TWI501532B - 隔離式高升壓轉換器 - Google Patents

Description

隔離式高升壓轉換器

本發明是有關於一種升壓轉換器，特別是指一種具有高電壓轉換比率的隔離式高升壓轉換器。

傳統的升壓轉換裝置常用推動式(Boost)或返馳式(Flyback)，也有其他類型的升壓轉換裝置，但各自有其缺失，有的升壓轉換裝置具有高轉換效能，但是漏電感伴隨電壓突波且電路相當複雜，有的升壓轉換裝置是浮接輸出且伴隨複雜電路，使得電路分析不易。

發明人在先前所提出的升壓轉換裝置具有良好的電壓轉換比率，為了能精簡電路並使得電壓轉換比率更易於設計，擬提出一種具有較高的電壓轉換比率並能降低輸出電壓漣波的電路架構。

本發明之目的，即在提供一種具有較高的電壓轉換比率並能降低輸出電壓漣波的隔離式高升壓轉換器。

於是，本發明隔離式高升壓轉換器包含一耦合電感、一幫浦電路及一輸出電路。

該耦合電感用以接收一輸入電壓，具有一初級側繞組及一次級側繞組，該初級側繞組的打點端耦接該輸入電壓。

該幫浦電路具有一開關元件、一第一二極體、一第二二極體、一第一電容及一第二電容，該開關元件接受一波寬調整控制訊號控制導通或不導通該輸入電壓予該耦合電感之初級側繞組，該第一二極體之陽極和該第一電容之一端耦接該次級側繞組的非打點端，該第一電容之另一端耦接該第二二極體之陽極，該第二二極體之陰極和該第二電容之一端耦接該次級側繞組的打點端，該第二電容之另一端耦接該第一二極體之陰極。

該輸出電路具有一輸出電感、一輸出電容及一輸出電阻，該輸出電感之一端耦接該第一二極體之陰極，該輸出電感之另一端分別連接於該輸出電容的一端及該輸出電阻的一端，該輸出電容的另一端及該輸出電阻的另一端耦接該第二二極體之陽極；藉此，該開關元件接受該波寬調整控制訊號驅動該耦合電感產生激磁並傳遞能量以經由該輸出電路產生該輸入電壓升壓後的輸出電壓。

本發明之功效在於：相較於以往的電路架構可產生較高的電壓轉換比率，且配合輸出電感使得輸出電流非脈動式，且可降低輸出電流的漣波及輸出電壓的漣波。

100‧‧‧隔離式高升壓轉換器

11‧‧‧耦合電感

111‧‧‧初級側繞組

112‧‧‧次級側繞組

12‧‧‧幫浦電路

13‧‧‧輸出電路

21‧‧‧電壓分壓器

22‧‧‧類比數位轉換器

23‧‧‧FPGA控制器

24‧‧‧半橋閘極驅動器

C₁ ‧‧‧第一電容

C₂ ‧‧‧第二電容

C_o ‧‧‧輸出電容

D₁ ‧‧‧第一二極體

D₂ ‧‧‧第二二極體

L_o ‧‧‧輸出電感

R_o ‧‧‧輸出電阻

S₁ ‧‧‧開關元件

V_i ‧‧‧輸入電壓

V_o ‧‧‧輸出電壓

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中： 圖1是說明本發明的隔離式高升壓轉換器之較佳實施例的電路圖；圖2是說明本發明各元件在額定負載及輕載的電壓/電流時序波形圖；圖3是說明本發明的隔離式高升壓轉換器之較佳實施例於第一狀態的模擬電路圖；圖4是說明本發明的隔離式高升壓轉換器之較佳實施例於第二狀態的模擬電路圖；圖5是說明本發明的隔離式高升壓轉換器與返馳式轉換器之責任週期對比電壓轉換比率的示意圖；圖6是說明本發明的隔離式高升壓轉換器之較佳實施例的控制系統的方塊圖；及圖7至圖10是說明本發明的隔離式高升壓轉換器在額定負載下的電壓及電流的實驗波形。

參閱圖1，本發明之較佳實施例中，一隔離式高升壓轉換器100包含一耦合電感11、一幫浦電路12及一輸出電路13。

耦合電感11用以接收一輸入電壓V_i ，具有一初級側繞組111及一次級側繞組112，初級側繞組111的打點端耦接輸入電壓V_i 。

幫浦電路12具有一開關元件S₁ 、一第一二極體D₁ 、一第二二極體D₂ 、一第一電容C₁ 及一第二電容C₂ ，開關元件S₁ 接受一波寬調整控制訊號控制導通或不導通輸入電 壓V_i 予耦合電感11之初級側繞組111，第一二極體D₁ 之陽極和第一電容C₁ 之一端耦接次級側繞組112的非打點端，第一電容C₁ 之另一端耦接第二二極體D₂ 之陽極，第二二極體D₂ 之陰極和第二電容C₂ 之一端耦接次級側繞組112的打點端，第二電容C₂ 之另一端耦接第一二極體D₁ 之陰極。

輸出電路13具有一輸出電感L_o 、一輸出電容C_o 及一輸出電阻R_o ，輸出電感L_o 之一端耦接第一二極體D₁ 之陰極，輸出電感L_o 之另一端分別連接於輸出電容C_o 的一端及輸出電阻R_o 的一端，輸出電容C_o 的另一端及輸出電阻R_o 的另一端耦接第二二極體D₂ 之陽極；藉此，開關元件S₁ 接受波寬調整控制訊號驅動耦合電感11產生激磁並傳遞能量以經由輸出電路13產生輸入電壓V_i 升壓後的輸出電壓V_o 。

為了便於分析，本較佳實施例相關設定條件如下：(1)耦合電感11是以一理想變壓器配合一並聯於初級側繞組111的激磁電感(L_m )進行模擬；(2)所有開關元件及二極體為理想元件；(3)所有電容之容值大到足夠令其保持在固定電壓；(4)忽略切換漣波；(5)n定義為次級側繞組112及初級側繞組111的匝數比N_s /N_p ；(6)激磁電感L_m 操作於連續導通模式(Continuous Conduction Mode；CCM)，輸出電感L_o 之操作於正電流區。

參閱圖2，本較佳實施例共有兩種狀態。以下分析包含介紹各狀態的功率流(power flow)路徑，並列出對應直流輸入電壓Vi及直流輸出電壓Vo的關係式，開關元件 S₁ 的導通週期分別是1-D及D，其中的D代表波寬調整控制訊號的責任週期(duty cycle)。

I.第一狀態[t ₀ t t ₁ ]：參閱圖2及圖3，在此狀態為開關元件S₁ 導通；初級側繞組111施加輸入電壓V_i ，造成激磁電感L_m 被激磁，如公式1。感應次級側繞組112的傳導電壓為輸入電壓V_i 乘以匝數比(N_s /N_p )；同時，第一二極體D₁ 及第二二極體D₂ 被逆偏(reverse-biased)，輸出電感L_o 電壓v _Lo 為正值：v _Ns +V _{C 1} +V _{C 2} -V _o ，其中，第一電容C₁ 及一第二電容C₂ 提供能量給負載，如公式2。

v _Np =V _i 公式1

II.第二狀態[t ₁ t t ₀ +T _s ]：參閱圖2及圖4，在此狀態為開關元件S₁ 不導通；初級側繞組111電壓為-V _{C 1} ×N _p /N _s ，如公式3，藉此造成激磁電感L_m 被去磁化，感應次級側繞組112的電壓為-V _{C 1} ；第一二極體D₁ 及第二二極體D₂ 被順偏(forward-biased)，輸出電感L_o 的電壓為負值：等於V _{C 1} -V _o 或V _{C 2} -V _o ，使得輸出電感L_o 被磁化，如公式4，因此，激磁電感L_m 及輸出電感L_o 的電壓一起提供給第一電容C₁ 、第二電容C₂ 及負載。

v _Lo =V _{C 1} -V _o 或v _Lo =V _{C 2} -V _o 公式4

激磁電感L_m 在開關週期應用伏秒平衡定律(voltage-second balance principle)可得到公式5，公式5可改寫為公式6。

相似的，輸出電感L_o 在開關週期應用伏秒平衡定律可得到公式7。。

(V _i ×N _s /N _p +V _{C 1} +V _{C 2} -V _o )×D +(V _{C 1} -V _o )×(1-D )=0 公式7

接著，依據公式6及7，電壓轉換比率(增益)之計算公式如公式8所示。

參閱圖5，說明本發明的隔離式高升壓轉換器與返馳式轉換器之責任週期D 及電壓轉換比率的模擬結果，其中，n=匝數比(N_s /N_p )，k是耦合係數。由圖5可知在相同的責任週期D ，本發明的隔離式高升壓轉換器的電壓轉換比率高於與返馳式轉換器。

參閱圖6，本較佳實施例的隔離式高升壓轉換器100用於控制開關元件S₁ 所配合的一控制系統包括一電壓分壓器21、一類比數位轉換器22、一FPGA控制器23及一半橋閘極驅動器24，詳細技術原理，FPGA控制器23負責整個系統的時序控制與開關控制時序，處理回授補償並算出控制力再去執行比例積分微分(Proportional Integral； Differential；簡稱PID)的控制包含在額定負載(rated load)可調整的比例增益參數(proportional gain)k_p 及整數增益(integral gain)k_i ，由於電壓分壓器21、類比數位轉換器22、FPGA控制器23及半橋閘極驅動器24為現有技術且非本發明重點，在此不詳述其原理。

本較佳實施例中的各元件的規格如下：(i)輸入電壓V_i 為12伏特；(ii)額定輸出電壓V_o 為72伏特；(iii)輸出額定電流(I_o,rated )/功率(P_o,rated )為0.833A/60W；(iv)最小輸出額定電流(I_o,min )/功率(P_o,min )為0.1A/7.2W；(v)開關頻率f_s 為100kHz。

參閱圖7至圖10，是在額定負載(rated load)下的實驗波形，從各波形可知本發明可穩定的運作。其中，圖7是本發明的隔離式高升壓轉換器100之開關元件S ₁ 的閘極驅動訊號v _{gs 1} 、輸入電流i _i 及次級側繞組112的電流i _Ns 的波形圖。圖8是開關元件S ₁ 的閘極驅動訊號vgs1、輸出電感L_o 電壓v _Lo 及輸出電感L。電流i _Lo 的波形圖。圖9是開關元件S ₁ 的閘極驅動訊號v _{gs 1} 、第一電容C₁ 電壓V _C1 及第二電容C₂ 電壓V _{C 2} 的波形圖。圖10是開關元件S ₁ 的閘極驅動訊號v _{gs 1} 、輸出電壓v _o 及輸出電流i _o 的波形圖

綜上所述，本發明之隔離式高升壓轉換器100相較於以往的返馳式電路架構可產生較高的電壓轉換比率，特別是僅需使用四個被動元件：第一二極體D₁ 、第二二極體D₂ 、第一電容C₁ 及第二電容C₂ 就可以得到較高的電壓轉換比率，且配合輸出電感L_o 使得輸出電流非脈動式， 可降低輸出電壓v _o 的漣波及輸出電流i _o 的漣波，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100‧‧‧隔離式高升壓轉換器

11‧‧‧耦合電感

111‧‧‧初級側繞組

112‧‧‧次級側繞組

12‧‧‧幫浦電路

13‧‧‧輸出電路

C₁ ‧‧‧第一電容

C₂ ‧‧‧第二電容

C_o ‧‧‧輸出電容

D₁ ‧‧‧第一二極體

D₂ ‧‧‧第二二極體

L_o ‧‧‧輸出電感

R_o ‧‧‧輸出電阻

S₁ ‧‧‧開關元件

V_i ‧‧‧輸入電壓

V_o ‧‧‧輸出電壓

Claims (2)

1. 一種隔離式高升壓轉換器，包含：一耦合電感，用以接收一輸入電壓，具有一初級側繞組及一次級側繞組，該初級側繞組的打點端耦接該輸入電壓；一幫浦電路，具有一開關元件、一第一二極體、一第二二極體、一第一電容及一第二電容，該開關元件接受一波寬調整控制訊號控制導通或不導通該輸入電壓予該耦合電感之初級側繞組，該第一二極體之陽極和該第一電容之一端耦接該次級側繞組的非打點端，該第一電容之另一端耦接該第二二極體之陽極，該第二二極體之陰極和該第二電容之一端耦接該次級側繞組的打點端，該第二電容之另一端耦接該第一二極體之陰極；及一輸出電路，具有一輸出電感、一輸出電容及一輸出電阻，該輸出電感之一端耦接該第一二極體之陰極，該輸出電感之另一端分別連接於該輸出電容的一端及該輸出電阻的一端，該輸出電容的另一端及該輸出電阻的另一端耦接該第二二極體之陽極；藉此，該開關元件接受該波寬調整控制訊號驅動該耦合電感產生激磁並傳遞能量以經由該輸出電路產生該輸入電壓升壓後的輸出電壓。
2. 如請求項1所述的隔離式高升壓轉換器，其電壓轉換比率之公式為： 其中，V_o 為該輸出電壓，V_i 為該輸入電壓，D為該波寬調整控制訊號的責任週期，N_s /N_p 為該次級側繞組及該初級側繞組的匝數比。