TW201717532A - 單級交流至直流轉換器 - Google Patents

Abstract

一種交流至直流轉換器，包含一個總線電容、一個功率因數校正模組、一個諧振轉換模組及一個控制模組。該功率因數校正模組根據一個交流的輸入電壓、一個第一控制信號及一個第二控制信號，產生一個橫跨該總線電容且為直流的總線電壓，及一個在該總線電壓及零之間切換的中間電壓。該諧振轉換模組根據該中間電壓產生一個直流的輸出電壓。該控制模組根據該總線電壓產生該第一控制信號及該第二控制信號。該第一控制信號及該第二控制信號中的每一個在一個有效狀態及一個非有效狀態之間切換，且其工作比關聯於該總線電壓。

Description

單級交流至直流轉換器

本發明是有關於電源轉換技術，特別是指一種單級交流至直流轉換器。

交流至直流轉換器可以採用單級架構或多級架構來將一個交流的輸入電壓轉換成一個直流的輸出電壓。與多級交流至直流轉換器相比，單級交流至直流轉換器具有較高的轉換效率、較簡單的控制邏輯、較少的元件及較低的成本。對於單級交流至直流轉換器而言，如何同時達到輸入電壓具有較寬的範圍及輸出電壓具有較低的漣波是一個重要的課題。

因此，本發明之目的即在提供一種單級交流至直流轉換器，可以同時達到輸入電壓具有較寬的範圍及輸出電壓具有較低的漣波。

於是，本發明單級交流至直流轉換器包含一個總線電容、一個功率因數校正模組、一個諧振轉換模組及一個控制模組。該功率因數校正模組耦接到該總線電容， 適用於接收一個交流的輸入電壓，還接收一個第一控制信號及一個第二控制信號，且根據該輸入電壓、該第一控制信號及該第二控制信號，產生一個橫跨該總線電容且為直流的總線電壓，及一個在該總線電壓及零之間切換的中間電壓。該諧振轉換模組耦接到該功率因數校正模組以接收該中間電壓，且根據該中間電壓產生一個直流的輸出電壓。該控制模組耦接到該總線電容以接收該總線電壓，且根據該總線電壓產生給該功率因數校正模組的該第一控制信號及該第二控制信號。該第一控制信號及該第二控制信號中的每一個在一個有效狀態及一個非有效狀態之間切換，且其工作比關聯於該總線電壓。

本發明之功效在於：藉由該控制模組根據該總線電壓調整該第一控制信號及該第二控制信號中的每一個的工作比，該輸入電壓可以具有較寬的範圍；且藉由該總線電容充當電源轉換的中繼站，該輸出電壓可以具有較低的漣波。

1‧‧‧電壓源

2‧‧‧負載

3‧‧‧總線電容

4‧‧‧功率因數校正模組

41‧‧‧整流電路

42‧‧‧第一開關

421‧‧‧本質二極體

422‧‧‧寄生電容

43‧‧‧第二開關

431‧‧‧本質二極體

432‧‧‧寄生電容

44‧‧‧升壓電感

45‧‧‧第三開關

5‧‧‧諧振轉換模組

51‧‧‧變壓器

511‧‧‧一次繞組

512‧‧‧二次繞組

531‧‧‧第四開關

532‧‧‧輸出電容

54‧‧‧諧振電感

6‧‧‧控制模組

iD2‧‧‧流過第四開關的電流

iLb‧‧‧流過升壓電感的電流

iLm‧‧‧流過激磁電感的電流

iLr‧‧‧流過漏電感的電流

t‧‧‧時間

t0-t6‧‧‧時點

Td‧‧‧死區時段的長度

Ta1‧‧‧第一控制信號的有效時 段的長度

Ta2‧‧‧第二控制信號的有效時 段的長度

Ts‧‧‧切換週期的長度

Vbus‧‧‧總線電壓

513‧‧‧激磁電感

514‧‧‧漏電感

52‧‧‧諧振電容

53‧‧‧整流濾波電路

Vgs1‧‧‧第一控制信號

Vgs2‧‧‧第二控制信號

Vin‧‧‧輸入電壓

Vout‧‧‧輸出電壓

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一個電路方塊圖，說明本發明單級交流至直流轉換器的實施例；圖2是一個時序圖，說明實施例的一個第一控制信號及一個第二控制信號； 圖3是一個時序圖，說明實施例的操作；圖4至圖9是等效電路圖，分別說明實施例操作在第一模式至第六模式時的情況；及圖10是一個電路方塊圖，說明實施例的一個變形。

參閱圖1，本發明單級交流至直流轉換器的實施例適用於從一個電壓源1接收一個交流的輸入電壓Vin，將輸入電壓Vin轉換成一個直流的輸出電壓Vout，且適用於將輸出電壓Vout輸出到一個負載2。本實施例的單級交流至直流轉換器包括一個總線電容3、一個功率因數校正模組4、一個諧振轉換模組5及一個控制模組6。

總線電容3具有一個第一端及一個第二端。

功率因數校正模組4耦接到總線電容3，適用於耦接到電壓源1以接收輸入電壓Vin，還接收一個第一控制信號Vgs1及一個第二控制信號Vgs2，且根據輸入電壓Vin、第一控制信號Vgs1及第二控制信號Vgs2，產生一個橫跨總線電容3且為直流的總線電壓Vbus，及一個在總線電壓Vbus及零之間切換的中間電壓。

在本實施例中，總線電壓Vbus大於輸入電壓Vin的振幅，且功率因數校正模組4包括一個整流電路41、一個第一開關42、一個第二開關43、一個升壓電感44及一個第三開關45。整流電路41具有適用於耦接到電壓源1以接收輸入電壓Vin的一個第一輸入端及一個第 二輸入端。整流電路41還具有一個第一輸出端，及一個耦接到總線電容3的第二端的第二輸出端。第一開關42具有一個耦接到總線電容3的第一端的第一端，一個第二端，及一個接收第一控制信號Vgs1的控制端。第二開關43具有一個耦接到第一開關42的第二端的第一端，一個耦接到整流電路41的第二輸出端的第二端，及一個接收第二控制信號Vgs2的控制端。第二開關43的跨壓充當中間電壓。升壓電感44與第三開關45在整流電路41的第一輸出端及第一開關42的第二端之間串聯。

在本實施例中，整流電路41是一個包括四個開關(例如四個二極體)的全橋整流電路。第一開關42是一個N型金氧半場效電晶體，且此N型金氧半場效電晶體具有一個充當第一開關42的第一端的汲極、一個充當第一開關42的第二端的源極，及一個充當第一開關42的控制端的閘極。第二開關43是一個N型金氧半場效電晶體，且此N型金氧半場效電晶體具有一個充當第二開關43的第一端的汲極、一個充當第二開關43的第二端的源極，及一個充當第二開關43的控制端的閘極。升壓電感44具有一個耦接到整流電路41的第一輸出端的第一端，及一個第二端。第三開關45是一個二極體，且此二極體具有一個耦接到升壓電感44的第二端的陽極，及一個耦接到第一開關42的第二端的陰極。

諧振轉換模組5耦接到功率因數校正模組4以接收中間電壓，適用於耦接到負載2，且根據中間電壓產 生給負載2的輸出電壓Vout。

在本實施例中，輸出電壓Vout小於總線電壓Vbus，且諧振轉換模組5包括一個變壓器51、一個諧振電容52及一個整流濾波電路53。變壓器51包括一個一次繞組511及一個二次繞組512，且一次繞組511的匝數大於二次繞組512的匝數。諧振電容52與一次繞組511在第二開關43的兩端之間串聯，以接收中間電壓。整流濾波電路53耦接到二次繞組512，且適用於耦接到負載2以提供輸出電壓Vout。

在本實施例中，一次繞組511及二次繞組512中的每一個具有一個第一端及一個第二端，一次繞組511的第一端及二次繞組512的第一端具有相同的電壓極性，且一次繞組511的第二端耦接到第二開關43的第二端。諧振電容52耦接在第二開關43的第一端及一次繞組511的第一端之間。整流濾波電路53包括一個用於整流的第四開關531及一個用於濾波的輸出電容532。輸出電容532並聯於負載2，且第四開關531及並聯的輸出電容532與負載2在二次繞組512的兩端之間串聯。輸出電容532具有一個第一端，及一個耦接到二次繞組512的第一端的第二端，且其跨壓充當輸出電壓Vout。第四開關531是一個二極體，且此二極體具有一個耦接到二次繞組512的第二端的陽極，及一個耦接到輸出電容532的第一端的陰極。

參閱圖1與圖2，控制模組6耦接到總線電容 3及輸出電容532以分別接收總線電壓Vbus及輸出電壓Vout，還耦接到第一開關42的控制端及第二開關43的控制端，且根據總線電壓Vbus及輸出電壓Vout產生分別給第一開關42及第二開關43的第一控制信號Vgs1及第二控制信號Vgs2。第一控制信號Vgs1及第二控制信號Vgs2中的每一個在一個有效狀態(例如邏輯高準位，且對應到第一開關42及第二開關43中的相對應者導通)及一個非有效狀態(例如邏輯低準位，且對應到第一開關42及第二開關43中的相對應者不導通)之間切換，且其工作比及其切換週期分別關聯於總線電壓Vbus及輸出電壓Vout。

在本實施例中，第一控制信號Vgs1及第二控制信號Vgs2具有相同的切換週期(其長度為Ts)，且交替地在有效狀態。當第一控制信號Vgs1及第二控制信號Vgs2中的一個在有效狀態時，第一控制信號Vgs1及第二控制信號Vgs2中的另一個在非有效狀態。在從第一控制信號Vgs1及第二控制信號Vgs2中的一個切換到非有效狀態的每一個時點起算的一個預設的死區時段(其長度為Td)之後，第一控制信號Vgs1及第二控制信號Vgs2中的另一個才切換到有效狀態。

在本實施例中，控制模組6在總線電壓Vbus大於一個預設的第一目標電壓時，增加第一控制信號Vgs1的工作比，且減少第二控制信號Vgs2的工作比，而在總線電壓Vbus小於第一目標電壓時，減少第一控制 信號Vgs1的工作比，且增加第二控制信號Vgs2的工作比，以將總線電壓Vbus穩定在第一目標電壓。控制模組6還在輸出電壓Vout大於一個預設的第二目標電壓時，減少第一控制信號Vgs1及第二控制信號Vgs2中的每一個的切換週期，而在輸出電壓Vout小於第二目標電壓時，增加第一控制信號Vgs1及第二控制信號Vgs2中的每一個的切換週期，以將輸出電壓Vout穩定在第二目標電壓。因此，對於第一控制信號Vgs1而言，其有效時段(其長度為Ta1)由其切換週期及其工作比決定，且對於第二控制信號Vgs2而言，其有效時段(其長度為Ta2)由其切換週期及其工作比決定。

在本實施例中，在控制模組6的控制下，功率因數校正模組4操作在不連續導通模式，以允許電壓源1所提供的電流的相位追隨其所提供的輸入電壓Vin的相位，藉此得到高的功率因數。

參閱圖3至圖9，本實施例的單級交流至直流轉換器循環地操作在第一模式至第六模式。在圖4至圖9中，第一開關42及第二開關43中的每一個的一個本質二極體421、431及一個寄生電容422、432被畫出，用於模擬變壓器51的非理想特性的一個假想的激磁電感513及一個假想的漏電感514被畫出，控制器6(見圖1)沒被畫出，且導通的元件以實線畫出，而不導通的元件以虛線畫出。圖3畫出第一控制信號Vgs1、第二控制信號Vgs2、流經升壓電感44的電流iLb、流經激磁電感513 的電流iLm、流經漏電感514的電流iLr及流經第四開關531的電流iD2中的每一個對時間t的關係。需注意的是，在圖3中，電流iLb、iLm、iLr、iD2中的每一個的波形同時傳達了關於此電流的大小及方向的資訊(即此電流的正值及負值指示此電流的相反方向)，而在圖4至圖9中，電流iLb、iLm、iLr、iD2中的每一個的方向由一個相對應的箭頭表示。此外，諧振電容52及漏電感514可以在一個由諧振電容52的電容值及漏電感514的電感值決定的諧振頻率諧振。

參閱圖3與圖4，本實施例的單級交流至直流轉換器在時點t0到時點t1期間操作在第一模式。在第一模式中，第一開關42不導通，且第二開關43以零電壓切換方式切換為導通。第三開關45切換為導通，升壓電感44被充電，且流經升壓電感44的電流iLb的大小從零線性上升。流經激磁電感513的電流iLm的大小逐漸下降到零，然後其方向反轉且其大小從零逐漸上升。流經漏電感514的電流iLr的大小逐漸下降到零，然後其方向反轉且其大小從零逐漸上升到最大值後下降。流經激磁電感513的電流iLm的大小不等於流經漏電感514的電流iLr的大小。第四開關531切換為導通，且能量經由變壓器51及第四開關531傳遞到輸出電容532及負載2。第一開關42的跨壓等於總線電壓Vbus。第二開關43的跨壓等於零。圖4只畫出流經激磁電感513的電流iLm的方向及漏電感514的電流iLr的方向反轉後的情況。

參閱圖3與圖5，本實施例的單級交流至直流轉換器在時點t1到時點t2期間操作在第二模式。在第二模式中，第一開關42維持在不導通，且第二開關43維持在導通。第三開關45維持在導通，升壓電感44被充電，且流經升壓電感44的電流iLb的大小線性上升。流經激磁電感513的電流iLm的大小逐漸上升。流經漏電感514的電流iLr的大小逐漸上升。流經激磁電感513的電流iLm的大小等於流經漏電感514的電流iLr的大小。第四開關531以零電流切換方式切換為不導通，且儲存在輸出電容532中的能量被釋放到負載2。第一開關42的跨壓等於總線電壓Vbus。第二開關43的跨壓等於零。

參閱圖3與圖6，本實施例的單級交流至直流轉換器在時點t2到時點t3期間操作在第三模式。在第三模式中，第一開關11維持在不導通，且第二開關12切換為不導通。第三開關45維持在導通，儲存在升壓電感44中的能量被釋放，且流經升壓電感44的電流iLb的大小線性下降。流經激磁電感513的電流iLm的大小逐漸下降。流經漏電感514的電流iLr的大小逐漸下降。流經激磁電感513的電流iLm的大小等於流經漏電感514的電流iLr的大小。第四開關531維持在不導通，且儲存在輸出電容532中的能量被釋放到負載2。儲存在第一開關42的寄生電容422中的能量被釋放，使得第一開關42的跨壓從總線電壓Vbus下降到零，然後第一開關42的本質二極體421切換為導通，使得第一開關42的跨壓維 持在零。第二開關43的寄生電容432被充電，使得第二開關43的跨壓從零上升到總線電壓Vbus。總線電容3被充電。圖6只畫出第二開關43的寄生電容432充電完成後的情況。

參閱圖3與圖7，本實施例的單級交流至直流轉換器在時點t3到時點t4期間操作在第四模式。在第四模式中，第一開關11以零電壓切換方式切換為導通，且第二開關12維持在不導通。第三開關45維持在導通，儲存在升壓電感44中的能量被釋放，且流經升壓電感44的電流iLb的大小線性下降到零。流經激磁電感513的電流iLm的大小逐漸下降到零，然後其方向反轉且其大小從零逐漸上升。流經漏電感514的電流iLr的大小逐漸下降到零，然後其方向反轉且其大小從零逐漸上升。流經激磁電感513的電流iLm的大小等於流經漏電感514的電流iLr的大小。第四開關531維持在不導通，且儲存在輸出電容532中的能量被釋放到負載2。第一開關42的跨壓等於零。第二開關43的跨壓等於總線電壓Vbus。總線電容3被充電，然後儲存在其中的能量被釋放。圖7只畫出流經激磁電感513的電流iLm的方向及流經漏電感514的電流iLr的方向反轉前的情況。

參閱圖3與圖8，本實施例的單級交流至直流轉換器在時點t4到時點t5期間操作在第五模式。在第五模式中，第一開關42維持在導通，且第二開關43維持在不導通。第三開關45以零電流切換方式切換為不導通， 且流經升壓電感44的電流iLb的大小等於零。流經激磁電感513的電流iLm的大小逐漸上升。流經漏電感514的電流iLr的大小逐漸上升。流經激磁電感513的電流iLm的大小等於流經漏電感514的電流iLr的大小。第四開關531維持在不導通，且儲存在輸出電容532中的能量被釋放到負載2。第一開關42的跨壓等於零。第二開關43的跨壓等於總線電壓Vbus。儲存在總線電容3中的能量被釋放。

參閱圖3與圖9，本實施例的單級交流至直流轉換器在時點t5到時點t6期間操作在第六模式。在第六模式中，第一開關42切換為不導通，且第二開關43維持在不導通。第三開關45維持在不導通，且流經升壓電感44的電流iLb的大小等於零。流經激磁電感513的電流iLm的大小逐漸下降。流經漏電感514的電流iLr的大小逐漸下降。流經激磁電感513的電流iLm的大小等於流經漏電感514的電流iLr的大小。第四開關531維持在不導通，且儲存在輸出電容532中的能量被釋放到負載2。第一開關42的寄生電容422被充電，使得第一開關42的跨壓從零上升到總線電壓Vbus。儲存在第二開關43的寄生電容432中的能量被釋放，使得第二開關43的跨壓從總線電壓Vbus下降到零，然後第二開關43的本質二極體431切換為導通，使得第二開關43的跨壓維持在零。圖9只畫出第一開關42的寄生電容422充電完成後的情況。

參閱圖1，綜上所述，本實施例的單級交流至直流轉換器具有以下優點：

1.藉由控制器6根據總線電壓Vbus調整第一控制信號Vgs1及第二控制信號Vgs2中的每一個的工作比，可以避免總線電壓Vbus隨著負載2的狀況改變而改變。如此一來，輸入電壓Vin可以具有較寬的範圍。

2.藉由總線電容3充當電源轉換的中繼站，輸出電壓Vout可以具有較低的漣波。

3.藉由控制器6根據輸出電壓Vout調整第一控制信號Vgs1及第二控制信號Vgs2的每一個的切換週期，輸出電壓Vout可以是恒定的。

值得注意的是，在其它實施例中，可以對本實施例做出以下修改：

1.第三開關45可以是一個N型金氧半場效電晶體。此時，控制器6還耦接到第三開關45，且控制第三開關45在導通與不導通之間的切換。

2.第四開關531可以是一個N型金氧半場效電晶體。此時，控制器6還耦接到第四開關531，且控制第四開關531在導通與不導通之間的切換。

3.參閱圖10，諧振轉換模組52可以還包括一個耦接在諧振電容52及一次繞組511之間的諧振電感54。此時，諧振電容52、諧振電感54及漏電感514(見圖9)在由諧振電容52的電容值、諧振電感54的電感值及漏電感514(見圖9)的電感值決定的諧振頻率諧振。

惟以上所述者，僅為本發明之實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

1‧‧‧電壓源

2‧‧‧負載

3‧‧‧總線電容

4‧‧‧功率因數校正模組

41‧‧‧整流電路

42‧‧‧第一開關

43‧‧‧第二開關

44‧‧‧升壓電感

45‧‧‧第三開關

5‧‧‧諧振轉換模組

51‧‧‧變壓器

511‧‧‧一次繞組

512‧‧‧二次繞組

52‧‧‧諧振電容

53‧‧‧整流濾波電路

531‧‧‧第四開關

532‧‧‧輸出電容

6‧‧‧控制模組

Vbus‧‧‧總線電壓

Vgs1‧‧‧第一控制信號

Vgs2‧‧‧第二控制信號

Vin‧‧‧輸入電壓

Vout‧‧‧輸出電壓

Claims (15)

1. 一種單級交流至直流轉換器，包含：一個總線電容；一個功率因數校正模組，耦接到該總線電容，適用於接收一個交流的輸入電壓，還接收一個第一控制信號及一個第二控制信號，且根據該輸入電壓、該第一控制信號及該第二控制信號，產生一個橫跨該總線電容且為直流的總線電壓，及一個在該總線電壓及零之間切換的中間電壓；一個諧振轉換模組，耦接到該功率因數校正模組以接收該中間電壓，且根據該中間電壓產生一個直流的輸出電壓；及一個控制模組，耦接到該總線電容以接收該總線電壓，且根據該總線電壓產生該第一控制信號及該第二控制信號，該第一控制信號及該第二控制信號中的每一個在一個有效狀態及一個非有效狀態之間切換，且其工作比關聯於該總線電壓。
2. 如請求項第1項所述的單級交流至直流轉換器，其中，該控制模組在該總線電壓大於一個預設的目標電壓時，增加該第一控制信號的工作比，且減少該第二控制信號的工作比，而在該總線電壓小於該目標電壓時，減少該第一控制信號的工作比，且增加該第二控制信號的工作比。
3. 如請求項第1項所述的單級交流至直流轉換器， 其中，該控制模組還電連接到該諧振轉換模組以接收該輸出電壓，且還根據該輸出電壓產生該第一控制信號及該第二控制信號，該第一控制信號及該第二控制信號中的每一個的切換週期關聯於該輸出電壓。
4. 如請求項第3項所述的單級交流至直流轉換器，其中，該控制模組在該輸出電壓大於一個預設的目標電壓時，減少該第一控制信號及該第二控制信號中的每一個的切換週期，而在該輸出電壓小於該目標電壓時，增加該第一控制信號及該第二控制信號中的每一個的切換週期。
5. 如請求項第1項所述的單級交流至直流轉換器，其中，該第一控制信號及該第二控制信號具有相同的切換週期，且交替地在該有效狀態，當該第一控制信號及該第二控制信號中的一個在該有效狀態時，該第一控制信號及該第二控制信號中的另一個在該非有效狀態。
6. 如請求項第5項所述的單級交流至直流轉換器，其中，在從該第一控制信號及該第二控制信號中的一個切換到該非有效狀態的每一個時點起算的一個預設的死區時段之後，該第一控制信號及該第二控制信號中的另一個才切換到該有效狀態。
7. 如請求項第1項所述的單級交流至直流轉換器，其中，該功率因數校正模組操作在不連續導通模式。
8. 如請求項第1項所述的單級交流至直流轉換器，其中，該總線電容具有一個第一端及一個第二端，該總 線電壓大於該輸入電壓的振幅，且該功率因數校正模組包括：一個整流電路，具有一個第一輸入端、一個第二輸入端、一個第一輸出端，及一個耦接到該總線電容的該第二端的第二輸出端，且從其第一輸入端及其第二輸入端接收該輸入電壓；一個第一開關，具有一個耦接到該總線電容的該第一端的第一端，一個耦接到該諧振轉換模組的第二端，及一個耦接到該控制模組以接收該第一控制信號的控制端；一個第二開關，具有一個耦接到該第一開關的該第二端的第一端，一個耦接到該整流電路的該第二輸出端的第二端，及一個耦接到該控制模組以接收該第二控制信號的控制端，該第二開關的跨壓充當該中間電壓；及一個升壓電感與一個第三開關，在該整流電路的該第一輸出端及該第一開關的該第二端之間串聯。
9. 如請求項第8項所述的單級交流至直流轉換器，其中，該第一開關及該第二開關中的每一個是一個N型金氧半場效電晶體，且該第三開關是一個二極體。
10. 如請求項第8項所述的單級交流至直流轉換器，其中，該升壓電感耦接到該整流電路的該第一輸出端，且該第三開關耦接到該第一開關的該第二端。
11. 如請求項第8項所述的單級交流至直流轉換器，其中，該整流電路是一個全橋整流電路。
12. 如請求項第1項所述的單級交流至直流轉換器，其中，該諧振轉換模組包括：一個變壓器，包括一個一次繞組及一個二次繞組；一個諧振電容，與該一次繞組串聯，串聯的該諧振電容及該一次繞組耦接到該功率因數校正模組以接收該中間電壓；及一個整流濾波電路，耦接到該二次繞組，且提供該輸出電壓。
13. 如請求項第12項所述的單級交流至直流轉換器，其中，該諧振轉換模組還包括一個耦接在該諧振電容及該一次繞組之間的諧振電感。
14. 如請求項第12項所述的單級交流至直流轉換器，其中，該整流濾波電路包括在該二次繞組的兩端之間串聯的一個開關及一個輸出電容，該輸出電容的跨壓充當該輸出電壓。
15. 如請求項第14項所述的單級交流至直流轉換器，其中，該開關是一個二極體。