CN101218735A - 降压型开关调节器及其控制电路、使用了它的电子设备 - Google Patents

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Abstract

提供一种用于减少轻负载时的输出电压的波动的、使用了磁滞比较器的同步整流方式的降压型开关调节器。在使同步整流方式的降压型开关调节器(200)的开关元件开和关的控制电路(100)中，磁滞比较器(10)将与降压型开关调节器(200)的输出电压(Vout)相应的检测电压(Vout’)，与第1阈值电压(Vth1)和第2阈值电压(Vth2)(Vth2＜Vth1)进行比较。轻负载检测电路(50)检测负载是否为轻负载状态。驱动电路(30)基于从磁滞比较器(10)输出的脉冲信号(SIG1)，使开关元件开或关。磁滞比较器(10)以轻负载检测电路(50)检测到轻负载状态为触发，使第2阈值电压(Vth2)向高电位侧移位预定电压幅度。

Description

降压型开关调节器及其控制电路、使用了它的电子设备
技术领域
本发明涉及降压型开关调节器，特别涉及同步整流方式的开关调节器的控制技术。
背景技术
在近年的便携式电话、PDA(Personal Digital Assistant：个人数字助理)、笔记本式个人计算机等各种电子设备中，安装有进行数字信号处理的微处理器。驱动这样的微处理器所需要的电源电压随着半导体制造工艺的微细化而下降，有的以1.5V以下的低电压进行工作。
另一方面，这样的电子设备中作为电源，安装有锂离子电池等。从锂离子电池输出的电压在3V～4V左右，若将该电压直接提供给微处理器，则会产生多余的功耗，所以一般使用降压型的开关调节器、串联调节器(seriesregulator)等对电池电压进行降压，在稳压后再提供给微处理器。
降压型的开关调节器有使用整流用的二极管的方式(以下称作二极管整流方式)、和取代二极管而使用整流用晶体管的方式(以下称作同步整流方式)。前者具有在流过负载的负载电流较小时能获得高效率的优点，但在控制电路的外部除电感、电容之外还需要二极管，所以电路面积变大。后者在提供给负载的电流较小时效率比前者差，但由于取代二极管而使用晶体管，所以可以集成在LSI的内部，能使包括外围部件在内的电路面积小型化。便携式电话等电子设备在被要求小型化时，多数情况下采用使用了整流用晶体管的开关调节器(以下称作同步整流方式开关调节器)。
这里，着眼于上述电子设备所使用的微处理器，在进行运算处理的动作时，流过一定程度的电流，而在待机时，仅流过微小的电流。图6的(a)和(b)分别是表示同步整流方式的降压型开关调节器的重负载和轻负载时的电流的时间波形的图。在该图中，IL表示流过输出电感的电流(以下也称作电感电流IL)，Iout表示负载电流，电感电流IL的时间平均值为负载电流Iout。如图6的(a)所示，在重负载时，由于负载电流Iout较大，所以电感电流IL始终为正值。这里，电感电流IL向负载流动的方向为正。但是，如图6的(b)所示，在轻负载时，若负载电流Iout减少，则电感电流IL如斜线部分那样成为负的，电感电流IL的方向发生反转。结果，在同步整流方式中，变成在轻负载时电流从输出电感经由同步整流用晶体管流向接地。该电流不被提供给负载，是从输出电容提供的，所以导致多余地消耗功率。
例如，在专利文献1至3中，公开了根据负载电流切换同步整流方式和二极管整流方式的开关调节器。在专利文献2、3所记载的技术中，监视电感电流IL，通过在其方向从正反转为负时使同步整流用晶体管截止、停止开关动作，来谋求高效率化。
专利文献1：特开2004-32875号公报
专利文献2：特开2002-252971号公报
专利文献3：特开2003-319643号公报
发明内容
〔本发明所要解决的课题〕
本发明人用磁滞比较器将与开关调节器的输出电压相应的检测电压跟第1阈值电压及第2阈值电压这高低两个电压进行比较，基于该比较结果，考察驱动开关晶体管和同步整流用晶体管的开关调节器，结果认识到以下课题。
在使用了磁滞比较器的开关调节器中，为减小输出电压的变动幅度，希望将第1阈值电压与第2阈值电压的差、即磁滞宽度尽量设定得较窄。但是，若将磁滞宽度设定得过窄，则噪声等可能会对开关控制产生影响。另外，因工艺偏差等磁滞宽度会有变动，所以若将磁滞宽度设定得过窄，则由于工艺偏差，开关控制会受到影响。从这样的情况来看，磁滞宽度需要设定在预定大小以上。
若如上述专利文献所记载的那样在轻负载状态下停止开关动作，则随着输出电压的下降，检测电压也渐渐下降。因此，若检测电压降低到磁滞比较器的第2阈值电压，则需要再次开始开关动作使输出电压上升。另外，若在轻负载状态下停止开关动作，则在再次开始开关动作时，会发生某程度的延迟。结果，即使想要以检测电压降低到第2阈值电压为触发来再次开始开关动作，检测电压也会在该延迟时间期间内继续下降，因而输出电压的波动(ripple)变大。
本发明是鉴于这样的课题而完成的，其总体目的在于，在使用了磁滞比较器的同步整流方式的降压型开关调节器中，减少轻负载时的输出电压的波动。
〔用于解决课题的手段〕
本发明一个方案的控制电路涉及使同步整流方式的降压型开关调节器的开关元件开和关的控制电路。该控制电路包括：磁滞比较器，将与降压型开关调节器的输出电压相应的检测电压，与第1阈值电压和比第1阈值电压低的第2阈值电压进行比较；轻负载检测电路，检测与降压型开关调节器相连接的负载是否为轻负载状态；驱动电路，基于从磁滞比较器输出的脉冲信号，使开关元件开或关。磁滞比较器以轻负载检测电路检测到轻负载状态为触发，使第2阈值电压向高电位侧移位预定电压幅度。驱动电路在由轻负载检测电路检测到轻负载状态时，在从检测电压上升至第1阈值电压起至下降到移位后的第2阈值电压为止的期间内，停止开关元件的开和关。
根据该方案，在轻负载状态下停止了开关元件的开关动作时，考虑到再次开始开关动作所需要的时间地使第2阈值电压上升，从而能够防止开关调节器的输出电压过分下降，能够抑制波动。
磁滞比较器可以在从检测到轻负载状态起经过预定的延迟时间后，使第2阈值电压向高电位侧移位。
此时，在检测到轻负载状态，驱动电路停止了开关动作后负载又立刻变重的情况下，能够基于移位前的第2阈值电压驱动开关元件。
磁滞比较器可以在使第2阈值电压向高电位侧移位后，以检测电压下降到移位后的第2阈值电压为触发，使第2阈值电压再向低电位侧移位预定电压幅度。
磁滞比较器可以具有串联连接在其输出端子和被输入检测电压的端子之间的反馈电阻和反馈电容。
磁滞比较器可以包括：对检测电压与第1阈值电压进行比较的第1比较器；对检测电压与第2阈值电压进行比较的第2比较器；由第1比较器和第2比较器的输出信号置位、复位的触发器电路；并且，将触发器电路的输出信号作为脉冲信号输出。
另外，控制电路可以还包括生成第1、第2阈值电压的阈值电压生成电路。该阈值电压生成电路可以包括串联连接在被施加预定的基准电压的基准电压端子和接地之间的多个分压电阻，选择多个分压电阻的连接点所呈现的电压的任意者作为第1、第2阈值电压输出。
通过使磁滞比较器为上述结构，能够根据需要合适地控制磁滞比较器的阈值电压。
轻负载检测电路可以包括将作为开关元件的开关晶体管和同步整流用晶体管的连接点所呈现的开关电压与接地电位进行比较的轻负载检测比较器，在同步整流用晶体管导通的期间，当开关电压高于接地电位时判定为轻负载状态。
在轻负载状态下，当输出电感流过的电流的方向发生反转时，同步整流用晶体管中电流流向接地，所以开关电压成为正电压。因此，通过监视开关电压，能够很好地检测到轻负载状态。
控制电路可以被一体集成在一个半导体衬底上。所谓“一体集成”，包括将电路的所有构成要素形成在半导体衬底上的情况，和对电路的主要构成要素进行一体集成的情况，也可以为调节电路常数而将一部分电阻、电容等设置在半导体衬底的外部。
本发明的另一方案是降压型开关调节器。该降压型开关调节器包括：开关调节器输出电路，包括一端接地的输出电容，和一端与输出电容的另一端相连接的输出电感；上述的控制电路，向开关调节器输出电路提供开关电压；其中，输出输出电容的另一端的电压。
根据该方案，能够防止降压型开关调节器的输出电压在轻负载状态下过分下降，能够减少波动。
本发明的再一个方案是电子设备。该电子设备包括：电池；微处理器；上述的降压型开关调节器，将从电池输出的电池电压降压后提供给微处理器。
根据该方案，能够减少降压型开关调节器的输出电压的波动，所以能够使微处理器稳定地工作。
另外，将以上结构要件的任意组合、本发明的结构要件以及表达方式在方法、装置、系统等之间相互转换的方案，作为本发明的实施方式也是有效的。
〔发明效果〕
通过本发明的使用了磁滞比较器的降压型开关调节器及其控制电路，能够减少轻负载时的输出电压的波动。
附图说明
图1是表示实施方式的降压型开关调节器的结构的电路图。
图2是表示安装了图1的降压型开关调节器的电子设备的结构的框图。
图3是表示磁滞比较器和阈值电压生成电路的结构的电路图。
图4的(a)和(b)是表示重负载时图1的降压型开关调节器的动作状态的时序图。
图5的(a)～(d)是表示轻负载时图1的降压型开关调节器的动作状态的时序图。
图6的(a)和(b)分别是表示同步整流方式的降压型开关调节器在重负载和轻负载时的电流的时间波形的图。
〔标号说明〕
10磁滞比较器，12第1比较器，14第2比较器，20阈值电压生成电路，30驱动电路，50轻负载检测电路，52轻负载检测比较器，100控制电路，120开关调节器输出电路，200降压型开关调节器，204输出端子，300电子设备，310电池，350微处理器，M1开关晶体管，M2同步整流用晶体管，C1输出电容，L1输出电感，Cfb反馈电容，Rfb反馈电阻，SIG1脉冲信号。
具体实施方式
以下，基于优选的实施方式，参照附图说明本发明。对于各附图中所示的相同或等同的结构要件、部件、处理标注相同的标号，并适当省略重复的说明。另外，实施方式只是例示，并非限定本发明，实施方式中记述的所有特征及其组合，不一定就是本发明的本质特征。
图1是表示实施方式的降压型开关调节器200的结构的电路图。图2是表示安装了图1的降压型开关调节器200的电子设备300的结构的框图。电子设备300例如是便携式电话终端、CD播放器、PDA等电池驱动型的小型信息终端。在以下的实施方式中，以便携式电话终端作为电子设备300来进行说明。
电子设备300包括电池310、电源装置320、模拟电路330、数字电路340、微处理器350、LED360。电池310例如是锂离子电池，输出3～4V程度的电池电压Vbat。模拟电路330包括功率放大器、天线开关、LNA(Low NoiseAmplifier：低噪声放大器)、混频器(mixer)以及PLL(Phase Locked Loop：锁相环)等高频电路，包含在电源电压Vcc＝3.4V程度下稳定工作的电路块。另外，数字电路340包括各种DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)等，包含在电源电压Vdd＝3.4V程度下进行稳定工作的电路块。微处理器350是统括地控制电子设备300整体的功能块，以电源电压1.5V进行工作。LED360包括RGB三色的LED(Light Emitting Diode：发光二极管)，被用于液晶的背光灯、或者照明，需要4V以上的驱动电压对其进行驱动。
电源装置320是多通道的开关电源，按每个通道的需要具有对电池电压Vbat进行降压或者升压的多个开关调节器，向模拟电路330、数字电路340、微处理器350、LED360提供合适的电源电压。
本实施方式中图1的降压型开关调节器200，能够很好地适用于向例如以1.5V进行动作的微处理器350那样的、消耗电流随着动作状态而发生变化的负载提供稳定的驱动电压的用途。以下，回到图1，详细说明本实施方式的降压型开关调节器200的结构。
降压型开关调节器200是同步整流方式的降压型开关调节器，包括控制电路100、开关调节器输出电路120。控制电路100是被集成在一个半导体衬底上的LSI芯片，作为开关元件发挥作用的开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2被内置在该控制电路100中。开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2也可以使用分立元件，设置在控制电路100的外部。
开关调节器输出电路120包括输出电感L1、输出电容C1。输出电容C1的一端接地，另一端与输出电感L1的一端相连接。输出电感L1的另一端与控制电路100相连接。降压型开关调节器200将输出电容C1所呈现的电压作为输出电压Vout输出到未图示的负载。在本实施形式中，负载相当于图2的微处理器350。
该降压型开关调节器200中，由控制电路100控制流过输出电感L1的电流进行能量转换，对输入电压Vin进行降压。降压后的电压通过输出电容C1被平滑化，作为输出电压Vout被提供给与输出端子204相连接的负载。以下，将流过负载的电流称作负载电流Iout，将流过输出电感L1的电流称作电感电流IL。另外，将电感电流IL向负载流动的方向定义为正方向。
作为控制电路100的输入、输出端子，具有输入端子102、开关端子104、电压反馈端子106。输入端子102与电池310相连接，电池电压Vbat作为输入电压Vin被输入。另外，开关端子104与输出电感L1相连接，输出在控制电路100的内部生成的开关电压Vsw。另外，电压反馈端子106是反馈被施加到未图示的负载上的输出电压Vout的端子。
控制电路100包括磁滞比较器10、阈值电压生成电路20、驱动电路30、输出级40、轻负载检测电路50、第1电阻R1、第2电阻R2。
输出级40包括作为开关元件的开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2。开关晶体管M1是P沟道MOS晶体管，源极与输入端子102相连接，漏极与开关端子104相连接。开关晶体管M1的背栅极与输入端子102相连接。
同步整流用晶体管M2是N沟道MOS晶体管，源极被接地，漏极与开关晶体管M1的漏极和开关端子104相连接。另外，同步整流用晶体管M2的背栅极接地。
开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2被串联连接在要被施加输入电压Vin的输入端子102与接地之间，将两个晶体管的连接点的电压作为开关电压Vsw施加到被连接在本控制电路100的外部的输出电感L1的一端。
第1电阻R1、第2电阻R2对被反馈到电压反馈端子106的输出电压Vout进行分压，输出与输出电压Vout成比例的检测电压Vout’＝R2/(R1+R2)×Vout。磁滞比较器10将与降压型开关调节器200的输出电压Vout相应的检测电压Vout’与高低两个阈值电压进行比较。以下，将两个阈值电压中较高者称为第1阈值电压Vth1，将较低者称为第2阈值电压Vth2。第1阈值电压Vth1、第2阈值电压Vth2由阈值电压生成电路20生成。
图3是表示磁滞比较器10和阈值电压生成电路20的结构的电路图。
阈值电压生成电路20包括多个分压电阻R20～R23、第1开关SW1、第2开关SW2。阈值电压生成电路20从其第1输出端子20a输出第1阈值电压Vth1，从第2输出端子20b输出第2阈值电压Vth2。
分压电阻R20～R23串联连接在被施加预定的基准电压Vref的基准电压端子22和接地之间。分压电阻R23和分压电阻R22的连接点所呈现的电压被作为第1阈值电压Vth1从第1输出端子20a输出。
另外，分压电阻R20和分压电阻R21的连接点经由第1开关SW1与第2输出端子20b相连接。分压电阻R21和分压电阻R22的连接点经由第2开关SW2与第2输出端子20b相连接。在本实施方式中，控制信号SIG2为低电平时第1开关SW1接通，其为高电平时第2开关SW2接通。因此，从第2输出端子20b输出的第2阈值电压Vth2可在电压值Vth2L和将其向高电位侧移位预定电压幅度ΔV后的电压值Vth2H这两个值间切换。
磁滞比较器10包括第1比较器12、第2比较器14、RS触发器16、反馈电容Cfb、反馈电阻Rfb。
第1比较器12对输入到输入端子10a的检测电压Vout’和第1阈值电压Vth1进行比较。第2比较器14对检测电压Vout’和第2阈值电压Vth2进行比较。RS触发器16的置位端子与第2比较器14的输出相连接，复位端子与第1比较器12的输出相连接。磁滞比较器10将RS触发器16的输出信号作为脉冲信号SIG1从输出端子10b输出。另外，在磁滞比较器10的输入端子10a与输出端子10b之间，串联连接有反馈电容Cfb、反馈电阻Rfb。
回到图1。驱动电路30基于从磁滞比较器10输出的脉冲信号SIG1使开关晶体管M1和同步整流用晶体管M2相辅地导通、截止。驱动电路30在脉冲信号SIG1为高电平时使开关晶体管M1导通，在脉冲信号SIG1为低电平时使同步整流用晶体管M2导通。
轻负载检测电路50检测与降压型开关调节器相连的负载是否为轻负载状态。轻负载检测电路50包括轻负载检测比较器52。轻负载检测比较器52将开关晶体管M1和同步整流用晶体管M2的连接点所呈现的开关电压Vsw与接地电位相比较。从轻负载检测比较器52输出的比较信号Vcmp在Vsw＞0V时为高电平，在Vsw＜0V时成为低电平。比较信号Vcmp被输出到逻辑电路60和驱动电路30。
在同步整流用晶体管M2导通的期间、即其栅极电压Vg2为高电平期间，若开关电压Vsw大于接地电位，输出高电平的比较信号Vcmp，则驱动电路30将同步整流用晶体管M2的栅极电压Vg2强制地固定为低电平。结果，在检测电压Vout’下降到第2阈值电压Vth2，从磁滞比较器10输出的脉冲信号SIG1变成高电平之前的期间内，开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2的开关动作被停止。即，驱动电路30在由轻负载检测电路50检测到轻负载状态时，在检测电压Vout’从第1阈值电压Vth1下降到第2阈值电压Vth2之前的期间内，使开关元件的开和关停止。
逻辑电路60被输入从磁滞比较器10输出的脉冲信号SIG1、从轻负载检测电路50输出的比较信号Vcmp。逻辑电路60基于所输入的两个信号生成控制信号SIG2。逻辑电路60在被输入高电平的比较信号Vcmp时，经过预定的延迟时间τ后，使控制信号SIG2成为高电平。另外，逻辑电路60在脉冲信号SIG1从高电平变为低电平后，使控制信号SIG2成为低电平。
下面参照图4的(a)和(b)、图5的(a)～(d)所示的时序图，说明如上那样构成的降压型开关调节器200的动作。这些时序图中为说明方便而将纵轴和横轴适当放大、缩小了来表示。
首先，参照图4的(a)和(b)说明重负载时的降压型开关调节器200的动作。图4的(a)和(b)是表示重负载时图1的降压型开关调节器200的动作状态的时序图。图4的(a)表示检测电压Vout’，图4的(b)表示脉冲信号SIG1。
在重负载时，轻负载检测电路50没有检测到轻负载状态，控制信号SIG2成为低电平。因此，由阈值电压生成电路20生成的第2阈值电压Vth2成为Vth2＝Vth2L。另外，驱动电路30基于从磁滞比较器10输出的脉冲信号SIG1，使开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2相辅地导通、截止。
在重负载时，若脉冲信号SIG1成为高电平，则开关晶体管M1导通，输出电压Vout上升。伴随于此，检测电压Vout’上升到第1阈值电压Vth1时，脉冲信号SIG1成为低电平。脉冲信号SIG1成为低电平后，驱动电路30使开关晶体管M1截止，使同步整流用晶体管M2导通。同步整流用晶体管M2导通后，输出电压Vout下降，检测电压Vout’也随之下降，下降到第2阈值电压Vth2(＝Vth2L)。
检测电压Vout’下降到第2阈值电压Vth2(＝Vth2L)后，脉冲信号SIG1再次成为高电平，开关晶体管M1导通，同步整流用晶体管M2截止。这样，在重负载时，检测电压Vout’被稳定在第1阈值电压Vth1和第2阈值电压Vth2(＝Vth2L)这两个值之间。
接下来，参照图5的(a)～(d)说明轻负载时的降压型开关调节器200的动作。图5的(a)～(d)是表示轻负载时图1的降压型开关调节器200的动作状态的时序图，图5的(a)表示检测电压Vout’和第1、第2阈值电压Vth1、Vth2，图5的(b)表示脉冲信号SIG1，图5的(c)表示比较信号Vcmp，图5的(d)表示控制信号SIG2。
在轻负载状态的某时刻T0，脉冲信号SIG1从低电平转变为高电平。如上所述磁滞比较器10中设置有由反馈电容Cfb、反馈电阻Rfb构成的反馈路径，所以脉冲信号SIG1的转变被反馈到输入端子侧。结果，在经过由反馈电容Cfb和反馈电阻Rfb的电容值、电阻值所决定的预定时间后，磁滞比较器10的反相输入端子侧的电压跨越磁滞比较器10的阈值电压，脉冲信号SIG1成为低电平。脉冲信号SIG1从高电平转变为低电平后，该转变经由反馈电容Cfb、反馈电阻Rfb被反馈到反相输入端子，脉冲信号SIG1再次成为高电平。这样，在轻负载状态下，从磁滞比较器10输出的脉冲信号SIG1通过反馈电容Cfb、反馈电阻Rfb交替反复地成为高电平和低电平。
驱动电路30基于脉冲信号SIG1使开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2相辅地导通、截止。结果，输出电压Vout逐渐上升，检测电压Vout’也逐渐上升。在时刻T1检测电压Vout’达到第1阈值电压Vth1。这里，若将比较器所具有的延迟时间记为ΔT1，则脉冲信号SIG1在从时刻T1经过延迟时间ΔT1后的时刻T2成为低电平。在检测电压Vout’超过第1阈值电压Vth1时，即使脉冲信号SIG1的转变通过反馈电容Cfb和反馈电阻Rfb反馈，也不会跨越阈值电压。结果，基于反馈电容Cfb、反馈电阻Rfb的脉冲信号SIG1的变动停止，在检测电压Vout’下降到第2阈值电压Vth2之前的期间内继续维持低电平。
在时刻T2脉冲信号SIG1成为低电平后，驱动电路30使同步整流用晶体管M2导通，使开关晶体管M1截止。同步整流用晶体管M2导通后，向正方向流过的电感电流IL逐渐减少。不久，在电感电流IL的方向从正反转为负的时刻T3，作为轻负载检测电路50的输出的比较信号Vcmp成为高电平。比较信号Vcmp成为高电平后，驱动电路30强制地使同步整流用晶体管M2截止，停止开关动作。开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2的开关动作停止后，对输出电容C1的电荷供给停止，所以检测电压Vout’缓缓下降。
逻辑电路60在从时刻T3比较信号Vcmp成为高电平起、即从检测到轻负载状态起经过预定的延迟时间τ后的时刻T4，使控制信号SIG2成为高电平。控制信号SIG2成为高电平后，阈值电压生成电路20将第2阈值电压Vth2从原来的阈值电压Vth2L切换为向高电位侧移位预定电压幅度ΔV的阈值电压Vth2H。检测电压Vout’继续缓缓下降，在时刻T5，降低到切换为高电位侧的第2阈值电压Vth2(＝Vth2H)。在从时刻T5成为Vout’＜Vth2H起经过磁滞比较器10的延迟时间ΔT1后的时刻T6，脉冲信号SIG1成为高电平。
这里，为了再次开始已停止开关动作的驱动电路30的开关动作，需要某程度的时间。若将该时间记为ΔT2，则在从时刻T6脉冲信号SIG1变为高电平起经过时间ΔT2后的时刻T7，开关动作被再次开始。即，从检测电压Vout’下降到第2阈值电压Vth2H起至开关动作再次开始，会发生ΔT＝ΔT1+ΔT2的延迟，这期间检测电压Vout’下降电压幅度δV量。
如果将第2阈值电压Vth2固定为一定值Vth2L，即设定为ΔV＝0V，则在轻负载时检测电压Vout’会下降到(Vth2L-δV)，所以输出电压Vout的波动变大。
因此，在本实施方式的降压型开关调节器200中，在阈值电压生成电路20内设定电压幅度ΔV使得ΔV≈δV成立。通过这样设定电压幅度ΔV，能够很好地防止在延迟时间ΔT期间检测电压Vout’下降到第2阈值电压Vth2L之下，能够抑制输出电压Vout的波动。
在时刻T6脉冲信号SIG1成为低电平后，逻辑电路60使控制信号SIG2成为低电平。控制信号SIG2成为低电平后，阈值电压生成电路20使第2阈值电压Vth2再向低电压侧移位预定电压幅度ΔV。
在时刻T7由驱动电路30使开关晶体管M1导通。开关晶体管M1导通后，检测电压Vout’上升。之后，在磁滞比较器10中，基于反馈电容Cfb、反馈电阻Rfb所确定的期间，脉冲信号SIG1反复成为高电平和低电平，由此检测电压Vout’上升。
如上所述通过本实施方式的降压型开关调节器200，在轻负载时，使磁滞比较器10的第2阈值电压Vth2上升预定电压幅度ΔV量，由此能够减少输出电压Vout(检测电压Vout’)的波动。
另外，通过在从检测到轻负载状态起经过延迟时间τ后使第2阈值电压Vth2移位，在成为轻负载状态后立刻恢复到重负载的情况下，能够立刻再次开始开关动作。
上述实施方式是个例示，可以对其各结构要件和各处理过程的组合进行各种变形，本领域技术人员能够理解这些变形例也包含在本发明的范围内。
在实施方式中，对于磁滞比较器10，以图3所示的结构为例进行了说明，但不限于此，也可以如一般的磁滞比较器那样通过施加正反馈来构成磁滞比较器。
在实施方式中，作为由包含控制电路100的降压型开关调节器200驱动的负载，以微处理器为例进行了说明，但不限于此，能够对负载电流减少而在轻负载状态下工作的各种负载提供驱动电压。
在实施方式中，说明了控制电路100被一体集成在一个LSI中的情况，但不限于此，也可以是一部分结构要件作为分立元件或芯片部件设置在LSI的外部，或者由多个LSI构成。
另外，在本实施方式中高电平、低电平的逻辑值的设定仅是一例，可以通过反相器等使其适当反转而自由改变。
基于实施方式对本发明进行了说明，但显然实施方式仅是表示本发明的原理、应用，在不脱离权利要求书所规定的本发明的思想的范围内，实施方式可以有很多变形例和配置的变更。
工业可利用性
本发明的使用了磁滞比较器的降压型开关调节器及其控制电路，能够适用于各种各样的电子设备的电源供给。

Claims (10)

1.一种使同步整流方式的降压型开关调节器的开关元件开和关的控制电路，其特征在于，包括：
磁滞比较器，将与上述降压型开关调节器的输出电压相应的检测电压，与第1阈值电压和比上述第1阈值电压低的第2阈值电压进行比较；
轻负载检测电路，检测与上述降压型开关调节器相连接的负载是否为轻负载状态；以及
驱动电路，基于从上述磁滞比较器输出的脉冲信号，使上述开关元件开或关；
其中，上述磁滞比较器以上述轻负载检测电路检测到轻负载状态为触发，使上述第2阈值电压向高电位侧移位预定电压幅度，并且，
上述驱动电路在由上述轻负载检测电路检测到轻负载状态时，在从上述检测电压上升至上述第1阈值电压起、至下降到移位后的上述第2阈值电压为止的期间内，停止上述开关元件的开和关。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：
上述磁滞比较器在从检测到上述轻负载状态起经过预定的延迟时间后，使上述第2阈值电压向高电位侧移位。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：
上述磁滞比较器在使上述第2阈值电压向高电位侧移位后，以上述检测电压下降到移位后的上述第2阈值电压为触发，使上述第2阈值电压再向低电位侧移位上述预定电压幅度。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：
上述磁滞比较器具有串联连接在其输出端子和被输入上述检测电压的端子之间的反馈电阻和反馈电容。
5.根据权利要求1至4的任一项所述的控制电路，其特征在于：
上述磁滞比较器包括
对上述检测电压与上述第1阈值电压进行比较的第1比较器，
对上述检测电压与上述第2阈值电压进行比较的第2比较器，以及
由上述第1比较器和上述第2比较器的输出信号置位、复位的触发器电路，
并且，将上述触发器电路的输出信号作为上述脉冲信号输出。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于：
还包括生成上述第1阈值电压、第2阈值电压的阈值电压生成电路，
该阈值电压生成电路包括串联连接在被施加预定的基准电压的基准电压端子和接地之间的多个分压电阻，选择上述多个分压电阻的连接点所呈现的电压中的任意者作为上述第1阈值电压、第2阈值电压输出。
7.根据权利要求1至4的任一项所述的控制电路，其特征在于：
上述轻负载检测电路包括将作为上述开关元件的开关晶体管和同步整流用晶体管的连接点所呈现的开关电压与接地电位进行比较的轻负载检测比较器，在上述同步整流用晶体管导通的期间，当上述开关电压高于接地电位时判定为轻负载状态。
8.根据权利要求1至4的任一项所述的控制电路，其特征在于：
被一体集成在一个半导体衬底上。
9.一种降压型开关调节器，其特征在于，包括：
开关调节器输出电路，包括一端接地的输出电容，和一端与上述输出电容的另一端相连接的输出电感；以及
权利要求1至4的任一项所述的控制电路，向上述开关调节器输出电路提供开关电压；
其中，输出上述输出电容的另一端的电压。
10.一种电子设备，其特征在于，包括：
电池；
微处理器；以及
权利要求9所述的降压型开关调节器，将从上述电池输出的电池电压降压后提供给上述微处理器。
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