在此不詳述其原理。

本較佳實施例中的各元件的實際規格如下：(i)輸入電壓V_i 設定為24V；(ii)輸出電壓V_o 設定為200V；(iii)輸出額定功率P_o-rated 設定為100W；(iv)在邊界傳導模式(Boundary Conduction Mode；簡稱BCM)的最小輸出功率P_o-min 為30W；(v)開關頻率f_s 為195kHz；(vi)輸出電容C_o 選用容值680μF；(vii)第一開關元件S₁ 、第二開關元件S₂ 及第三開關元件S₃ 的型號分別為FQPF13N06L、FQPF13N06L及FQA30N40；(viii)幫浦二極體D_b 、第一二極體D₁ 、第二二極體D₂ 及輸出二極體D_o 分別為MBR4060PT,MBR20150CT,MBR20150CT及SBR20A300CTB；(ix) PWM控制器212採用的FPGA控制晶片的型號為EP1C3T100；(x)比較器214採用的型號為LT1719;(xi)半橋閘極驅動器211採用的型號為IR2011；(xii)低位閘極驅動器213採用的型號為MIC4420；以及(xiii)可調整的比例增益參數k_p 及整數增益k_i 分別設定為0.254及0.00585。

參閱圖5及圖6，分別是第一開關元件S₁ 及第二開關元件S₂ 的閘極驅動訊號M₁ 、M₂ 及幫浦電容C_b 及升壓電容C_e 的電壓V_Cb 、V_Ce 在輕載及滿載所量測的波形；值得注意的是，隨著負載電流增加，幫浦電容C_b 及升壓電容C_e 的電壓V_Cb 、V_Ce 越低，這是因為前置電壓(forward Voltage)壓降與寄生元件(parasitic components)的電壓隨著負載電流增加而增加。

參閱圖7及圖8，分別是第一開關元件S₁ 及第二開關元件S₂ 的閘極驅動訊號M₁ 、M₂ 及傳導電感L₁ 及升壓電感L₂ 的電流在輕載及滿載的負載電流i_L1 、i_L2 的波形；值得注意的是，其負載電流i_L1 、i_L2 主要是對應操作在邊界傳導模式的最小輸出功率。

參閱圖9，在負載電流對應電壓轉換效能的曲線中，可知本發明的低電壓轉高電壓裝置100之轉換效率皆能在85%以上，在負載電流的轉換效率最高可達92%。

綜上所述，本發明的低電壓轉高電壓裝置100之功效在於：電路設計容易實現，並可達到高升壓比，並且容易進行電路分析，可應用於不斷電系統、太陽能電池系統及燃料電池系統等領域，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100．．．低電壓轉高電壓裝置

11．．．電荷幫浦

12．．．升壓電路

14．．．輸出電路

111．．．第一端

112．．．第二端

113．．．第三端

114．．．第四端

115．．．第五端

116．．．第六端

C_b ．．．幫浦電容

C_e ．．．升壓電容

C_o ．．．輸出電容

D_b ．．．幫浦二極體

D₁ ．．．第一二極體

D₂ ．．．第二二極體

D_o ．．．輸出二極體

L₁ ．．．傳導電感

L₂ ．．．升壓電感

R_L ．．．輸出電阻

S₁ ．．．第一開關元件

S₂ ．．．第二開關元件

S₃ ．．．第三開關元件

i_L1 ,i_L2 ,i_b i_e ．．．電流

V_i ．．．輸入電壓

V_o ．．．輸出電壓

V_Cb ．．．幫浦電容電壓

V_Ce ．．．升壓電容電壓

圖1是本發明的低電壓轉高電壓裝置之較佳實施例的電路圖；

圖2是本發明之較佳實施例於第一狀態的模擬電路圖；

圖3是本發明之較佳實施例於第二狀態的模擬電路圖；

圖4是本發明之較佳實施例的控制系統的方塊圖；

圖5及圖6是第一開關元件及第二開關元件的閘極驅動訊號及幫浦電容及升壓電容的電壓在負載電流分別為輕載及滿載所量測的波形圖；

圖7及圖8是第一開關元件及第二開關元件的閘極驅動訊號、傳導電感的電流及升壓電感的電流對應輕載及滿載的負載電流的波形圖；及

圖9是負載電流對應電壓轉換效能的曲線圖。

100．．．低電壓轉高電壓裝置

11．．．電荷幫浦

12．．．升壓電路

14．．．輸出電路

111．．．第一端

112．．．第二端

113．．．第三端

114．．．第四端

115．．．第五端

116．．．第六端

C_b ．．．幫浦電容

C_e ．．．升壓電容

C_o ．．．輸出電容

D_b ．．．幫浦二極體

D₁ ．．．第一二極體

D₂ ．．．第二二極體

D_o ．．．輸出二極體

L₁ ．．．傳導電感

L₂ ．．．升壓電感

R_L ．．．輸出電阻

S₁ ．．．第一開關元件

S₂ ．．．第二開關元件

S₃ ．．．第三開關元件

i_L1 ,i_L2 ,i_b i_e ．．．電流

V_i ．．．輸入電壓

V_o ．．．輸出電壓

V_Cb ．．．幫浦電容電壓

V_Ce ．．．升壓電容電壓

Claims (3)

1. 一種低電壓轉高電壓裝置，包含：一電荷幫浦，用以接收一輸入電壓，具有一第一開關元件、一串接該第一開關元件的一端之第二開關元件、一以陽極端連接該第一開關元件之另一端的幫浦二極體，及一幫浦電容，該幫浦電容具有一第一端及一第二端，該幫浦電容的第一端電性連接該幫浦二極體的陰極端，該幫浦電容的第二端電性連接該第一開關元件及該第二開關元件之間；一升壓電路，電性連接該電荷幫浦，具有一第三開關元件、一具有一第三端及一第四端的升壓電容、一以其陽極端與該幫浦二極體的陽極端連接且以其陰極端連接於該升壓電容的第三端的第一二極體、一以其陽極端連接於該升壓電容的第四端且以其陰極端連接於該第三開關元件的第二二極體，及一具有一連接於該升壓電容的第三端的第五端及一連接於該第三開關元件的第六端的升壓電感；一傳導電感，兩端分別電性連接該幫浦電容之第一端及該升壓電容之第四端；及一輸出電路，具有一輸出二極體、一輸出電容及一輸出電阻，該輸出二極體之陽極端耦接該第二二極體之陰極端，該輸出二極體之陰極端分別連接於該輸出電容及該輸出電阻，並藉由該第一開關元件、該第二開關元件及該第三開關元件分別接受一波寬調整控制訊號驅動而呈導通或不導通並使該輸入電壓升壓後由該輸出電路輸出。
2. 依據申請專利範圍第1項所述之低電壓轉高電壓裝置，其中，該波寬調整控制訊號的責任週期區間分別為D及1-D，其中的區間D是該第一開關元件與該第三開關元件導通且該第二開關元件不導通，區間1-D是該第一開關元件與該第三開關元件不導通且該第二開關元件導通。
3. 依據申請專利範圍第2項所述之低電壓轉高電壓裝置，其中，該第一開關元件、該第二開關元件及該第三開關元件皆為金屬氧化物半導體場效電晶體，且該第一開關元件、該第二開關元件及該第三開關元件的閘極皆分別接受該波寬調整控制訊號驅動而呈導通或不導通。