CN106664020B - 用于多相位降压转换器电路的共享式自举电容器及方法 - Google Patents

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Abstract

在所描述实例中，一种具有共享式自举电容器(221)的多相位dc/dc转换器(20)包含n个切换级(220、240)，每一切换级耦合到对应切换节点(SW1、SW2)，且每一切换级进一步包含高侧驱动器MOS装置(211、231)，所述高侧驱动器MOS装置耦合于正电压供应端子(Vdd)的端子与所述对应切换节点(SW1、SW2)之间。电感器(223、243)并联耦合于所述对应切换节点与输出端子(Vo)之间，经配置用于提供DC输出电压。高侧驱动器控制电路(215)经配置以将共享式自举电容器(221)选择性地耦合到所述高侧驱动器(211、231)中的每一者的栅极端子。所述共享式自举电容器(221)经配置以对所述高侧驱动器MOS装置(211、231)中的每一者的栅极电容进行充电。

Description

用于多相位降压转换器电路的共享式自举电容器及方法
技术领域
此一般来说涉及用于从输入电压提供减压电压的DC-DC切换转换器中的多相位切换电路。
背景技术
最近对DC电力供应器电路的改进在便携式及电池供电式装置中越来越重要。在此类装置中，供应电压有时由AC到DC变压器或“砖块(brick)”提供，所述AC到DC变压器在AC电力可用时输出DC电压(例如12伏特或24伏特)。便携式装置通常也在AC电力不可用时在从可再充电电池或其它电池提供的类似DC电压上操作。一些便携式装置可不具有“砖块”，而是仅从电池操作。便携式装置内所使用的电子器件通常包含集成电路(例如微处理器)、易失性或非易失性存储装置、数字无线电或手机收发器装置以及其它功能件，例如蓝牙、WiFi及显示驱动器。集成电路装置不断地经设计以在越来越低的操作电压(例如1.8伏特DC或甚至更低)下操作。用于集成电路的较低操作电压消耗较少电力且因此延长电池寿命。有时使用其它供应电压，例如2.8V、3.3V或5V。来自电池或AC到DC变压器或“砖块”的系统供应电压通常高于由电子电路需要的电压，因此使用DC-DC减压转换器。
切换电力转换器电路不断地用于提供用于电子装置的DC电压及电流。在“减压”切换转换器的情形中，通常使用“降压”配置中的脉冲宽度调制式(“PWM”)转换器。这些PWM转换器电路远比先前所使用的线性调节器更高效且运行温度更低以提供经减压DC-DC电压。在降压转换器中，高侧开关(例如，MOS晶体管)与输入电压端子与切换节点之间的高侧开关的电流传导路径耦合。耦合到高侧开关的栅极端子的脉冲宽度调制式信号用于将高侧开关接通或“闭合”为“接通”状态，且所述脉冲宽度调制式信号用于将高侧开关关断或“断开”为“关断”状态。这两种状态以相对恒定频率型式交替。转换器的“工作循环”为高侧开关的“接通”时间与“关断”时间的比率。电感器耦合于切换节点与用于输出电压的输出端子之间。输出电容器耦合于输出端子与接地端子之间。通过闭合高侧开关以实现“接通”状态时间，且在“接通”状态期间将电流驱动到电感器中，且接着随后断开高侧开关以实现“关断”状态时间，电流流动到电感器中且流动到负载中，且形成跨由输出电容器支持的负载的输出电压。整流装置也耦合于切换节点与接地电位之间。整流装置用于在高侧开关断开时(此为电路的“关断时间”)将电流供应到电感器中。越来越多地，此整流装置由低侧驱动器开关替换，但有时使用二极管整流器。通过将MOSFET晶体管用于高侧开关及低侧开关(替换较旧的二极管整流器)两者而形成同步切换转换器拓扑。通过使用具有低RDSon值的MOSFET晶体管，且通过控制高侧开关及低侧开关的接通及关断时间，高效DC-DC降压转换器电路得以实施。
在使用具有脉冲宽度调制的恒定频率及工作循环的切换降压转换器中，当输出电流不断地流动到负载时，在输出端子处获得的DC输出电压与电压输入端子处的输入DC电压成正比。更具体来说，输出电压与输入电压乘以高侧开关接通时间与关断时间的比率成比例。因此，DC输出电压与工作循环成比例。因此，通过改变“接通”状态的脉冲宽度，可将输出电压变化到所要值，且可对其进行调节。板上(onboard)或板下(off board)振荡器通常用于获得对电路进行时控的脉冲源。举例来说，通过在输出处使用感测电阻器或其它电流传感器连同反馈控制，可接着通过变化闭合高侧开关的经调制脉冲的宽度而将输出电压调节到所要值，借此将输入电压或供应电压耦合到电感器的切换节点。额外电路有时用于在无电流或低电流流动到负载中时的时间期间调节输出。举例来说，电路可在存在轻负载条件时切换到脉冲式频率模式或其它跳跃循环。作为实例，在2014年4月29日发布的颁予宫崎(Miyazaki)的标题为“在轻负载下具有经减小纹波的降压转换器(Buck Converter havingReduced Ripple under Light Load)”的第8,710,816号美国专利(其与本发明申请案共同拥有，且所述美国专利特此以其全文引用方式并入本文中)揭示用于当在轻负载下操作时增加降压转换器电路的效率的电路。
虽然降压转换器比先前所使用线性调节器基本上更高效以提供DC电压，但仍不断使用多相位降压转换器来进一步改进降压转换器性能。在多相位降压转换器中，数个切换电路级及对应电感器彼此并联耦合，且这多个级以不重叠相位操作。接着将多个相位输出简单相加以形成总体输出。可存在两个、三个、四个或更多相位及对应电路级。然而，多个相位的相加增加控制电路的复杂性，因此在相位的数目与控制电路的量(及复杂性)之间存在设计折衷。
多相位转换器的使用有利地降低针对单相位降压转换器的输出处的不合意纹波电压，且在与单相位降压转换器相比时，多相降压转换器还非常好地处理负载电流中的变化。现代微处理器所需要的电流将明显变化，这是因为现代微处理器具有许多用于在闲置微处理器循环期间减少电力使得延长便携式装置的电池寿命的“睡眠”及“电力节省”模式。因此越来越多地使用多相降压转换器，尤其用于在微处理器系统中供应DC电压。
图1是典型多相降压转换器电路10的框图。在图1中，第一级切换电路11包含高侧MOSFET开关111，所述高侧MOSFET开关为n型MOSFET(“NMOS”)晶体管，其为充分大的以在“接通”状态期间将所需或所期望负载电流提供到对应电感器L_l。高侧驱动器电路113耦合到MOSFET开关111的栅极端子。高侧MOSFET开关111耦合到切换节点SW1，所述切换节点耦合到电感器L_l的一个端子。此外，在第一级切换电路11中，低侧开关117(其在此实例中也为N型MOSFET装置117)耦合于切换节点SW1与接地端子之间。低侧驱动器115通过控制低侧开关117的栅极端子上的电压而控制低侧开关117。在切换电路11的“关断”状态期间，低侧开关117提供用以将电流供应到电感器L_1的电流路径。
在图1中，多相降压转换器10具有n个相位，如通过星号所指示。在此实例中，展示两个相位。然而，在实际系统中，n可为大于或等于2的任何正整数，且已知用于各种应用的三相位及四相位及更多相位降压转换器系统。此在图1中通过第一级电感器L_1与底部级电感器(标记为L_N)之间的列中的星号指示。
在图1中，第二级切换电路13与第一级切换电路11并联耦合。第二级切换电路13内的电路元件是从第一级切换电路11复制且包含高侧MOS开关131(其同样可为NMOS晶体管)、耦合到高侧MOS开关131的栅极端子的高侧驱动器电路133及耦合到低侧开关137的栅极端子的低侧驱动器电路135。切换电路13耦合到切换节点SWN，所述切换节点耦合到电感器L_N的一个端子。
图1中的驱动器控制电路15提供对高侧驱动器电路113及133以及对低侧驱动器电路115及135的控制。在操作中，在第一级中，通过将栅极电压从高侧驱动器电路113驱动到栅极端子上而使高侧MOS开关111闭合，所述栅极电压超过源极电压达高侧MOS开关(晶体管)111的晶体管阈值电压Vt。此动作使高侧MOS开关111“闭合”且将输入电压Vin耦合到切换节点SW1。电流流动到电感器L_1中且流出到输出节点，借此对电容器CO进行充电，且负载电流流动形成输出Vo处的输出电压。在此“接通”状态期间，电感器L_l存储电感器周围的磁场中的能量。在“接通”状态结束之后，驱动器控制电路15控制高侧驱动器电路113并关断高侧MOSFET开关111，且驱动器控制电路15控制低侧驱动器电路115并接通低侧开关(MOSFET)117。低侧开关117在第一级切换电路11的“关断”状态期间提供电流路径，使得来自所存储能量的电流流动通过电感器L_l且流动到电容器CO中并流动到输出端子Vo处的负载(未展示)中，所述电流路径支持“关断”状态期间输出端子Vo处的电压。
第二级切换电路13以与第一级切换电路11相同的方式操作，但所述两个级以不重叠相位操作。以此方式，由两相位切换电路11及13提供的输出电流在输出Vo处相加，且共同地两个切换电路11及13将电流提供到负载。驱动器控制电路15提供处于不重叠相位的为高侧MOS开关111及131接通高侧驱动器电路113及133及接通低侧开关117及137所需要的脉冲。
为接通高侧MOS开关111及131，MOS晶体管的栅极端子处的电压需要高于输入电压。此栅极电压已使用自举电容器形成。有时，此电容器被称为“飞电容器”，但本发明使用术语“自举电容器”。自举电容器首先经配置有耦合到正供应电压(例如内部调节式电压Vdd)的顶部板及耦合到接地电位的底部板。以此方式，自举电容器经充电到供应电压电平。自举电容器稍后经耦合，使得底部板处于正输入电压VIN且顶部板耦合到高侧开关栅极。高侧开关栅极处的电压因此“被自举”到为正供应电压与底部板处的输入电压VIN的和的电压。以此方式，可形成用于接通高侧MOS开关111、131的栅极电压。
在使用自举电容器来提供高侧MOS开关处的所需要栅极电压的常规多相位降压转换器中，每一切换电路级均需要个别自举电容器。此外，高侧开关装置(其为n型MOSFET(“NMOS”)晶体管)具有大的栅极电容。用于每一级所需要的自举电容器因此也相对大，这是因为其需要对高侧MOS开关的栅极电容器进行充电。因此，多相位降压转换器配置的使用需要多个大的自举电容器。如果这些自举电容器与转换器集成电路中的高侧开关及低侧开关集成，那么用于自举电容器所需要的硅面积的量可致使多相位降压转换器电路对于将在于特定半导体工艺中制造的单个装置上进行制作来说变得太大。替代地，如果自举电容器替代地提供为耦合到集成电路的外部组件，那么多个自举电容器的使用需要用于这些所添加组件中的每一者的两个外部引脚。额外引脚可不合意地增加转换器集成电路的引脚计数且对应地增加包装及其它制造成本。此可导致其中所需要引脚根本不可用的情况。此外，多个大的外部自举电容器的使用不合意地增加用于实施多相位DC-DC降压转换器的板面积。
发明内容
在所描述实例中，实施多相位降压转换器电路，所述多相位降压转换器电路包含耦合到至少两个高侧开关的共享式自举电容器。在一个实例中，一种用于从DC输入电压产生DC输出电压的降压转换器包含n个切换级，每一切换级耦合到对应切换节点。在此实例中，所述n个切换级中的每一者还包含：高侧MOS开关，其耦合于正输入电压与所述对应切换节点之间；低侧MOS开关，其耦合于所述对应切换节点与接地端子之间；电感器，其对应于所述n个切换级中的每一者、并联耦合于所述对应切换节点与输出端子之间且经配置用于提供所述DC输出电压；及高侧驱动器电路，其用于将共享式自举电容器选择性地耦合到所述n个切换级中的每一者内的所述高侧MOS开关中的每一者的栅极端子。所述自举电容器经配置以对所述高侧MOS开关中的每一者的栅极电容进行充电。
在另一实例中，一种经配置以提供处于降压配置中的DC/DC电压转换器的集成电路包含n个切换级，所述n个切换级具有n个切换节点输出。在此实例中，所述n个切换级中的每一者包含：高侧NMOS开关装置，其具有栅极端子且耦合于正输入电压与对应切换节点输出之间；低侧NMOS开关装置，其具有栅极端子且耦合于所述对应切换节点输出与接地端子之间；高侧驱动器，其响应于控制输入而将自举电容器的顶部板选择性地耦合到所述高侧NMOS开关装置的所述栅极端子；及高侧驱动器控制电路，其耦合到所述n个切换级中的每一者的所述高侧驱动器的所述控制输入。以此方式，所述自举电容器在所述n个切换级之间共享。
在以上实例中，n为正整数且大于或等于2，例如2、3、4及更大数字。
在另一实例中，一种方法包含将n个切换级耦合到n个切换输出节点。所述n个切换级中的每一者包含高侧NMOS开关，所述高侧NMOS开关具有栅极端子且耦合于正输入电压与所述n个切换输出节点中的对应一者之间。同样，所述n个切换级中的每一者进一步包含低侧NMOS开关，所述低侧NMOS开关耦合于所述切换输出节点中的所述对应一者与接地电位之间。所述方法通过对共享式自举电容器进行充电而继续，所述对共享式自举电容器进行充电是通过以下操作进行：将所述自举电容器的顶部板耦合到正供应电压，同时将所述自举电容器的底部板耦合到接地电位；且随后将所述经充电共享式自举电容器的所述底部板耦合到正输入电压，同时将所述经充电共享式自举电容器的所述顶部板同步地耦合到所述n个切换级中的选定一者内的所述高侧NMOS开关装置中的选定一者的栅极端子。以此方式，所述共享式自举电容器经操作以提供大于所述选定高侧NMOS开关的所述栅极端子上的正供应电压的电压且借此接通所述选定高侧NMOS开关。
附图说明
图1是典型多相位降压转换器电路的电路图。
图2是实例性实施例的高侧驱动器电路的一部分的框图。
图3是实例性实施例的高侧驱动器电路的电路图。
图4是图3的电路中的选定信号的操作的时序图。
图5是实例性电容器充电电路的电路图。
图6是集成电路实例的框图。
图7是替代集成电路实例的框图。
图8是方法的经简化流程图。
具体实施方式
实例性实施例提供处于降压配置中的高效多相位切换转换器，所述高效多相位切换转换器可适用于其中从DC输入电压提供DC输出电压的多种应用。各图未必按比例绘制。
图2是实例性实施例的多相位降压转换器的高侧电路部分20的经简化电路图。在图2中，第一切换级220包含标记为“HSD_1”的高侧驱动器电路213，所述高侧驱动器电路耦合到高侧MOS开关211(其为NMOS晶体管)的栅极端子处的标记为“HSD_Gate_1”的节点。高侧MOS开关211使其源极到漏极电流路径耦合于输入电压Vin与切换节点SW1之间。
此外，在图2中，第二切换级240包含标记为“HSD_2”的高侧驱动器电路233，所述高侧驱动器电路耦合到为高侧MOS开关231的栅极端子的标记为“HSD_Gate_2”的节点。高侧MOS开关231使其源极到漏极电流路径耦合于输入电压Vin与切换节点SW2之间。此实例具有n个切换级，其中n＝2。在其它实例中，n为大于2的整数。n个切换级中的每一者包含耦合到对应切换节点的高侧MOS开关及高侧驱动器电路，例如在图2中。
切换节点SW1、SW2中的每一者还具有耦合到所述切换节点的对应电感器，在图2中分别展示为级220及级240的电感器223及243。所述级中的每一者的电感器223、243并联耦合且耦合到电压输出节点Vo，且输出电容器(未展示)也耦合到电压输出节点，如上文所讨论。
高侧驱动器电路213及233受HSD接通控制电路215控制。HSD关断控制电路217将高侧MOS开关211及231的栅极端子放电以在“接通”阶段操作结束时关断MOS开关。
在图2中，单个自举电容器221(标记为CB)耦合到HSD接通控制电路215，且还耦合到自举电容器充电电路219。有利地，在实例性实施例中，共享式自举电容器用于多个切换级。与常规方法形成鲜明对比，实例性实施例使单个自举电容器能够提供多相降压转换器的n个切换级中的每一者的高侧MOS开关中的每一者的栅极端子处所需要的升压电压。由于仅需要单个自举电容器，因此用以实施多相转换器所需要的硅面积被极大减小。替代地，如果自举电容器221作为外部电路组件耦合，那么用于自举功能所需要的引脚的数目仅为两个。共享式外部自举电容器的使用形成额外实例。
自举电容器221的大小部分地由高侧MOS开关(例如图2中的211、231)的栅极电容确定。自举电容器221必须充分大以对这些n型MOSFET(“NMOS”)装置的栅极电容进行充电，所述n型MOSFET装置也经定大小为足够大以将电流从正输入电压Vin载运到负载。在一个实例中，自举电容器具有1.2毫微法拉(1.2nF)的值，所述值对于集成电路电容器来说为相对大。通过将单个共享式自举电容器用于多相位降压转换器，实例性实施例有利地克服常规方法的缺陷及缺点。
在操作中，图2的降压转换器电路20对自举电容器221执行初始充电阶段。在自举电容器充电阶段期间，自举电容器221具有耦合到节点CB_HIGH处的顶部板的供应电压(VDD)，且接地电位耦合到节点CB_LOW处的底部板，直到自举电容器被充电到供应电压为止。供应电压可由内部电压调节器(例如低压降调节器)提供。替代地，供应电压VDD可由类似调节器电路从外部提供，或在再一实例性实施例中，供应电压可直接从正输入电压Vin提供。随后，在高侧驱动器接通阶段中，经充电自举电容器221与供应电压解耦。经充电自举电容器221接着经耦合，使得节点CB_LOW处的底部板置于正输入电压(例如Vin)处，且节点CB_HIGH处的顶部板耦合到n个切换级中的一者的高侧MOS开关中的选定一者的栅极。由于现在自举电容器电压与正输入电压相加，因此选定高侧MOS开关的栅极端子处的电压被升压或“被自举”到高于输入电压的电位。因此，栅极端子接收为存储于电容器上的所存储电压与现在置于经充电自举电容器的底部板处的正输入电压Vin的和的“自举”电压。高侧MOS开关栅极电容因此用自举电压充电。此动作接通高侧MOS开关，所述高侧MOS开关在此实例中为NMOS晶体管。举例来说，为将自举电容器221的顶部板耦合到高侧MOS开关211的栅极端子，高侧驱动器电路213(标记为HSD_1)受HSD接通控制电路215控制。
在接通选定高侧MOS驱动器之后，MOS开关211、231将保持接通(或闭合，使用开关术语来说)，直到栅极电容由HSD关断控制电路217放电为止。同时，HSD接通控制电路215可通过控制高侧驱动器电路(例如，213)而将自举电容器221CB与选定切换级解耦。自举电容器充电电路219可接着再次执行电容器充电阶段以对自举电容器221进行再充电。接着针对另一切换级重复高侧驱动器接通序列(在此实例中使用高侧驱动器电路233)，因此单个自举电容器221CB在n个切换级当中共享。出人意外的是，通过使用实例性实施例有利地消除每一切换级对个别自举电容器的需要(如同在常规方法中所需要)。对多相位降压转换器的每一相位的个别自举电容器的消除节省硅面积且有利地减少用于电路的组件计数。
在图3中，在电路图中展示高侧驱动器30的实例性实施方案的一部分。高侧驱动器电路313及333分别耦合到标记为HSD_Gate_l及HSD_Gate_2的高侧MOS开关栅极节点。这些栅极信号接着耦合到如上文关于图2所描述的高侧MOS开关(为简便起见，此处未展示)的栅极端子。高侧驱动器电路313及333分别受接通主电路303及接通从电路305控制。在图3中，标记为“HSD TURN-ON”的另一电路315输出标记为“HSD_TURNON”的控制信号。共享式自举电容器321如上文所描述而耦合。在此实例中，自举电容器321具有1.2nF的值。然而，自举电容器值可取决于应用而发生很大变化。自举电容器的大小由高侧MOS开关晶体管的栅极电容确定，所述栅极电容与MOS开关晶体管的大小成比例。MOS开关晶体管的大小足够大以将所需要的电流从正输入电压Vin供应到负载。这些实例允许单个大的自举电容器在多相转换器的许多级当中共享，此有利地允许出奇大的电容器值用于集成电路上或出人意外地限制用于实施多相转换器的集成电路的外部电容器所需要的引脚的数目。
在图3的实例中，高侧驱动器电路313及333各自使用一对背对背串联耦合的NMOS晶体管有利地实施。通过使用这些NMOS晶体管作为高侧驱动器电路而实现数个优点。串联耦合的NMOS对提供用以在不将高侧MOS开关的栅极电容放电的情况下将自举电容器与高侧MOS开关的栅极解耦的高效方式。以此方式，自举电容器321可在高侧MOS开关仍被接通时且在不干扰高侧MOS开关处的栅极电容电荷的情况下通过将自举电容器321与高侧MOS开关的栅极解耦而再充电。此有利地允许在准备用于在高侧MOS开关的“接通”状态期间驱动切换电路的下一级时对自举电容器321进行再充电。此外，在一些操作中，高侧开关可或多或少地连续闭合，且背对背串联耦合的NMOS对的使用甚至在同时对自举电容器进行再充电时仍有利地允许高侧MOS开关保持接通或闭合。
高侧驱动器电路313及333需要大于NMOS晶体管阈值电压的接通电压，所述接通电压超过供应电压的两倍。在图3的实例中，有利地使用第二共享式自举电容器电路而形成此接通电压。电容器351(其在此实例中具有40微微法拉(pF)的值)具有处于节点VBOOSTL的底部板及处于节点VBOOSTH的顶部板。在此实例中，此电容器351也为共享式。节点VBOOSTH处的顶部板耦合到接通电路315、303及305中的每一者。一对晶体管353及355将电容器351选择性地耦合于正供应电压VDD与接地端子之间。在电容器充电阶段期间，电容器351被充电到供应电压，所述供应电压在此实例中为VDD_7V或7伏特。稍后：(a)标记为VBOOSTL的电容器351的底部板可通过晶体管309耦合到标记为CB_HIGH的自举电容器321的顶部板；且(b)标记为VBOOSTH的电容器351的顶部板接着升高到大于CB_HIGH的电压。在接通阶段期间，CB_HIGH大于供应电压，因此电压VBOOSTH升高到更大电压且接通选定高侧驱动器电路313、333。在高侧驱动器电路313、333中背对背串联耦合的NMOS晶体管的使用实现快速切换以将节点HSD_Gate_1及HSD_Gate_2处的高侧开关的栅极迅速耦合到自举电容器321的顶部板。当电容器351的顶部板开始上升时，高侧驱动器电路313、333中的选定一者将立即接通。高侧驱动器电路313、333提供具有较少损耗的低电阻电流路径。此外，高侧驱动器电路313、333允许自举电容器321在高侧开关NMOS装置仍作用时与高侧开关NMOS装置隔离，从而甚至在“接通”状态期间也允许对自举电容器进行再充电。即使高侧开关持续接通(例如在100％工作循环操作期间)，此也有利地实现对自举电容器的使用。
在图3中，自举电容器充电电路319在电容器充电阶段期间将自举电容器321耦合于正供应电压与接地电位之间。在图3中，此内部调节式电压标记为VDD_7V，且为大约7伏特。然而，也可替代地使用其它内部及外部供应电压。替代地，可使用输入电压端子处的正输入电压Vin。随后：(a)标记为CB_LOW的自举电容器321的底部板耦合到输入电压Vin；且(b)标记为CB_HIGH的自举电容器的顶部板通过高侧驱动器电路313、333中的相应一者耦合到高侧MOS开关栅极端子HSD_Gate_l或HSD_Gate_2中的一者。
图4是图3的高侧驱动器电路30的选定节点的时序图。在图4中，顶部迹线对应于在图3中标记为HSD_Gate_l的节点处的电压，所述节点耦合到高侧MOS开关(图3中未展示)的栅极端子。从顶部数的第二迹线对应于图3中的信号HSD_TURNON，所述信号由HSD接通电路315输出。从顶部数的第三迹线对应于在图3中标记为VBOOSTH的电容器351的顶部板。从顶部数的第四迹线对应于节点CB_HIGH，所述节点在图3中为自举电容器321的顶部板。从图4的顶部数的第五迹线对应于在图3中标记为TURNON_M的节点，所述节点控制高侧驱动器电路313。从图4的顶部数的第六迹线对应于图3中的节点CB_LOW，所述节点为自举电容器321的底部板。图4中的底部迹线对应于图3中的节点VBOOSTL，所述节点为电容器351的底部板。
在图4中，所述时序图图解说明在两个循环内操作的图3的高侧驱动器电路30。时间(以微秒为单位)显示于水平轴上且在图4的底部处展示。电容器充电阶段在时间4.9处展示。自举电容器的底部板CB_LOW为大约零伏特(接地)。自举电容器的顶部板CB_HIGH在同一时间段期间处于内部VDD供应电压或大约7伏特。类似地，电容器351的底部板VBOOSTL在时间4.9处为大约零伏特。电容器351的顶部板VBOOSTH在同一时间为大约7伏特。因此，所述两个电容器在电容器充电阶段期间被充电到内部供应电压电平。
在水平标度上的时间5.02处，高侧驱动器接通阶段开始。控制信号HSD_TURNON由图3中的HSD接通电路315输出。自举电容器充电电路319接着将输入电压Vin耦合到自举电容器321的底部板(节点CB_LOW)，所述底部板上升到所述电压。在此实例中，CB_LOW在时间5.02处上升到大约17伏特。图4中的节点CB_HIGH图解说明自举电容器321的顶部板处的电压，且其现在在时间5.02处上升到大约22伏特的自举电压。
第二共享式电容器351也提供升压电压。如在时序图中所展示，电容器351的底部板(图3中的节点VBOOSTL)在时间5.02处升高到与节点CB_HIGH相同的电压。在图3中，晶体管309响应于如在图3中所展示的控制信号HSD_TURNON上的高电压而将电容器351的底部板耦合到节点CB_HIGH。在图4中的时间5.02处，节点VBOOSTH上升到大约22伏特的升压电平。在图4中，节点TURNON_M响应于信号VBOOSTH上升而在时间5.02处上升。此升压电压耦合到高侧驱动器电路313内的串联耦合的NMOS晶体管的共享式栅极端子且将其接通。在图4中，输出信号HSD_Gate_l响应于在高侧驱动器电路313的栅极端子处控制信号TURNON_M上升而在时间5.02处上升到高电压。
在图4中的时间5.08处，控制信号HSD_TURNON下降。自举电容器及电容器351两者接着均再次进入充电阶段。控制信号TURNON_M在时间5.08处也下降。然而，栅极信号HSD_Gate_l直到时间5.1仍保持高的。高侧MOS开关的栅极电容足够大以使栅极在高侧驱动器313关断之后仍保持带电荷的。以此方式，这些实例甚至在高侧MOS开关仍被接通时仍有利地允许自举电容器321的充电阶段开始。
在图4中，第二阶段操作图解说明于时间5.16处。然而，在此操作中，作为响应，控制信号TURNON_M不上升。这是因为此第二阶段操作是针对图3中的栅极信号HSD_Gate_2，所述栅极信号未在图4中的时序图中描绘。以此方式，共享式自举电容器321及电容器351用于n个切换级中的每一者，且这些电容器中的每一者在所述级当中共享。在时间5.38处，型式重复。图4的时序图中展示两个完整循环。
图5展示类似于图3中的电路319的自举电容器充电电路40的实例性实施方案。其它电路实施方案可经布置以供与这些实例一起使用。
在图5中，电路40具有输入信号HSD_CHARGE及HSD_TURNON。举例来说，当HSD_CHARGE信号为低时，晶体管411的栅极由于反相器413的操作而处于高电压。自举电容器421的底部板因此通过晶体管411耦合到接地。类似地，晶体管的栅极处的节点CB_CHARGE处于高电平，使得晶体管425因此将供应电压VDD_7V耦合到自举电容器421的顶部板CB_HIGH。以此方式，自举电容器被充电。信号CB_CHARGE在此时间处也为高的，如在图3中所展示；此信号用于实现对第二自举电容器(例如图3中的351)的充电。
在图5中，HSD_TURNON信号耦合到另一背对背串联耦合的NMOS晶体管427对。当控制输入信号HSD_TURNON处于高电压时，晶体管429的栅极处的电压通过电路427耦合到CB_HIGH处的电压且将开始接通。电压VIN接着耦合到自举电容器421的底部板，且顶部板CB_HIGH将接着“被自举”到较高电压，所述较高电压为电压VIN与供应电压VDD_7V的和，如上文所讨论。
当图5中的控制信号HSD_CHARGE上升，从而指示高侧驱动器接通阶段开始时，晶体管425及411将在栅极输入处具有低信号，且这些晶体管将关断并将自举电容器421与电压VDD_7V及接地端子隔离。当信号HSD_TURNON变高时，自举电容器421的底部板将上升到电压VIN，且电容器421的顶部板将上升到自举电压，如上文所描述。通过首先将自举电容器耦合到供应电压、对自举电容器进行充电，且接着将自举电容器与供应电压解耦，且接着将底部板耦合到输入电压VIN，电路40在节点CB_HIGH处高效地提供自举电压。
图6是在如上文所描述的并入有经集成共享式自举电容器的实例中用于形成两相减压降压转换器60的集成电路611的框图。两个相位由两个切换节点SW1及SW2指示，所述两个切换节点耦合到驱动节点Vo处的输出的电感器613及615。在此实例中，集成电路611经配置以从可从4伏特到17伏特变化的输入电压的范围提供3.3伏特的输出电压与6安培的电流，如在图6中所指示。
图7是在将外部组件电容器用于上文所描述的共享式自举电容器的实例中用于形成两相减压降压转换器70的集成电路711的框图。在图7中，两个相位由集成电路711的两个切换节点输出SW1及SW2指示。电感器713及715并联耦合以将电流供应到输出节点Vo。输出如同在图6中一样配置为3.3V。在此实例性配置中，输入电压范围为4伏特到17伏特。在图7中，电容器717为自举电容器。在此实例中，集成电路711经配置以替代图6的集成式自举电容器而使用外部自举电容器。端子CB_HIGH及CB_LOW对应于图2、3及5中所展示的电路中的这些节点。所述电路的操作不会通过使用外部组件作为自举电容器而另外被影响。在图7的实例中，降压转换器电路70在对应于切换节点SW1、SW2的两个切换级内共享自举电容器717。在其它实例中，使用更多切换级，且自举电容器在多个级内共享。因此，在图7中，索引“n”等于2。然而，n可为大于或等于2的正整数，包含三级、四级或更多级。
图8是在步骤81处开始的方法的流程图，在步骤81中索引n经设定等于1。在步骤83中，执行自举电容器充电阶段，且将自举电容器充电到供应电压。在步骤85中，高侧驱动器接通阶段开始。经充电自举电容器使底部板耦合到正输入电压以形成自举电压。在步骤87处，经充电自举电容器的顶部板耦合到“第n”切换级的选定高侧MOS开关的栅极端子。在步骤91处，作出关于是否已执行所有级的决定。如果额外切换级仍有待执行，那么方法继续到步骤93，且将自举电容器与高侧开关解耦。在步骤95中，将索引n递增以使方法前进到下一级。图8的方法接着针对“n”级中的每一者重复自举电容器充电阶段及高侧驱动器接通阶段。举例来说，在两级情形中，n以1开始，针对第一级执行所述方法，将索引“n”递增到2，针对第二级执行所述方法，且所述方法接着结束。
修改在所描述实施例中为可能的，且其它实施例在权利要求书的范围内为可能的。

Claims (16)

1.一种用于从DC输入电压产生DC输出电压的降压转换器，其包括：
n个切换级，每一切换级耦合到对应切换节点，其中n为大于或等于2的整数，所述n个切换级中的每一者进一步包含：高侧MOS开关，其耦合于正输入电压的输入端子与所述对应切换节点之间；电感器，其对应于所述n个切换级中的每一者、彼此并联耦合、且耦合于所述对应切换节点与输出端子之间且经配置用于提供所述DC输出电压；及
高侧驱动器电路，其经配置以将自举电容器选择性地耦合到所述n个切换级中的每一者内的所述高侧MOS开关中的相应开关的栅极端子，其中所述自举电容器经配置以对所述高侧MOS开关中的所述相应开关的栅极电容进行充电。
2.根据权利要求1所述的降压转换器，其中所述n个切换级中的每一者中的所述高侧MOS开关为N型MOS晶体管。
3.根据权利要求1所述的降压转换器，且其进一步包括自举电容器充电电路，所述自举电容器充电电路经配置以将所述自举电容器的顶部板选择性地耦合到正供应电压且将所述自举电容器的底部板选择性地耦合到接地电位。
4.根据权利要求1所述的降压转换器，且其进一步包括高侧驱动器接通控制电路，所述高侧驱动器接通控制电路经配置以将所述自举电容器的底部板选择性地耦合到正输入电压的所述输入端子且将所述自举电容器的顶部板选择性地耦合到所述n个切换级中的选定切换级的所述高侧MOS开关的栅极端子。
5.根据权利要求4所述的降压转换器，其中所述高侧驱动器电路进一步包含n个高侧驱动器，所述n个高侧驱动器对应于所述n个切换级中的每一者且各自耦合于所述自举电容器的顶部板与所述高侧MOS开关中的对应开关的栅极端子之间。
6.根据权利要求5所述的降压转换器，其中所述高侧驱动器各自进一步包含串联耦合于所述自举电容器的所述顶部板与所述高侧MOS开关中的对应开关的所述栅极端子之间的一对背对背N型MOS晶体管，所述背对背N型MOS晶体管具有耦合到所述高侧驱动器接通控制电路的共享式栅极端子。
7.一种集成电路，其经配置以提供处于降压配置中的DC到DC电压转换器，所述集成电路包括：
n个切换级，其具有n个切换节点输出，其中n为大于或等于2的整数，所述n个切换级中的每一者进一步包含：高侧N型MOS开关装置，其具有栅极端子且耦合于正输入电压端子与对应切换节点输出之间；低侧N型MOS开关装置，其具有栅极端子且耦合于所述对应切换节点输出与接地端子之间；高侧驱动器，其响应于控制输入而将自举电容器的顶部板选择性地耦合到所述高侧N型MOS开关装置的所述栅极端子；及
高侧驱动器控制电路，其耦合到所述n个切换级中的每一者的所述高侧驱动器的所述控制输入；由此，所述自举电容器在所述n个切换级之间共享。
8.根据权利要求7所述的集成电路，且其进一步包括：自举电容器充电电路，其选择性地耦合到所述自举电容器且经配置以将所述自举电容器的所述顶部板选择性地耦合到正供应电压并将所述自举电容器的底部板选择性地耦合到接地电位。
9.根据权利要求7所述的集成电路，其中所述高侧驱动器控制电路经配置以将所述自举电容器的所述顶部板选择性地耦合到所述n个切换级中的选定切换级的所述高侧驱动器且将所述自举电容器的底部板选择性地耦合到所述正输入电压端子。
10.根据权利要求7所述的集成电路，其中所述n个切换级中的所述高侧驱动器中的每一者进一步包含一对背对背串联耦合的N型MOS晶体管，且所述对N型MOS晶体管具有耦合到所述控制输入的共同栅极端子。
11.根据权利要求7所述的集成电路，且其进一步包括n个电感器，每一电感器耦合到n个切换输出中的对应输出，所述n个电感器并联耦合于n个切换节点与电压输出节点之间以形成降压转换器的DC电压输出端子。
12.根据权利要求7所述的集成电路，其中所述n个切换级及所述自举电容器提供于单个集成电路上。
13.根据权利要求7所述的集成电路，其中所述n个切换级提供于单个集成电路上，且所述自举电容器提供为耦合到所述集成电路的外部组件。
14.一种用于从DC输入电压产生DC输出电压的方法，其包括：
通过将自举电容器的顶部板耦合到正电压供应器同时将所述自举电容器的底部板耦合到接地电位而对所述自举电容器进行充电；及
随后将所述自举电容器的所述底部板耦合到输入电压同时将所述自举电容器的所述顶部板同步地耦合到n个切换级中的选定切换级内的高侧N型MOS开关的栅极端子，其中n为大于或等于2的整数，以提供大于所述n个切换级中的所述选定切换级内的所述高侧N型MOS开关的所述栅极端子上的输入电压的自举电压且因此接通所述高侧N型MOS开关。
15.根据权利要求14所述的方法，且其进一步包括：
将所述自举电容器与所述n个切换级中的所述选定切换级解耦；
随后通过再次将所述自举电容器的顶部板耦合到所述正电压供应器同时将所述自举电容器的底部板耦合到接地电位而对所述自举电容器进行再充电；及
随后将所述自举电容器的所述底部板耦合到所述输入电压同时将所述自举电容器的所述顶部板同步地耦合到所述n个切换级中的另一选定者内的所述高侧N型MOS开关中的另一者的栅极端子，以提供大于所述栅极端子上的输入电压的电压且因此接通所述n个切换级中的所述另一选定者内的所述高侧N型MOS开关；及
随后重复三个上述步骤，直到所述n个切换级中的每一者在所述自举电容器被充电时耦合到所述自举电容器为止。
16.根据权利要求14所述的方法，其中随后将所述自举电容器的所述底部板耦合到所述输入电压同时将所述自举电容器的所述顶部板同步地耦合到所述高侧N型MOS开关中的选定开关的栅极端子进一步包含：
将一对背对背串联耦合的N型MOS晶体管耦合于所述自举电容器的所述顶部板与所述n个切换级中的所述选定切换级的所述高侧N型MOS开关的所述栅极端子之间，及通过以下方式来操作所述对背对背串联耦合的N型MOS晶体管：将大于预定栅极阈值电压的电压置于所述对背对背串联耦合的N型MOS晶体管的共同栅极端子处以接通所述对背对背串联耦合的N型MOS晶体管。
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