TWI489753B

TWI489753B - 混合式高升壓轉換器

Info

Publication number: TWI489753B
Application number: TW102136557A
Authority: TW
Inventors: Kuo Ing Hwu; wen zhuang Jiang
Original assignee: Univ Nat Taipei Technology
Priority date: 2013-10-09
Filing date: 2013-10-09
Publication date: 2015-06-21
Also published as: TW201515372A

Description

混合式高升壓轉換器

本發明是有關於一種升壓轉換器，特別是指一種可降低漏感並回收能量的混合式高升壓轉換器。

升壓轉換裝置廣泛應用於例如：HID光驅動器、不斷電系統、太陽能電池系統及燃料電池系統等領域，以太陽能電池為例，需要升壓轉換裝置將低電壓轉換為高電壓，然後用直流交流轉換器轉換為交流電壓輸出。

傳統的升壓轉換裝置常用升壓式(Boost)或返馳式(Flyback)，也有其他類型的升壓轉換裝置，但各自有其缺失，有的升壓轉換裝置具有高轉換效能，但是漏電感伴隨電壓突波且電路相當複雜，有的升壓轉換裝置是浮接輸出且伴隨複雜電路，使得電路分析不易。

發明人在先前所提出的數件專利案中，所設計的升壓轉換裝置已分別具有良好的電壓轉換效能如：、，但為了能降低漏感並快速回收能量，擬提出一種不同於先前提出的電壓轉換效能且相較前述升壓轉換裝置更可降低漏感並快速回收能量的電路架構。

因此，本發明之目的，即在提供一種可降低漏感並回收能量的混合式高升壓轉換器。

於是，本發明混合式高升壓轉換器包含一電荷幫浦、一升壓電路及一輸出電路。

該電荷幫浦用以接收一輸入電壓，具有一第一開關元件、一串接該第一開關元件之第一端的第二開關元件、一以陽極端連接該第一開關元件之第二端的幫浦二極體，及一幫浦電容，該幫浦電容具有一第一端及一第二端，該幫浦電容的第一端電性連接該幫浦二極體的陰極端，該幫浦電容的第二端電性連接該第一開關元件及該第二開關元件之間。

該升壓電路電性連接該電荷幫浦，具有一傳導電容一耦合電感，該耦合電感具有一初級側繞組及一次級側繞組，該傳導電容的一端耦接該輸入電壓及該傳導電容的另一端耦接該第一開關元件之第二端，該初級側繞組的打點端耦接該輸入電壓及該初級側繞組的非打點端耦接該第一開關元件之第一端，該次級側繞組的打點端耦接該幫浦二極體的陽極端及該次級側繞組的非打點端耦接該第一開關元件之第二端。

該輸出電路具有一輸出電感、一輸出電容及一輸出電阻，該輸出電感之一端耦接該幫浦二極體之陰極端，該輸出電感之另一端分別連接於該輸出電容及該輸出電阻，並藉由該第一開關元件的控制端及該第二開關元件的控制端分別接受波寬調整控制訊號驅動該升壓電路並經由該輸出電路產生該輸入電壓升壓後的輸出電壓。

本發明之功效在於：藉由初級側繞組及次級側繞組可降低漏感並回收能量，且配合輸出電感使得輸出電流非脈動式，其結果使得輸出電流漣波及輸出電壓漣波可顯著地降低。

100‧‧‧混合式高升壓轉換器

11‧‧‧電荷幫浦

12‧‧‧升壓電路

13‧‧‧輸出電路

21‧‧‧電壓分壓器

22‧‧‧類比數位轉換器

23‧‧‧FPGA控制器

24‧‧‧半橋閘極驅動器

C₁ ‧‧‧傳導電容

C₂ ‧‧‧幫浦電容

C_o ‧‧‧輸出電容

L_o ‧‧‧輸出電感

D₁ ‧‧‧幫浦二極體

N_p ‧‧‧初級側繞組

N_S ‧‧‧次級側繞組

R_o ‧‧‧輸出電阻

S₁ ‧‧‧第一開關元件

S₂ ‧‧‧第二開關元件

V_i ‧‧‧輸入電壓

V_o ‧‧‧輸出電壓

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是說明本發明的混合式高升壓轉換器之較佳實施例的電路圖；圖2是說明本發明的混合式高升壓轉換器之較佳實施例於第一狀態的模擬電路圖；圖3是說明本發明的混合式高升壓轉換器之較佳實施例於第二狀態的模擬電路圖；圖4是說明本發明的混合式高升壓轉換器之本較佳實施例的各元件的時序波形圖；圖5是本發明的混合式高升壓轉換器具有不同匝數比的電路架構在不同靜止責任週期的電壓轉換效能的關係曲線圖；圖6是本發明及兩種先前電路的電路架構的在不同靜止責任週期的電壓轉換效能的關係曲線圖；圖7是本發明的混合式高升壓轉換器之較佳實施例的控制系統的方塊圖；圖8是本發明的混合式高升壓轉換器之第一開關元件的閘極驅動訊號、第二開關元件的閘極驅動訊號、初級側繞組及漏感的電流及次級側繞組電流的波形圖；圖9是第一開關元件的閘極驅動訊號、第二開關元件的閘極驅動訊號、輸出電感電壓及輸出電感電流的波形圖；圖10是本發明的混合式高升壓轉換器之第一開關元件的閘極驅動訊號、第二開關元件的閘極驅動訊號、傳導電容電壓及幫浦電容電壓的波形圖；及圖11是本發明的混合式高升壓轉換器之負載電流對應電壓轉換效能的曲線圖。

參閱圖1，本發明之較佳實施例中，一混合式高升壓轉換器100包含一電荷幫浦11、一升壓電路12及一輸出電路13。

該電荷幫浦11用以接收一輸入電壓V_i ，具有一第一開關元件S₁ 、一串接該第一開關元件S₁ 之第一端的第二開關元件S₂ 、一以陽極端連接該第一開關元件S₁ 之第二端的幫浦二極體D₁ ，及一幫浦電容C₂ ，該幫浦電容C₂ 具有一第一端及一第二端，該幫浦電容C₂ 的第一端電性連接該幫浦二極體D₁ 的陰極端，該幫浦電容C₂ 的第二端電性連接該第一開關元件S₁ 及該第二開關元件S₂ 之間。

該升壓電路12電性連接該電荷幫浦11，具有一傳導電容C₁ 及一耦合電感，耦合電感具有一初級側繞組N_p 及一次級側繞組N_S ，該傳導電容C₁ 的一端耦接該輸入電壓 V_i 及該傳導電容C₁ 的另一端耦接該第一開關元件S₁ 之第二端，該初級側繞組N_p 的打點端耦接該輸入電壓V_i 及該初級側繞組N_p 的非打點端耦接該第一開關元件S₁ 之第一端，該次級側繞組N_S 的打點端耦接該幫浦二極體D₁ 的陽極端及該次級側繞組N_S 的非打點端耦接該第一開關元件S₁ 之第二端。

該輸出電路13具有一輸出電感L_o 、一輸出電容C_o 及一輸出電阻R_o ，該輸出電感L_o 之一端耦接該幫浦二極體D₁ 之陰極端，該輸出電感L_o 之另一端分別連接於該輸出電容C_o 及該輸出電阻R_o ，並藉由該第一開關元件S₁ 的控制端及該第二開關元件S₂ 的控制端分別接受波寬調整控制訊號驅動而該輸入電壓V_i 升壓後的輸出電壓V_o 由該輸出電路13輸出。

參閱圖2及圖3，為了便於分析，相關設定條件如下：(1)耦接的電感為理想轉換器除了初級側繞組連接有磁化電感(inductor L_m )；(2)本電路架構操作於正電流模式，因此，流經磁化電感L_m 及輸出電感L_o 之電流為正；(3)各開關元件之間的空白時間(blanking time)忽略；(ii)所有開關元件及二極體為理想元件；(5)所有電容之容值大到足夠令其保持在固定電壓。

本較佳實施例為連續導通模式(Continuous Conduction Mode；CCM)下共有兩種狀態。以下分析包含介紹各狀態的功率流(power flow)方向，並列出對應直流輸入電壓Vi及直流輸出電壓Vo的關係式，第一開關元件S₁ 、第二開關元件S₂ 的導通週期分別是(1-D,D)，其中的D代表波寬調整控制訊號的直流靜止責任週期(DC quiescent duty cycle)。

I.第一狀態：

參閱圖2及圖4，在此狀態為第二開關元件S₂ 導通及第一開關元件S₁ 不導通；初級側繞組N_p 施加輸入電壓V_i ，如公式1，造成磁化電感L_m 被激磁，感應次級側繞組N_S 的電壓為輸入電壓V_i 乘以匝數比(N_s /N_p )；同時，幫浦二極體D₁ 被順偏(forward-biased)，幫浦電容C₂ 的電壓充電為V_i +V_C1 +V_i xN_s /N_p ，輸出電感L_o 電壓為負值：V_C2 -V_o ，如公式2，使得輸出電感L_o 去磁化，因此，電壓V_i +V_c1 +v_Ns 一起提供給負載。

v_Np =V_i 公式1

v_Lo =V_C2 -V_o 公式2

II.第二狀態：

參閱圖3及圖4，在此狀態為第一開關元件S₁ 導通及第二開關元件S₂ 不導通；初級側繞組N_p 施加輸入電壓-V_C1 ，如公式3，藉此造成磁化電感L_m 被去磁化，感應次級側繞組N_S 的電壓為-V_C1 xN_s /N_p ；同時，幫浦二極體D₁ 被逆偏(reverse-biased)，輸出電感L_o 的電壓為正值：V_i +V_C1 +V_C2 -V_o ，如公式4，使得輸出電感L_o 被磁化，因此，電壓V_i +V_C2 一起提供給負載。

v_Np =-V_C1 公式3

v_Lo =V_i +V_C1 +V_C2 -V_o 公式4

磁化電感L_m 在開關週期應用伏秒平衡定律 (voltage-second balance principle)可得到公式5，公式5可改寫為公式6。

V_i xD+(-V_C1 )x(1-D)=0 公式5

V_C1 =(D/1-D)xV_i 公式6

相同的，輸出電感L_o 在開關週期應用伏秒平衡定律可得到公式7，公式7可改寫為公式8。

(V_C2 -V_o )xD+(V_i +V_C1 +V_C2 -V_o )x(1-D)=0 公式7

V_C2 =V_i +V_C1 +V_i xN_s /N_p 公式8

最後，電壓轉換效能(增益)之計算公式如公式9所示。

V_o /V_i =(2-D/1-D)+N_s /N_p 公式9

參閱圖5，為本發明具有不同匝數比(該次級側繞組N_s 及該初級側繞組N_p 的匝數比N_s /N_p =1,2,3)的電路架構在不同靜止責任週期的電壓轉換效能的關係曲線，增加匝數比可提升電壓轉換效能。

參閱圖6，分別為本發明、先前電路一(K.I.Hwu,K.W.Huang and W.C.Tu,“Step-up converter combining KY and buck-boost converters,”IET Electronics Letters,vol.47.no.12,2011,pp.722-724)及先前電路二Boost converter(R.W.Erickson and D.Maksimovic,Fundamentals of Power Electronics,2 nd ed.,Norwell：KLuwer Academic Publishers,2001)的不同電路架構的在不同靜止責任週期的電壓轉換效能的關係曲線，可知本發明具有較佳的電壓轉換效能。

參閱圖7，本較佳實施例的混合式高升壓轉換器 100所配合的一控制系統包括一電壓分壓器21、一類比數位轉換器22、一FPGA控制器23及一半橋閘極驅動器24，詳細技術原理，FPGA控制器23負責整個系統的時序控制與開關控制時序，處理回授補償並算出控制力再去執行比例積分微分(簡稱PID)的控制包含在額定負載(rated load)可調整的比例增益參數(proportional gain)k_p 及整數增益(integral gain)k_i ，由於電壓分壓器21、類比數位轉換器22、FPGA控制器23及半橋閘極驅動器24為現有技術且非本發明重點，在此不詳述其原理。

本較佳實施例中的各元件的規格如下：(i)輸入電壓V_i 為12伏特；(ii)輸出電壓V_o 為72伏特；(iii)輸出額定電流(I_o,rated )/功率(P_o,rated )為0.833A/60W；(iv)最小輸出額定電流(I_o,min )/功率(P_o,min )為0.1A/7.2W；(v)開關頻率f_s 為100kHz；(vi)幫浦電容C₂ 及輸出電容C_o 皆選用二個470μF/100V的並聯電容；(vii)第一開關元件S₁ 及第二開關元件S₂ 的型號皆為STP120NF；(viii)幫浦二極體D₁ 的型號為V20120C；(ix)FPGA控制器23的型號為EP1C3T100；(x)類比數位轉換器22的型號為ADC7476；(xi)半橋閘極驅動器24採用的型號為IR2011；(xii)傳導電容C₁ 為兩個680μF/50V的串聯電容；(xiii)輸出電感L_o 為188μH；以及(xiv)選用的耦合電感為Core：PTS40/27/I3C92,L_m =148.7μH。

參閱圖8至圖10，是在額定負載(rated load)的實驗波形，從各波形可知本發明可穩定的運作。參閱圖11，在負載電流對應電壓轉換效能的曲線中，可知本發明之轉換效能皆能在88%以上，最高可達95%。

綜上所述，本發明之混合式高升壓轉換器100藉由耦合電感的初級側繞組N_p 及次級側繞組N_S 可降低漏感並回收能量，且配合輸出電感L_o 使得輸出電流非脈動式，其結果使得輸出電流漣波及輸出電壓漣波可顯著地降低，不同於先前提出的電壓轉換效能且相較以往的升壓轉換裝置更可降低漏感並快速回收能量，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。