CN101861008B - 用于开关调节器的控制器、开关调节器和光源 - Google Patents

用于开关调节器的控制器、开关调节器和光源 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种开关调节器(2-5)，向诸如串联发光二极管的负载(1)供给可控的稳定的平均电流。调节器控制器(2)包括滞后比较器(12，30)，其控制用于将电流切换到电感器(3)中的晶体管(15)形式的开关。比较器(12)具有上、下阈值。包括快速电流监测器(6)的第一电路将表示电感器(3)中的瞬时电流的第一信号供给至比较器。第二电路(36，37，41和42)将表示目标调节器输出和实际调节器输出之间的误差的第二信号供给至比较器。

Description

用于开关调节器的控制器、开关调节器和光源
技术领域
本发明涉及用于开关调节器的控制器。本发明还涉及包括这种控制器的开关调节器并涉及包括这种开关调节器的光源。
背景技术
附图中的图1示出了用于通过负载1供给受控的目标电流的开关调节器的公知类型。该调节器属于滞后自激振荡降压变换器(hystereticself-oscillating buck converter)类型的，并且这种调节器的典型应用是用于通过负载供给受控的目标电流，其可以包括多个串联发光二极管(LED)。
该调节器包括控制器2，其体现为单片集成电路，并设置有外部电感器3、二极管4和电流传感电阻器5。控制器2包括具有连接至输入接线端7和8的输入端的电流监测器6，所述输入接线端7和8跨接电阻器5。电流监测器6为电压-电流变换器或跨导放大器形式，用于将它的输入端之间的电压变换成对应的电流，电流通过电阻器9到达控制器2的连接至接地11的接地接线端10。在电阻器9上所产生的有效电压被供给至滞后比较器12的反相输入端。
比较器12的非反相输入端连接至接线端13，用于接收用于设置通过负载1的目标受控电流的电压。比较器12的输出端连接至栅极驱动器14的输入端，该栅极驱动器14的输出端连接至用作电子开关的场效应晶体管15的栅极(或者可替换地，连接至双极晶体管的基极)。栅极驱动器14在比较器12和晶体管15之间提供接口，例如供给用于控制晶体管15的具有合适的电平和功率的驱动信号。晶体管15的源极连接至接线端10，而漏极连接至接线端16。
接线端16连接至电感器3的一个接线端，并连接至二极管4的阳极，二极管4的阴极连接至接线端17，用于接收来自电源的电源输入。负载1和电阻器5在接线端17和电感器3的第二接线端之间串联连接。
调节器的操作由附图中的图2的波形图图示。上图图示了晶体管15的开关状态，中图图示了在传感电阻器5上产生的检测电压，下图图示了通过负载1的电流。当电源供给至接线端17时，最初没有电流通过负载1、电感器3和电阻器5。因此，比较器12的反相输入端低于接线端13的电压，使得比较器12的输出为高。这经由栅极驱动器14接通晶体管15，使得电阻器5、负载1和电感器3在电源的输出端之间串联连接。因此，通过电阻器5、负载1和电感器3的电流增加，电阻器5上的电压增加。因此，电阻器9上的电压增加。
比较器12属于具有上、下开关阈值的滞后类型。在典型的应用中，这种滞后设为对应于平均目标输出电流的30％。当比较器12的反相输入端处的电压上升为大于接线端13处的电压的15％时，比较器12的输出下降并切断晶体管15。已经存储在电感器3中的磁场开始衰减，并开始驱动反电动势(EMF)，使得电流经由二极管4继续流过电阻器5和负载1。该电流直到比较器12的反相输入端的有效电压下降低于下阈值才下降。在这一点上，比较器的输出上升并接通晶体管15。因此，电流从电源流过电阻器5、负载1和电感器3，直到再次达到比较器12的上阈值。因此，调节器自激振荡并产生具有锯齿波形负载电流，其具有波峰值IthH和波谷值IthL，如图2中的下图所示。
开环控制由包括电流监测器6的第一电路提供。供给至负载1的实际输出电流取决于比较器开关阈值，其通常由参考电压设定，并取决于电路偏移以及增益误差、温度和源电压变化、以及从输入接线端7和8到输出接线端16的通过控制器的传播延迟。例如，在电流监测器输出端处测量的源自在电流监测器6中的偏移的任何直流偏移、开关阈值的设定或者比较器将引起平均负载电流偏离额定目标电流。高水平的直流电精度在电流监测器6和比较器12中对降低这些误差是必要的。然而，如随后所描述的，电流监测器6和比较器12需要“快”，并且这与直流精确度的要求相冲突。
图2图示了图1的调节器在没有开关延迟、直流偏移和构成性能的类似项的理想情况中的操作。然而，在实际中，这些各种误差机制不同程度地存在。附图中的图3图示了考虑从控制器的输入接线端7和8到输出接线端16的传播延迟的实际操作。特别地，当通过传感电阻器5的电流朝向上峰值和下峰值成斜线时，该电流将达到对应于相应的比较器开关阈值或“理论滞后(theoretical hysteresis)”的值，如图3中的中图所示。然而，在达到理论滞后开关阈值和晶体管15的状态转换之间存在延迟，这导致图3中图示的“实际滞后(actual hysteresis)”。传播延迟在图3的下图中图示为tpdH和tpdL，所产生的波峰值和波谷值图示为Iout max和Iout min。
附图中的图4图示了当通过电阻器5、负载1和电感器3的电流以两个不同的速率上升(例如对应于两种不同电源电压的应用)时会发生什么。对于恒定的电源电压和不同的负载电压，或者对于不同的电源电压和不同的负载电压，出现相似的问题，但为了简单起见，并且为了不丧失一般性，详细的分析将限于不同的电源电压和常数负载。
对于低源电压20和高源电压21，图示了电阻器5上的检测电压。理论检测阈值由虚线所示，波形已经被同步以在A点同时与理论阈值相交。
由于通过控制器的传播延迟、晶体管15的状态在A点保持不变，且直到到达对应于波形点C和E的时间才改变。因此，由波形20表示的低源电压的实际或有效开关阈值在23处示出，而对于高电压源，波形21较高，并在24处示出。
对于任何情况，在晶体管15切断时通过负载1的电流的变化速率将相同，使得电阻器5上的电压将以相同的速率下降，如波形20和21的部分20’和21’所示。因此，这些波形将在不同的时间与理论检测阈值22相交，由图4中的B和D表示。因此通过调节器的传播延迟对于不同的源电压引起不同的误差项，图4中的误差项由三角区域ABC和ADE表示。正的过冲向通过负载的平均电流添加错误项，使得它比目标值高。
图5图示了下降时的检测电压，对应于晶体管15切断。当检测电压下降为低于低的理论检测阈值25时，传播延迟允许检测电压继续下降，直达它到达H点。在检测电压的变化速率由通过负载的电流决定并且不依赖于源电压时，下降检测电压由单波形26示出。然而，当晶体管15在传播延迟的结束处打开时，通过负载的电流和检测电压将以依赖于供给至调节器的电源电压的速率上升。所产生的波形20和21分别地对应于图4中示出的不同源电压的波形20和21。这产生与三角形FGH和FJH的面积成比例的多于两个的误差项。负的过冲从平均电流消去误差项，使它低于目标值。
如果调节器的占空因数(duty cycle)约为50％且传播延迟在横跨两个开关阈值时相似，则正、负“过冲”误差项可以相互消除。然而，在正常操作期间，结果通常将是不对称的，实际平均负载电流将不同于目标值。当开关频率高时，这在工作循环的末端特别明显，其中晶体管15以相对短的时间打开或关闭，并且与脉冲宽度相比，传播延迟变得很重要。
如图4和5所示，三角形ADE和FJH的面积相似，对于对应于波形21的高电源电压，平均负载电流将接近目标负载电流。然而，三角形ABC和FGH的面积实质上不同，使得对于对应于波形21的源电压，平均输出电流将低于目标值。
调节器的工作频率主要由电感器3的电感L和由比较器滞后作用决定的输出电流纹波决定。虽然调节器可以在相对宽的范围内工作，但不希望频率过高，因为开关损耗会变得相当大且不可接受。如果开关频率变得过低，这可能引起来自电感器的音频噪声，并且可能损害电磁兼容性(EMC)。
调节器通过改变输入接线端13处的电压来控制，例如，用于在用作负载1时允许LED调光。当输入端13处的电压降低时，输出电流和纹波都下降，但开关频率增加。电效率可能因此会削弱用于变暗(dimmed)的输出电流。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种用于开关调节器的控制器，包括：用于控制用于将电流切换到电感器中的开关的滞后比较器，比较器具有上阈值和下阈值；第一电路，用于将表示电感器中的瞬间电流的第一信号供给至比较器；和第二电路，用于将表示目标调节器输出和实际调节器输出之间的误差的第二信号供给至比较器。
例如，第二信号可以是作为负反馈信号施加的平均信号，负反馈信号修正输入电压至比较器，由此控制平均电感器电流。在本说明书中通过术语“平均”意味着在多个开关循环内平均的平均值，例如至少3个开关循环，优选至少5个，更优选至少10个。
第二信号可以作为修正电阻器上的电压的电流的形式的负反馈在输入处施加至比较器。
换句话说，本发明的第一方面可以提供一种用于开关调节器的控制器，包括：用于控制用于将电流切换到电感器中的开关的滞后比较器，比较器具有上阈值和下阈值；第一电路，用于将表示电感器中的瞬间电流的第一信号供给至比较器；和第二电路，用于将表示目标调节器输出和实际调节器输出之间的误差的第二信号供给至比较器，其中第二信号可以作为修正输入电压的负反馈信号施加至比较器的平均信号。
第二信号可以作为修正电阻器上的电压的电流的形式的负反馈在输入处施加至比较器。
控制器可以是用于开关电流调节器的控制器。
第二电路可以具有比第一电路慢的响应时间。第二电路可以包括积分器。积分器可以设置为对目标调节器输出和实际调节器输出之间的差进行积分。积分器可以具有调节器工作期间的几个开关循环周期的数量级的时间常数，例如至少3个开关循环周期，优选至少5个，更优选至少10个。
第一和第二电路可以分别地具有第一输入端和第二输入端，第一输入端和第二输入端是可连接的，或者连接在一起，并且第二电路可以包括栅极，栅极设置为，在开关断开时通过来自第二输入端的信号，并在开关接通时阻止来自第二输入端的信号。栅极可以设置为由比较器控制。
比较器可以设置为提供滞后百分比，其为目标调节器输出的函数。滞后百分比可以与目标调节器输出成比例。滞后百分比可以与第一项和第二常数项的和成比例，第一项与目标调节器输出成比例。
比较器可以设置为提供滞后百分比，其为工作时调节器的开关频率的函数。滞后百分比可以与开关频率成比例。
比较器可以具有第一输入端和第二输入端，第一输入端设置为接收第一和第二信号，第二输入端用于接收来自第一调节输入端的用于设定目标调节器输出的调节信号。第二电路可以具有输入端，用于接收连接至第一调节输入端的目标调节器输出。第二电路可以具有输入端，用于接收连接至第二调节输入端的目标调节器输出。第一调节输入端可以连接至分压器的输入端，分压器的输出端连接至第二调节输入端。第二电路可以包括进一步的比较器，其具有连接至第一和第二调节输入端的第一和第二输入端，以及用于控制栅极的激活或旁路的输出端。
控制器可以包括开关。
开关可以晶体管。
根据本发明的第二方面，提供了一种开关调节器，包括根据本发明的第一方面的控制器和电感器。
该调节器可以包括与电感器串联并连接至第一电路的第一传感电阻器。第一传感电阻器可以连接至第二电路。
调节器可以包括与调节器的输出端串联并连接至第二电路的第二传感电阻器。
调节器的输出端可以经由二极管连接至电感器。
根据本发明的第三方面，提供了一种光源，包括连接至根据本发明的第二方面的调节器的至少一个发光器件。
因此，能够提供一种性能改进的控制器和调节器，特别是关于输出电流的稳定性的改进。例如，传播延迟和过冲的影响基本可以降低，从而例如可以降低目标输出电流的随着输入源电压变化的变化。而且，温度和/或时间的偏移和漂移的影响可以降低。在一些实施方式中，开关频率的变化可以降低。还能够提供可以以降压模式、升压模式或升-降压模式操作的实施方式，例如，使用共同的控制器用于所有这些模式。本发明提供了使用单个感测元件以提供控制的好处，给出了降低误差、成本和尺寸的可能性。与现有技术相比，与两个平行处理进程结合的单个检测元件的合并可以提供快速的操作和改进的控制。
附图说明
参照附图，以举例的方式，将进一步描述本发明，其中：
图1为公知类型的调节器的方块示意图；
图2为波形图，图示在图1中示出的类型的理想调节器中产生的波形；
图3为波形图，图示图1中示出的类型的实际调节器的使用期间产生的波形；
图4和5为详细波形图，图示如图3中图示的操作期间的过冲和下冲；
图6为构成本发明的第一种实施方式的开关电流调节器和控制器的方块示意图；
图7图示了图6的调节器的滞后控制的示例；
图8图示了图6的调节器的电流监测器的示例；
图9图示了图6的调节器的需求电流源的示例；
图10图示了图6的调节器的滞后控制的另一示例；
图11a、11b和11c为针对调节电压的输出电流、输出电流纹波和开关频率图；
图12为构成本发明的第二种实施方式的开关电流调节器和控制器的方块示意图；
图13为构成本发明的第三种实施方式的开关电流调节器和控制器的方块示意图；
图14为图示线圈电流、晶体管电流和负载电流的波形图；
图15为构成本发明的第四种实施方式的开关电流调节器和控制器的方块示意图；
图16为构成本发明的第五种实施方式的开关电流调节器和控制器的方块示意图；和
图17为构成本发明的第六种实施方式的开关电流调节器和控制器的方块示意图。
具体实施方式
在附图中相同的附图标记涉及相同的部件，并且之前已经描述的那些部件和操作方面将不再详细描述。
图6中示出的控制器和调节器属于与图1中示出的大体相同类型的。特别地，图6中元件1至17与图1中对应的元件相同，将不再描述。而且，基本操作与图1中描述的相同之处在于，调节器属于“降压(buck)”类型的，并且自激振荡，从而根据比较器滞后、电感器3的电感L和供给至“调节(adjust)”(ADJ)输入端13的电压控制通过负载1的电流。
在图6中，滞后控制装置30与比较器12分开地示出，并在图7中图示。调节电压VADJ供给至例如为跨导放大器形式的电压-电流转换器31，其供给等于K1×VADJ的输出电流Iout，其中K1为常数，并表示转换器31的跨导(transconductance)。输出电流供给至极性选择电路32，该极性选择电路或者在没有进一步处理的情况下供给来自转换器31的输出电流，或者根据方向选择信号使该电流的极性反相。比较器12的输出COMPOUT用作方向选择信号，并且电路32的输出与电流监测器6的供给至电阻器9和比较器12的反相输入端的输出合并。
图6中示出的控制器2的电流监测器6为“快速”电流监测器，在损害诸如直流偏移等其它参数的情况下，响应速度或低传播延迟被优化。例如，电流监测器6包括如图8中示出的电流源跨导放大器结构。该监测器包括快速运算放大器33，其输出连接至场效应晶体管34的栅极(或双极结晶体管的基极)。运算放大器33的非反相输入端连接至输入接线端7。晶体管34的源极连接至运算放大器33的反相输入端，并经由电阻器35连接至输入接线端8，并连接至电源输入端17。晶体管34的漏极形成快速电流监测器的输出端，使得源自监测器的输出电流等于电阻器5上的电压降乘以监测器的(固定的)跨导(或互导)。
输入接线端7和8连接至另一个“精确(accurate)”电流监测器36，其也将传感电阻器5上的电压降转换成输出电流。电流监测器36可以具有如图8所示的相同的一般电路结构，但运算放大器的精确度被优化了，具有低带宽并具有内部频率补偿。放大器36的转换速率低于快速电流监测器6的转换速率，但诸如电流和电压偏移的误差和公差更低，使得监测器36的输出电流提供通过电阻器5、并因此通过负载1和电感器3的电流的更好的表示。
输入端13还连接到需求电流源37，并设置为将调节电压VADJ转换成对应的电流。需求电流源37还可以为跨导放大器的形式，并且适合的配置在图9中示出。源37包括“精确”运算放大器38，例如类似于设置在电流监测器36的精确运算放大器。运算放大器38的非反相输入端连接至输入端13。放大器38的输出连接至场效应晶体管39的栅极，该晶体管的漏极形成需求控制源37的消耗电流输出端(current-sinking output)，并且其源极连接至放大器38的反相输入端，并连接至电阻器40的第一接线端，电阻器40的第二接线端连接至接地接线端10。
电流监测器36的输出和电流源37连接到差分电路节点41，该差分电路节点41的输出端连接至积分器42的输入端。例如，积分器42可以包括具有连接在其输出端和反相输入端之间的积分电容器的运算放大器，其中节点41可以由运算放大器的反相输入端形成。积分器42的输出端供给电流，该电流是相对于电流监测器36的输出和电流源37之间的差的时间的积分。积分器42的输出电流与电流监测器6和滞后控制装置30的输出电流合并以提供输入信号COMPIN到比较器12的反相输入端，以在电阻器9上产生的电压的形式。
电流监测器36、电流源37、电路节点41和积分器42形成第二电路，第二电路以负反馈信号形式提供第二信号到比较器12，用于相对于由滞后控制装置30限定的比较器12的开关阈值改变由电流监测器6提供的第一信号。积分器42具有为调节器的开关频率处的多个循环的数量级(order)的时间常数。因此，由积分器42供给的第二信号比由电流监测器6供给的第一信号改变的更慢，并提供了对通过负载1的平均电流中的误差的精确表示。第二信号相对于开关阈值改变第一信号的电平，从而最小化由差分节点41产生的在平均负载电流和由施加到接线端的电压决定的目标负载电流之间的误差信号。因此，不管诸如开关阈值和直流偏移、传播延迟、在接线端17处的输入电压等等的参数的变化，第二电路确保通过负载1的平均电流保持在目标值处或接近目标值。
积分器42如此起作用，使得实质上不需要输入误差将它的输出驱动为所要求的状态。这是因为电流监测器36和电流源37具有非常高的输出阻抗。积分器在回路响应中提供主导极点(dominant pole)，该极点的频率可以被调节以使控制回路的总响应与系统的要求匹配。
在降压模式中，误差信号仅用来修正由快速控制回路产生的输出电流，其通常相当接近目标值。因此，修正量不需要很大，并且控制回路的增益不需要很高。而且，当修正信号保持为主要地与工作范围内的输出电流成比例时，控制回路所要求的增益在调光(dimming)期间不会明显改变。这意味着回路稳定性的约束在工作范围内也满足了，不需要改变积分器的时间常数，使得积分器可以完全形成在包含控制器2的集成电路中。
当图6中示出的调节器用来向诸如发光二极管之类的光发射器形式的负载1供给能量时，光源可以通过降低在输入接线端13上的电压调光。除了降低通过负载1的平均电流，比较器12的开关阈值之间的决定纹波电流的滞后也线性减少，因为它设为在输入端13处的电压的固定百分比，例如30％。开关调节器的工作频率与电感器3的电感L成反比，并与由比较器12的滞后决定的纹波量成反比。为了限制开关频率降低的程度，如图10所示，补偿装置可以设置在滞后控制装置30内。比较器12的输出供给至包括可再触发单稳态装置43和积分器44的检频器。积分器44的输出供给至连接至倍增器46的一个输入端的放大器45。倍增器46用转换器31的输出乘放大器的输出。因此，如果工作频率低于预定值，检频器降低用作产生滞后的电流量，以将开关频率保持在预定最小值之上。
如前所述，通过向输入端13施加低电压来降低负载电流容易使开关频率增加。通过增加恒定电流并降低比例电流(proportional current)的增益，因为输入端13处的电压降低使得频率变化更小，滞后百分比可以更大。如图10所示，求和节点47设置在转换器31的输出端和倍增器46之间。求和节点47接收恒定输入值，与图7中示出的相比，转换器31的跨导降低。如图11a所示，图7中的滞后控制装置的输出电流和输入端13处的调节电压VADJ之间的转换功能由跨导48表示。通过改变增加并增加常数项，跨导由图11a中的线49表示。纹波的百分比和图7的滞后控制装置的开关频率与调节电压之比分别由图11b和11c中的曲线50和51表示，同时，用于降低的增益和常数项的纹波和开关频率分别由曲线52和53表示。
图12图示了以“升压(boost)”模式操作的开关调节器。调节器使用控制器2，其与图6中示出的控制器不同之处仅在于，精确电流监测器36的输入端连接至输入接线端54和55，输入接线端54和55从连接到快速电流监测器6的输入端的输入接线端7和8分开。为了方便，控制器2可以设置有分开的输入端54和55，并且通过在形成控制器的集成电路的外部将输入端54和55分别地连接至输入端7和8随后可以用在如图6中所示的降压模式中。
为了在升压模式中操作，电感器3连接在控制器2的输入接线端7和输出接线端16之间。负载1与第二电流传感电阻器56和二极管4串联连接在接地11与输出接线端16之间。因此，快速电流监测器6监测通过电感器3的电流，而精确电流监测器36监测通过负载1的电流。该控制器的操作类似于在降压模式中的控制器的操作。然而，由于负载电流的平均值小于通过晶体管开关15的电流的平均值，则要求形成控制回路并包括电流监测器36、电流源37、电路节点41和积分器42的第二电路在快速电流监测器6的输出端添加较大的修正电流。修正电流包括在主要操作情形下的正常误差成分加开关和负载电流之间的差。
图13图示了以升-降(buck-boost)模式操作的调节器。控制器2与图12中示出的控制器相似，唯一的不同在于该调节器电路为负载1返回到电源接线端17而不是接地。
在升压模式中，传感电阻器56在操作期间经历大的共模电压变化。通过具有良好的高频下的共模抑制(common-mode rejection)，精确电流监测器因此必定能够精确地响应负载电流的不连续特性。图14的上波形图示了通过电感器或线圈3的电流，中间波形图示了通过晶体管15的电流。下波形图示了通过负载1的电流，并且特别地，图示了大的共模成分，其由传感电阻器56转换成用于精确电流监测器36的输入电压。虽然能够添加与负载1平行的大电容器以平缓负载电流并降低共模偏移，这种电容器用作储存器，并且如果脉宽调制调光被施加至调节器，则调光范围被降低。
为了减少这种问题，并消除对传感电阻器56的需求，可以使用图15中示出的调节器。精确电流监测器36的输入还连接(在集成电路内部中或外部地)到输入端7和8，并且去除传感电阻器56，使得负载1与二极管4串联在输出接线端16和接地之间。
流过电阻器5和电感器3的电流不是流过晶体管15就是流过二极管4和负载1。这种电流流动通路由比较器12的输出决定，其控制晶体管15的开关。当晶体管15不导通或关断时，通过监测在电阻器5中的电流，比较器的输出因而可以被用来控制用于推断负载中的电流的配置。
如图15所示，限幅电路57形式的栅极设置在精确电流监测器36和电路节点41之间。限幅电路57由比较器12的输出控制。特别地，当比较器输出为高以使晶体管15接通时，限幅电路57有效地使精确检测器36的输出与电路节点41断开，以忽略通过传感电阻器5、电感器3和晶体管15的电流。当比较器的输出为低水平以使晶体管15关断时，电流流过电感器3、电阻器5、负载1和二极管4。因此，限幅电路57将精确电流监测器56的输出连接至电路节点41。到精确电流监测器36的输入对应于图14中的上波形，以便不需要精确电流监测器来处理大的共模信号。限幅电路57确保包括积分器42的第二电路仅响应于通过负载的电流。
限幅电路57可以由任何合适的电路形成，一个示例是差分对晶体管，用于根据比较器12的输出状态操纵来自精确电流监测器的电流或者到接地或者到电路节点41。
图15中示出的控制器2不同于上述的那些控制器的地方在于，到需求电流源37的输入端不连接至输入接线端13，而是连接至它自己的输入接线端58。来自图15的调节器的负载电流的平均值必须限定为通过电感器3的电流的平均值的一部分。通过电感器3的电流由电阻器5的值和在输入端13处的电压“限定(defined)”。如果需求电流源的输出降低因子k，则负载电流将降低相同的因子。
如图15所示，这是通过在输入端13和58之间设置电阻器59和60形式的分压器来实现的。用于控制调节器的电压供给至输入端13，并且在经由输入端58施加至需求电流源37的输入端之前，减低分压器的衰减因子k。
图15的调节器在升压模式下操作。然而，本质上相同结构，特别地，相同的控制器2可以用在升-降压模式中。适合的配置如图16所示，其与图15仅有的不同之处在于，负载1返回电源输入端17而不是返回接地11。
图17图示了图16中示出的类型的转换器，其允许自动决定预期的操作模式，并相应地激活或不激活限幅电路57。限幅电路57的激活或不激活由比较器61控制，比较器61具有连接至衰减器62的输出端的反相输入端，衰减器62的输入端连接至接线端13。比较器61的非反相输入端连接至接线端58。
在升压和升-降压模式中，根据由包括电阻器59和60的分压器提供的衰减，接线端58处的电压小于接线端13处的电压。因此比较器61的输出为低，并且这使得限幅电路57能够工作。当控制器2用在降压模式中的调节器中时，因为负载1和电感器3串联并通过相同的电流，输入端58直接地连接至接线端13。比较器61的输出为高，这使限幅电路57不工作，并将精确电流监测器36的输出端连接至电路节点41。因此，能够提供控制器2，其不需要用于确定它的操作模式的分离的输入接线端。

Claims (14)

1.一种用于开关调节器的控制器，包括：
用于控制用于将电流切换到电感器(3)中的开关(15)的滞后比较器(12，30)；
第一电路(6，9)，其包括到第一电流转换器(6)的第一电压，用于在所述开关在接通状态时以及在所述开关在断开状态时，将表示所述电感器(3)中的瞬间电流的第一信号供给至所述比较器(12，30)，
第二电路(36，37，41，42)，其包括到第二电流转换器(36)的第二电压，用于将第二信号供给至所述比较器，所述第二信号表示目标调节器输出和实际调节器输出的表示之间的误差，以及
所述比较器具有第一输入接线端，其经设置以接收所述第一信号和所述第二信号。
2.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述第二信号是作为负反馈信号施加的平均信号，所述负反馈信号修正所述比较器(12，30)的所述第一信号，由此控制平均电感器电流。
3.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于：所述第二电路(36，37，41，42)具有比所述第一电路(6，9)慢的响应时间。
4.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于：所述第二电路(36，37，41，42)包括积分器(42)，其中所述第二电流转换器(36)的输出连接到差分电路节点(41)，并且所述差分电路节点(41)的输出端连接至所述积分器(42)的输入端。
5.根据权利要求4所述的控制器，其特征在于：所述积分器(42)设置为对所述目标调节器输出和实际调节器输出的表示之间的差进行积分。
6.根据权利要求4所述的控制器，其特征在于：所述积分器(42)在所述调节器工作期间具有几个开关循环周期数量级的时间常数。
7.一种用于开关调节器的控制器，包括：
用于控制用于将电流切换到电感器(3)中的开关(15)的滞后比较器(12，30)，所述比较器(12，30)具有上阈值和下阈值；
第一电路(6，9)，用于将表示所述电感器(3)中的瞬间电流的第一信号供给至所述比较器(12，30)；和
第二电路(36，37，41，42)，用于将表示目标调节器输出和实际调节器输出之间的误差的第二信号供给至所述比较器，
所述控制器的特征在于：所述第一电路(6，9)和所述第二电路(36，37，41，42)分别地具有第一输入端和第二输入端，所述第一输入端和第二输入端是可连接的，或者连接在一起，并且所述第二电路(36，37，41，42)包括栅极(57)，所述栅极(57)设置为，在所述开关(15)断开时让来自所述第二输入端的信号通过，并在所述开关(15)接通时阻止来自所述第二输入端的所述信号。
8.根据权利要求7所述的控制器，其特征在于：所述栅极(57)设置为由所述比较器(12，30)控制。
9.一种开关调节器，其特征在于：包括如权利要求1所述的控制器和所述电感器(3)。
10.根据权利要求9所述的调节器，其特征在于：包括与所述电感器(3)串联并连接至所述第一电路(6，9)的第一传感电阻器(5)。
11.根据权利要求10所述的调节器，其特征在于：所述第一传感电阻器(5)连接至所述第二电路(36，37，41，42)。
12.根据权利要求10所述的调节器，其特征在于：包括与所述调节器的输出端(1)串联并连接至所述第二电路(36，37，41，42)的第二传感电阻器(56)。
13.根据权利要求9所述的调节器，其特征在于：所述调节器的一输出端或所述输出端(1)经由二极管(4)连接至所述电感器(3)。
14.一种光源，其特征在于：包括连接到根据权利要求9所述的调节器的至少一个发光器件(1)。
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