CN102360234B - 一种电流控制电路和电流控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及电子电路尤其是一种电流控制电路及电流控制方法。本发明的一个实施例包括：续流电路，包括电感、整流器和负载；电流感测电路，感测流经负载/电感的电流，并产生第一电流信号；补偿电路，产生补偿信号；第一参考信号；控制电路，根据第一电流信号、补偿信号和第一参考信号，产生控制信号；开关，耦接于续流环路，在控制信号作用下，导通和关断。本发明实施例可以补偿因占空比、非线性、延迟时间等变化造成的负载电流误差，提供精准的负载/电感电流，尤其是精准的平均负载/电感电流。

Description

一种电流控制电路和电流控制方法
技术领域
本技术涉及电子电路，尤其是一种电流控制电路及电流控制方法。
背景技术
电子电路中，通常需要对负载提供精准的电流，尤其是精准的平均电流。这些负载包括但不限于电子负载、电池、LED等。在这些负载中，LED电流，尤其是LED平均电流的准确性控制尤其重要。LED电流控制电路将作为一个示例性的实施例，用以介绍本技术。
众所周知，LED的亮度是取决于通过LED的平均电流的大小，LED的平均电流可以通过电流控制电路进行设置。图1示出一种LED电流控制电路100，包括：电源输入端VIN、开关端SW和电源接地端GND；续流电路101，包括电感L、（负载）LED串D1～Dn，二者串联后通过采样电阻RSENSE耦接至输入端VIN，整流器Rectifier耦接于输入端VIN和开关端SW之间；电流感测电路102，包括第一电阻R1，第一误差放大器EA1和第一晶体管T1，感测流经LED上的电流，并产生第一电流信号IFIRST；第一参考信号REF；以及控制电路103，包括第二电阻R2、第三电阻R3、第二开关M2、第一比较器C1和驱动器D1，根据第一电流信号IFIRST和第一参考信号REF，产生控制信号VCON；开关M1，耦接于开关端SW和电源接地端GND，在控制信号作用下，导通和关断。
如图2所示，第一开关M1导通时（即SW点电压VSW为低电势），输入端VIN、电感L、负载、开关M1和电源接地端GND组成的环路导通，负载LED上电流（即电感电流IL）开始逐渐增大。由于电流感测电路102的作用，IFIRST也开始逐渐增大，B点电势升高。此时，第二开关M2是导通的，第三电阻R3和第二开关M2上的压降可以忽略不计。当B点电势升高至VREF（REF信号的电压值），即IFIRST增大到至VREF/R2时，第一比较器C1发生反转，输出低电平。第一开关M1和第二开关M2截止（即SW点电压VSW为高电势），此时负载、电感L、整流器Rectifier构成电流通路，负载LED上电流开始逐渐减小。由于电流感测电路102的作用，IFIRST也开始逐渐减小，B点电势降低。当B点电势降低至VREF，即IFIRST减小至VREF/（R2+ R3）时，比较器P2发生反转，输出高电平。即第一电流信号IFIRST在门限[VREF/（R2+ R3），VREF/R2]之间波动。相应地电感电流IL在门限[ITH1，ITH2] 之间波动。
假定，第一开关M1导通和关断的占空比D为50%。当IFIRST到达门限后，系统需要一段时间来控制开启和关断，图2所示的TD1和TD2为第一比较器C1和驱动器的延时,即当IFIRST分别到达VREF/（R2+ R3）或者VREF/R2至开关开始导通或者截止的时间。 ΔITH1和ΔITH2分别是因延时TD1和TD2而导致的输出电流误差。在占空比D为50%时，假定TD1=TD2，则ΔITH1=ΔITH2，流过电感器L的平均电流依然准确。
输入电源变化、LED串联数量变化都会导致占空比D发生变化。如图3所示，假定，占空比D为10%，可以近似认为，电感电流上升时间为下降时间的1/9倍。则电感上升的速率为下降速率的9倍。假定，TD1=TD2，则ΔITH1=9×ΔITH2。因此，当占空比小于50%时，平均电感电流/IL将会向接近ITH1的方向漂移，产生误差，平均电流高于预设值。反之，当占空比大于50%时，平均电流/IL将会向接近ITH2的方向漂移，产生误差，平均电流低于预设值。
包括上述，负载电路产生误差的原因还包括但不限于：电流采样电路102的延时、在不同负载/电感电流下的延迟时间不等，非线性等；控制电路103（尤其是比较器C1）的延时、非线性、上升沿和下降沿延迟时间不等；驱动电路的延时、非线性、上升沿和下降沿延迟时间不等；占空比变化导致的上述延时的变化、不等、非线性等。
发明内容
本技术提供的电路和方法可以克服上述缺陷，提供精准的负载电流，尤其是精准的平均负载电流。为此
本技术提供了一种电流控制电路，包括：续流电路，包括电感、整流器和负载；电流感测电路，感测流经负载/电感的电流，并产生第一电流信号；补偿电路，产生补偿信号；第一参考信号；控制电路，根据第一电流信号、补偿信号和第一参考信号，产生控制信号；开关，耦接于续流环路，在控制信号作用下导通和关断。
本技术还提供了一种电流控制方法，包括：使用电感、整理器为开关电源的负载提供能量；产生反映负载/电感电流的第一电流信号；提供补偿电路，产生补偿信号；提供第一参考信号；根据第一电流信号、补偿信号和第一参考信号，产生控制信号；使用控制信号，控制开关的导通和关断。
本技术通过将补偿电路引入电路系统，补偿了因占空比、非线性、延迟时间等变化造成的负载电流误差。
附图说明
本发明将通过例子并参照附图的方式说明，其中：
图1示出一种LED电流控制电路100。
图2是占空比为50%时电感器L的电流IL和开关SW波形图。
图3是占空比为90%时电感器L的电流IL图。
图4是实施例400的系统结构图。
图5是一个实施例的工作流程图。
图6是实施例600的电路图。
图7是实施例600工作时产生高低阈值的波形。
图8是实施例800的电路图。
图9是实施例900的电路图。
具体实施方式
在下文所述的特定实施例代表本发明的示例性实施例，并且本质上仅为示例说明而非限制。在说明书中，提及“一个实施例”或者“实施例”意味着结合该实施例所描述的特定特征、结构或者特性包括在本发明的至少一个实施例中。术语“在一个实施例中”在说明书中各个位置出现并不全部涉及相同的实施例，也不是相互排除其他实施例或者可变实施例。本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。
下面将参考附图详细说明本发明的具体实施方式。贯穿所有附图相同的附图标记表示相同的部件或特征。
图4示出了根据本技术的一个实施例的电流控制电路的方框图400，图6示出的电路系统600，图8示出的电路系统800，图9示出的电路系统900是示例性的介绍了电路系统400的具体实现方式。如图4所示，电路400包括：电源输入端VIN、开关端SW和电源接地端GND；续流电路101，包括电感L、负载（LED）、整流器Rectifier耦接于输入端VIN和开关端SW之间；电流感测电路102，感测流经负载/电感（负载或者电感，表示本领域技术人员可以根据需求做出选择，在一个实施例中可以感测电感电流，在一个实施例中可以感测负载电流，在另外一个实施例中可以感测二者电流）上的电流，并产生第一电流信号IFIRST；第一参考信号REF；补偿电路401，产生补偿信号402；以及控制电路103，根据第一电流信号IFIRST、补偿信号402和第一参考信号REF，产生控制信号VCON；开关M1，耦接于开关端SW和电源接地端GND，在控制信号作用下，导通和关断。
根据本技术的一个实施例，电流控制电路的负载是LED。负载既可以是一个或者几个LED，也可以是一串或者几串LED。LED包括但不限于白光LED、蓝光LED、红光LED、黄光LED等。在其他实施例中，负载不限于LED、电池、电子负载等。
根据本技术的一个实施例，可以使用肖特基二极管作为整流器使用。在其他实施例中，可以使用P型或者N型号MOSFET作为整流器使用。
根据本技术的一个实施例，所述负载和电感串联后耦接于输入端VIN和开关端SW之间，所述整流器耦接于输入端VIN和开关端SW之间。在一个实施例中，电感L比负载靠近开关端SW，在另外一个实施例中负载比电感L更加靠近开关端SW，在其他实施例中电感L可以连接在LED串之中的某个位置。图4中用虚线强调耦接关系，表示整理器、负载、电感即可以是直接相连接，可以是通过其他器件、导线等间接连接。除非有特殊性说明或者排除性说明，实线的连接并不表示直接相连，也表示耦接关系。
根据本技术的一个实施例，电流控制电路还包括采样电阻RSENSE，所述采样电阻RSENSE和所述负载/电感串联。该电阻既可以于靠近输入端VIN的位置，可以连接于靠近开关端SW的位置，可以连接于负载中间，也可以连接负载和电感L中间。所述电流感测电路通过所述采样电阻感测流经负载的电流。在一个实施例中，所述采样电阻RSENSE具有第一端和第二端；电流感测电路包括：第一电阻R1，具有第一端和第二端，其第一端耦接于采样电阻RSENSE的第一端；第一误差放大器EA1，其第一输入端耦接于第一电阻的第二端，第二输入端耦接于采样电阻的第二端；第一晶体管T1，其栅极耦接于第一误差放大器EA1的输出端，第一输入端耦接于第一电阻的第二端，第二输入端耦接于所述控制电路103。
根据本技术的一个实施例的电流控制电路的控制电路包括：迟滞产生电路，产生高阈值电压和低阈值电压；第一比较器，其输入端耦接于迟滞产生电路和第一参考信号REF；驱动器D1，耦接于所述第一比较器C1的输出端，输出所述控制信号VCON。在一个实施例中，迟滞产生电路包括：第二电阻R2；第三电阻R3，耦接于第二电阻R2；第二开关M2，与所述第三电阻并联，受所述控制信号VCON控制。
根据本技术的一个实施例，所述的补偿信号和占空比相关。相关表示补偿信号可以反映占空比的大小。在一个实施例中，补偿信号随占空比增大而增大；在另外一个实施例中，补偿信号随占空比增大而减小；在一个实施例中，二者呈线性关系。
根据本技术的一个实施例，所述的补偿信号是电流信号，所述的补偿信号与第一电流信号相叠加。电流控制信号既可以是正信号也可以是负信号，既可以注入电流也可以吸收电流。叠加既可以是直接或者间接相加、减、乘、除、积分、微分，也可以是经过放大、平移后进行上述几何运算。
根据本技术的一个实施例，所述电流补偿电路包括：第一低通滤波器603；第一放大器604，其第一输入端通过低通滤波器603耦接于控制电路102，第二输入端耦接于第一参考电压REF；输出端输出所述补偿信号602。
根据本技术的一个实施例，所述电流补偿电路包括：第二参考电压VCC/2；第二低通滤波器803；第二放大器804，其第一输入端通过低通滤波器耦接于控制电路的输出，第二输入端耦接于第二参考电压VCC/2；其中，第二参考电压VCC/2为控制电路输出的一半。在一个实施例中，所述放大器为跨导放大器。
根据本技术的一个实施例，所述的补偿信号与第一参考信号相叠加。叠加既可以是直接或者间接相加、减、乘、除、积分、微分，也可以是经过放大、平移后进行上述几何运算。
根据本技术的一个实施例电流流控制电路，所述电补偿电路包括：第三低通滤波器903；第三放大器904，其第一输入端通过第三低通滤波器903耦接于控制电路103，第二输入端耦接于第一参考信号REF；第四电阻RCOM，耦接于第一参考信号REF和第三放大器904的输出端；第一电容CCOM，耦接于跨导放大器的第一输入端和输出端。在一个实施例中，所述放大器为跨导放大器。
如图5所示的流程图500，500公开了一种电流控制方法：步骤501，使用电感、整流器和开关器为开关电源的负载提供能量；步骤502，产生反映负载/电感电流的第一电流信号IFIRST；步骤503，提供补偿电路，产生补偿信号510；步骤504，提供第一参考信号REF；步骤505，根据第一电流信号IFIRST、补偿信号510和第一参考信号REF，产生控制信号VCON；步骤506，使用控制信号VCON，控制所述开关的导通和关断。所述步骤501~步骤510只是表明其在文中出现的先后顺序，并不代表本技术实施的先后顺序。
根据本技术的一个实施例，电流控制方法的负载是LED。负载既可以是一个或者几个LED，也可以是一串或者几串LED。LED包括但不限于白光LED、蓝光LED、红光LED、黄光LED等。在其他实施例中，负载不限于LED、电池、电子负载等。
根据本技术的一个实施例，可以使用肖特基二极管作为整流器使用。在其他实施例中，可以使用P型或者N型号MOSFET作为整流器使用。
根据本技术的一个实施例，还包括提供输入端和开关端，所述负载和电感串联后耦接于输入端VIN和开关端SW之间，所述整流器耦接于输入端VIN和开关端SW之间。在一个实施例中，电感L比负载靠近开关端SW，在另外一个实施例中负载比电感L更加靠近开关端SW，在其他实施例中电感L可以连接在LED串之中的某个位置。整流器、负载、电感和其他器件、电路既可以是直接相连接，可以是通过其他器件、导线等间接连接。
根据本技术的一个实施例，电流控制方法还包括提供采样电阻RSENSE，所述采样电阻RSENSE和所述负载/电感串联。该电阻既可以于靠近输入端VIN的位置，可以连接于靠近开关端SW的位置，可以连接于负载中间，也可以连接负载和电感L中间。所述电流感测电路通过所述采样电阻感测流经负载的电流。在一个实施例中，所述采样电阻具有第一端和第二端；电流感测电路包括：第一电阻R1，具有第一端和第二端，其第一端耦接于采样电阻RSENSE的第一端；第一误差放大器P1，其第一输入端耦接于第一电阻的第二端，第二输入端耦接于采样电阻的第二端；第一晶体管T1，其栅极耦接于第一误差放大器EA1的输出端，第一输入端耦接于第一电阻的第二端，第二输入端耦接于所述控制电路103。
根据本技术的一个实施例的电流控制方法：产生所述控制信号包括：提供迟滞产生电路，产生高阈值电压和低阈值电压；提供第一比较器，耦接于所述迟滞产生电路和所述第一参考信号；提供驱动器，耦接于所述第一比较器的输出端，输出所述控制信号。迟滞产生电路，产生高阈值电压和低阈值电压；第一比较器，其输入端耦接于迟滞产生电路和第一参考信号；驱动器，耦接于所述第一比较器的输出端，输出所述控制信号。在一个实施例中，迟滞产生电路包括：第二电阻R2；第三电阻R3，耦接于第二电阻R2；第二开关M2，与所述第三电阻并联，受所述控制信号VCON控制。
根据本技术的一个实施例，基于占空比信号产生补偿信号510，所述的补偿信号和占空比相关。相关表示补偿信号反映占空比的大小。在一个实施例中，补偿信号510随占空比增大而增大；在另外一个实施例中，补偿信号510随占空比增大而减小；在一个实施例中，二者呈线性关系。
根据本技术的一个实施例，所述的补偿信号510是电流信号，将所述补偿信号510与第一电流信号IFIRST相叠加。电流控制信号既可以是正信号也可以是负信号，既可以注入电流也可以吸收电流。叠加既可以是直接或者间接相加、减、乘、除、积分、微分，也可以是经过放大、平移后进行上述几何运算。
根据本技术的一个实施例，所述电流补偿电路包括：第一低通滤波器603；第一放大器604，其第一输入端通过低通滤波器603耦接于控制电路102，第二输入端耦接于第一参考电压REF；输出端输出所述补偿信号602。
根据本技术的一个实施例，所述电流补偿电路包括：第二参考电压VCC/2；第二低通滤波器803；第二放大器804，其第一输入端通过低通滤波器耦接于控制电路的输出，第二输入端耦接于第二参考电压VCC/2；其中，第二参考电压VCC/2为控制电路输出的一半。在一个实施例中，所述放大器为跨导放大器。
根据本技术的一个实施例，所述的补偿信号510与第一参考信号相叠加。叠加既可以是直接或者间接相加、减、乘、除、积分、微分，也可以是经过放大、平移后进行上述几何运算。
根据本技术的一个实施例电流控制方法，所述电补偿电路包括：第三低通滤波器903；第三放大器904，其第一输入端通过第三低通滤波器903耦接于控制电路103，第二输入端耦接于第一参考信号REF；第四电阻RCOM，耦接于第一参考信号REF和第三放大器904的输出端；第一电容CCOM，耦接于跨导放大器的第一输入端和输出端。在一个实施例中，所述放大器为跨导放大器。
如图6所示的电路系统600，作为本技术可以实现的一个具体实施例。电路600包括：
电源输入端VIN、开关端SW和电源接地端GND；虽然600显示本系统的一端连接至电源，另外一端连接至接地端GND。但是在另外一个实施例中，可以将GND连接至负电源。同样，电源输入端VIN、开关端SW和电源接地端GND都可以使用一个或者几个端口，焊盘（pad）或者引脚。
续流电路101，包括电感L、负载，整流器Rectifier。虽然600使用一串LED D1~Dn（N大于等于1）作为示例性的负载。在另外一个实施例中，还可以是几串等数目或者不等数目的LED串并联作为负载。图600用肖特基二极管作为示例性的整流器使用，但是在另外一个实施例中，还可以使用同步开关作为整流器使用，NMOS/PMOS/IGBT是同步开关的最优选择。相应地，系统需要输出一个与VCON互补/同向的信号用以控制同步开关。图600中，示例的显示了电感和LED的连接关系，负载和电感串联后耦接于输入端VIN和开关端SW之间，电感距离开关端SW更近一些。由于串联环路中各个器件电流基本相等（不考虑漏电等因素的影响），在其他的实施例中，LED可以放于电感之后，更接近开关端SW。也可以将电感放在LED串中间任一位置。同样也可以在开关端和输出端之间添加其他元器件。比如在VIN端口和A之间，或者LED串之前添加一个导通电阻很小的PMOS器件。当系统不工作时，PMOS关断，使得系统做到关断绝缘，没有漏电流；当系统工作时，PMOS器件导通，由于导通阻抗比较小，只产生很小的损耗，从而不影响电路系统工作。整流器耦接于输入端VIN和开关端SW之间。在其他一些实施例中，整流器可以通过其他开关、采样电阻、霍尔效应器件耦接于输入端VIN和开关端SW之间。同样，图600示出的耦接关系式是示例性的，在其他的实施例中，可以将整理器、电感和负载耦接于开关端SW和接地端GND之间，开关耦接于电源VIN和开关端SW之间组成一个降压电路的结构。在其他的实施例中，还可以将电感、负载、整流器和开关组合成Boost、Buck-Boost、Flyback结构，这些组合都是不脱离本技术的保护范围的。
电流感测电路102，感测流经负载上的电流，并产生第一电流信号IFIRST。在系统600中，还包括一采样电阻RSENSE，连接于A和LED之间。RSENSE一般是0.01欧姆~数欧姆，数值只为推荐示例性的优化值而非限制性电阻数值，用户可以根据需求灵活选择。同样，由于串联通路中电流基本相等，采样电阻可以以连接于LED串中间，或者LED和电感之间，以及电感之后。在一个实施例中，还可以不使用采样电阻，而是直接采样LED或者电感上的电流。在另外一个实施例中，可以使用电流采样电路采样VIN与SW之间电压差，或者A点与SW电压差，或者SW电压，或者其他可以反映负载/电感上电流的其他两点之间电压差，使得电流采样电路模拟负载上的电流变化，输出一个和负载/电感电流呈一定关系的信号。只要输出信号和负载/电感上电流保持逻辑关系，都应当认为是一种电流采样。图600所示的系统，电流感测电路包括：所述采样电阻RSENSE具有第一端和第二端，第一端耦接于点A，第二段耦接至负载；第一电阻R1，具有第一端和第二端，其第一端耦接于采样电阻RSENSE的第一端；第一误差放大器EA1，其第一输入端耦接于第一电阻的第二端，第二输入端耦接于采样电阻的第二端；第一晶体管T1，其栅极耦接于第一误差放大器EA1的输出端，第一输入端耦接于第一电阻R1的第二端，第二输入端耦接于所述控制电路103。
由于放大器的负反馈作用，第一电阻R1的第二段和采样电阻的第二段将保持同电势，则两个电阻上的电势差相等，
IFIRST×R1=I RSENSE×RSENSE                                          （1）
IFIRST= I RSENSE×RSENSE / R1                                                   （2）
其中，IFIRST为通过第一电阻R1的电流，I RSENSE为通过检测电阻RSENSE的电流.在600示出的实施例中，I RSENSE等于电感电流IL，也等于负载电流。一般R1已经定制于芯片内部，RSENSE放于芯片外部，通过选择不同的RSENSE设置负载上的电流。由于放大器并非理想放大器，第一电阻R1的第二端和采样电阻的第二端不可能完全相等，就会产生一个失调电压Δ，同样，可以根据需要，主动设置失调电压Δ的方式，使得
IFIRST= I RSENSE×RSENSE / R1+Δ/ R1                                      （3）
其中，Δ/ R1是一个直流分量，表示第一电流具有一个初始电流值。
在以下的分析中，为清晰说明本技术，假定
IFIRST= K×ISENSE                                                                    （4）
其中K即可以是一个恒定的数值，也可以是一个函数。在如实施例600中，K= RSENSE / R1。
补偿电路601，产生补偿信号602。根据本技术的一个实施例，所述电补偿电路包括：低通滤波器603；第一放大器604，其第一输入端通过低通滤波器603耦接于控制电路103的迟滞电压产生点B，第二输入端耦接于第一参考电压REF；输出端输出所述补偿信号602。600所示的补偿信号是电流信号，在其他实施例中可以是电压信号。所述的补偿信号602与第一电流信号IFIRST相叠加。叠加并非一定是二者相加，也可以是二者相减，相乘除，或者积分微分等，或者将其中一个、两个或者多个信号进行放大、缩小、几何运算后再叠加。电流控制信号既可以是正信号也可以是负信号，既可以注入电流也可以吸收电流。在一个实施例中可以使用跨导放大器。
电路600示出一个第一参考信号REF， REF可以是一个随温度变化很小的基准电压/电流，也可以是一个PTAT（随温度升高）电压/电流，也可以是一个IPTAT（随温度升高降低）电压/电流。为分析的方便，在以下的分析中假定REF是一个电压信号。
控制电路103，根据第一电流信号IFIRST、补偿信号602和第一参考信号REF，产生控制信号VCON。在一个实施例中，控制电路103包括迟滞产生电路，产生高阈值电压VB1和低阈值电压VB2。所述的迟滞产生电路包括：第二电阻耦接于迟滞产生点B点和C点之间；第三电阻，耦接于C和接地端GND；第二开关M2，与所述第三电阻并联，受所述控制信号VCON控制。可以使用NMOS晶体管实现第二开关。由于NMOS开关导通时，相比于第三电阻R3，其导通电阻非常小。可以近似的认为，当开关导通时候，C点的电势为地电位。
第一比较器P1，其第一输入端耦接于迟滞产生电路。在一个实施例中，连接于迟滞电压产生点B点，改变所述控制信号的高低电平；其第二端耦接于第一参考信号REF；驱动器D1，耦接于所述第一比较器C1的输出端，输出所述控制信号VCON。
正常工作时，当控制信号VCON为高电平时候，负载上电流逐渐增大，B点电压也逐渐增大。此时，由于第二开关M2导通，C点电势为地电位，当B点电压升高到VREF（第一参考信号REF的电压值）时，比较器的输出将输出低电平，关闭M1和M2，此时，补偿电流ICOM和第一电流信号IFIRST叠加后流过第二电阻R2，假定比较器反转时刻电感电流ISENSE数值为ITH1，可以得到，
(ICOM + K×ITH1)×R2=VREF                                                  （5）
由（5）可以得到，
ITH1=（VREF /R2 - ICOM) /K                                              （6）
如图7所示，M2突然截止后，由于电流将流经R3。因此C点电压突变并升高，B点升高至高阈值电压VB1，
VB1=（R3+R2）×VREF /R2                                                 （7）
可以得到B点电压的突变值ΔVB1，
ΔVB1= VB1- VREF =R3×VREF /R2                                       （8）
B点电压突变后，VCON保持低电平。由于M1保持关闭，电流将沿着负载、电感L、整流器组成的路径流动，电感上电流ISENSE持续减小，第一电流信号IFIRST也持续减小，从而导致B点电压降低。当B点电压降低到VREF的时候，比较器发生反转，输出高电平，M1和M2重新导通。此时，补偿电流ICOM和第一电流信号IFIRST叠加后流过第二电阻R2和第三电阻R3，假定比较器反转时刻电感电流ISENSE数值为ITH2，可以得到，
(ICOM+ K×ITH2)×（R3+ R2）= VREF                                        （9）
由（9）可以得到，
ITH2=（VREF/（R3+ R2）- ICOM) /K                                     （10）
M2突然导通后，由于电流将流经M2，因此B点电压降突变并降低，此时将降低至低阈值电压VB2，
VB2=R2×VREF /（R3+R2）                                                   （11）
可以得到B点电压的突变值ΔVB2，
ΔVB2= VREF –VB2 =R3×VREF /（R3+R2）                           （12）
那么B点电压的平均值/VB为，
/VB= VREF ×[1+ΔVB1×(1-D) /2 –ΔVB2×D /2]            （13）
其中D为占空比。由于R3的作用一般是提供迟滞电压，在一个实施例中有R2>>R3，则ΔVB1≈ΔVB2，那么当占空比小于50%时，B点电压的平均值/VB将大于电压VREF，当占空比大于50%时，B点电压的平均值/VB将小于电压VREF。在一个实施例中，如果不忽略R3的影响，严格的遵守ΔVB1>ΔVB2，那么，当
ΔVB1×(1-DEXACT) -ΔVB2×DEXACT=0                        （14）                               
即，
DEXACT=ΔVB1/（ΔVB1+ΔVB2）=（R3+R2）/（R3+2×R2）     （15）
时补偿电路提供的补偿信号ICOM为零。当占空比小于DEXACT时，B点电压的平均值/VB将大于电压VREF，当占空比大于DEXACT时，B点电压的平均值/VB将小于电压VREF。
在一个实施例中，使用低通滤波器将B点电压的平均值输出至D点。在一个实施例中，将电流从放大器流入控制电路定义为正，将放大器从B点吸入电流定义为负。跨导放大器的正端耦接至第一参考信号REF，第二端耦接至D点，则输出的电流控制信号ICOM，
ICOM=GM×(/VB- VREF)                                                             （16）
其中，GM为跨导放大器的跨导，反映了放大器将两个输入端电压差转化为电流信号的能力。
更具上述/VB和占空比的分析，可以得出：
在一个实施例中，占空比小于50%时，B点电压的平均值/VB将大于电压VREF，ICOM为正，电流从放大器通过B点流入控制电路；当占空比大于50%时，A点电压的平均值/VB将小于电压VREF，ICOM为负，放大器从B点吸入电流。
根据（6）和（10），可以得到平均负载/电感电流
/ISENSE= （ITH1+ ITH2)/2   
=（REF/（R3+ R2）+ REF/R2 - 2×ICOM) /K/2                             （17）
在一个实施例中，占空比小于50%时，ICOM为正，/ISENSE将减小。克服了“在一个实施例中，……因此，当占空比小于50%时，平均电流/IL将会向接近ITH1的方向漂移，产生误差，平均电流高于预设值”；当占空比大于50%时，ICOM为负，/ISENSE将增大，克服了“反之，当占空比大于50%时，平均电流/IL将会向接近ITH2的方向漂移，产生误差，平均电流低于预设值”。
开关M1，耦接于开关端SW和电源接地端GND，在控制信号作用下，导通和关断。可以使用NMOS晶体管IGBT等实现第一开关。在600所示的系统中，开关M1和M2控制端一起耦接于驱动器的输出，在其他实施例中两个信号可以不耦接于同一节点，例如将M2的控制信号耦接于驱动器之前。
图8所示的系统800，是根据本技术的另外一个实施例。与600的区别在于，补偿电路801，产生补偿信号802。根据本技术的一个实施例，所述电补偿电路801包括：低通滤波器803；第一放大器804，其第一输入端通过低通滤波器803耦接于第一比较器C1的输出，第二输入端耦接于第二参考电压VCC/2；VCC是芯片的内部电源,等于比较器或者反相器输出的高电平信号。
800的工作流程如下：
比较器的输出经过低通滤波器后，如果占空比小于50%，那么比较器的负端电压将小于VCC/2，跨导放大器804将向B点注入电流，即ICOM为正。根据（17），ISENSE将减小，克服了“在一个实施例中，……因此，当占空比小于50%时，平均电流/IL将会向接近ITH1的方向漂移，产生误差，平均电流高于预设值”； 当占空比大于50%时，ICOM为负，/ISENSE将增大，克服了“反之，当占空比大于50%时，平均电流/IL将会向接近ITH2的方向漂移，产生误差，平均电流低于预设值”。
图9所示的系统900，是根据本技术的另外一个实施例。与600的区别在于，补偿电路901，产生补偿信号902。根据本技术的一个实施例，所述电补偿电路901包括：第三低通滤波器903；第三放大器904，其第一输入端通过低通滤波器903耦接于第一比较器C1的输出，第二输入端耦接于第一参考信号REF；第四电阻RCOM，耦接于第一参考信号和第三放大器904的输出端；第一电容CCOM，耦接于第三放大器904的第一输入端和输出端。
900的工作流程如下：
如对600的分析，根据（13），当占空比小于50%时，B点电压的平均值/VB将大于电压VREF，即VE大于VREF。跨到放大器904将吸入电流，V902的电压降低。当占空比大于50%时，B点电压的平均值/VB将小于电压VREF，V902的电压升高。
根据（6）和（10），将ICOM设置为零，用V902代替VREF，可以得到高低门限电压ITH3、ITH4为，
ITH3= V902/R2 /K                                                   （18）
ITH4=V902/（R3+ R2）/K                                                          （19）
从而可以得到，负载/电感的平均电流/IL3为，
/IL3= （ITH1 +ITH2) /2=[V902/（R3+ R2）+ V902/R2] /K/2
占空比小于50%时，V902降低导致 IL3减低，克服了“在一个实施例中，……因此，当占空比小于50%时，平均电流/IL将会向接近ITH1的方向漂移，产生误差，平均电流高于预设值”； 当占空比大于50%时，V902升高导致 IL3升高，克服了“反之，当占空比大于50%时，平均电流/IL将会向接近ITH2的方向漂移，产生误差，平均电流低于预设值”。
本技术通过将补偿电路引入系统，提供了精准的负载电流。如何实现补偿电路，不是本技术要重点讨论的，因此，不在一一列举具体实施例。
同样，上述实施例主要是针对占空比的影戏而作示例性介绍。这些实施例还可以用于克服电路延时的影响，比如对于电流采样电路，电流小时延时较大，电流大的时候延时较小。补偿电路可以采样可以反映第一电流信号的大小的信号，并补偿控制环路。这些都是在本技术的覆盖之内。
尽管本发明已经结合其具体示例性实施方式进行了描述，很显然的是，多种备选、修改和变形对于本领域技术人员是显而易见的。由此，在此阐明的本发明的示例性实施方式是示意性的而并非限制性。可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下作出修改。
在本公开内容中所使用的量词“一个”、“一种”等不排除复数。文中的“第一”、“第二”等仅表示在实施例的描述中出现的先后顺序，以便于区分类似部件。“第一”、“第二”在权利要求书中的出现仅为了便于对权利要求的快速理解而不是为了对其进行限制。权利要求书中的任何附图标记都不应解释为对范围的限制。

Claims (32)

1.一种电流控制电路，包括：
续流电路，包括电感、整流器和负载；
电流感测电路，感测流经所述负载/所述电感的电流，并产生第一电流信号；
补偿电路，产生补偿信号；
第一参考信号；
控制电路，根据所述第一电流信号、所述补偿信号和所述第一参考信号，在输出端产生控制信号，其中所述补偿信号与所述第一电流信号相叠加；以及
开关，耦接于所述续流电路，在所述控制信号作用下导通和关断；
其中，所述补偿电路包括：
低通滤波器；以及
第一放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端通过所述低通滤波器耦接至所述控制电路，其第二输入端耦接至所述第一参考信号，其输出端提供所述补偿信号。
2.根据权利要求1所述的电流控制电路，其特征在于，所述负载是LED。
3.根据权利要求1所述的电流控制电路，其特征在于，还包括输入端和开关端，所述负载和所述电感串联后耦接于所述输入端和所述开关端之间，所述整流器耦接于所述输入端和所述开关端之间。
4.根据权利要求1所述的电流控制电路，其特征在于，还包括采样电阻，所述采样电阻和所述负载/所述电感串联，所述电流感测电路通过所述采样电阻感测流经所述负载/所述电感的电流。
5.根据权利要求4所述的电流控制电路，其特征在于，
所述采样电阻具有第一端和第二端；
所述电流感测电路包括：
第一电阻，具有第一端和第二端，其第一端耦接于所述采样电阻的第一端；
第一误差放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端耦接于所述第一电阻的第二端，其第二输入端耦接于所述采样电阻的第二端；以及
第一晶体管，其栅极耦接于所述第一误差放大器的输出端，其第一输入端耦接于所述第一电阻的第二端，其第二输入端耦接于所述控制电路。
6.根据权利要求1所述的电流控制电路，其特征在于，所述的控制电路包括：
迟滞产生电路，产生高阈值电压和低阈值电压；
第一比较器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端耦接于所述迟滞产生电路，其第二输入端耦接于所述第一参考信号；
驱动器，耦接于所述第一比较器的输出端，输出所述控制信号。
7.根据权利要求6所述的电流控制电路，其特征在于，所述的迟滞产生电路包括：
第二电阻，具有第一端和第二端，其第一端接收所述第一电流信号；
第三电阻，具有第一端和第二端，其第一端耦接于所述第二电阻的第二端；
第二晶体管，与所述第三电阻并联，受所述控制信号控制。
8.根据权利要求1所述的电流控制电路，其特征在于，所述的补偿信号是与占空比相关的信号。
9.一种电流控制电路，包括：
续流电路，包括电感、整流器和负载；
电流感测电路，感测流经所述负载/所述电感的电流，并产生第一电流信号；
补偿电路，产生补偿信号；
第一参考信号；
控制电路，根据所述第一电流信号、所述补偿信号和所述第一参考信号，在输出端产生控制信号，其中所述补偿信号与所述第一电流信号相叠加；以及
开关，耦接于所述续流电路，在所述控制信号作用下导通和关断；
其中，所述补偿电路包括：
第二参考电压；
低通滤波器；以及
第二放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端通过所述低通滤波器耦接于所述控制电路的输出端，其第二输入端耦接于所述第二参考电压，其输出端提供所述补偿信号；
其中，第二参考电压为控制电路输出电压高电平的一半。
10.根据权利要求9所述的电流控制电路，其特征在于，所述负载是LED。
11.根据权利要求9所述的电流控制电路，其特征在于，还包括输入端和开关端，所述负载和所述电感串联后耦接于所述输入端和所述开关端之间，所述整流器耦接于所述输入端和所述开关端之间。
12.根据权利要求9所述的电流控制电路，其特征在于，还包括采样电阻，所述采样电阻和所述负载/所述电感串联，所述电流感测电路通过所述采样电阻感测流经所述负载/所述电感的电流。
13.根据权利要求12所述的电流控制电路，其特征在于，
所述采样电阻具有第一端和第二端；
所述电流感测电路包括：
第一电阻，具有第一端和第二端，其第一端耦接于所述采样电阻的第一端；
第一误差放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端耦接于所述第一电阻的第二端，其第二输入端耦接于所述采样电阻的第二端；以及
第一晶体管，其栅极耦接于所述第一误差放大器的输出端，其第一输入端耦接于所述第一电阻的第二端，其第二输入端耦接于所述控制电路。
14.根据权利要求9所述的电流控制电路，其特征在于，所述的控制电路包括：
迟滞产生电路，产生高阈值电压和低阈值电压；
第一比较器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端耦接于所述迟滞产生电路，其第二输入端耦接于所述第一参考信号；
驱动器，耦接于所述第一比较器的输出端，输出所述控制信号。
15.根据权利要求14所述的电流控制电路，其特征在于，所述的迟滞产生电路包括：
第二电阻，具有第一端和第二端，其第一端接收所述第一电流信号；
第三电阻，具有第一端和第二端，其第一端耦接于所述第二电阻的第二端；
第二晶体管，与所述第三电阻并联，受所述控制信号控制。
16.根据权利要求9所述的电流控制电路，其特征在于，所述的补偿信号是与占空比相关的信号。
17.一种电流控制电路，包括：
续流电路，包括电感、整流器和负载；
电流感测电路，感测流经所述负载/所述电感的电流，并产生第一电流信号；
补偿电路，产生补偿信号；
第一参考信号；
控制电路，根据所述第一电流信号、所述补偿信号和所述第一参考信号，在输出端产生控制信号，其中所述补偿信号与所述第一参考信号相叠加；以及
开关，耦接于所述续流电路，在所述控制信号作用下导通和关断；
其中，所述补偿电路包括：
低通滤波器，
第三放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端通过所述低通滤波器耦接于所述控制电路，第二输入端耦接于所述第一参考信号；
第四电阻，耦接于所述第一参考信号和所述第三放大器的输出端；
第一电容，耦接于所述第三放大器的第一输入端和输出端之间。
18.根据权利要求17所述的电流控制电路，其特征在于，所述负载是LED。
19.根据权利要求17所述的电流控制电路，其特征在于，还包括输入端和开关端，所述负载和所述电感串联后耦接于所述输入端和所述开关端之间，所述整流器耦接于所述输入端和所述开关端之间。
20.根据权利要求17所述的电流控制电路，其特征在于，还包括采样电阻，所述采样电阻和所述负载/所述电感串联，所述电流感测电路通过所述采样电阻感测流经所述负载/所述电感的电流。
21.根据权利要求20所述的电流控制电路，其特征在于，
所述采样电阻具有第一端和第二端；
所述电流感测电路包括：
第一电阻，具有第一端和第二端，其第一端耦接于所述采样电阻的第一端；
第一误差放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端耦接于所述第一电阻的第二端，其第二输入端耦接于所述采样电阻的第二端；以及
第一晶体管，其栅极耦接于所述第一误差放大器的输出端，其第一输入端耦接于所述第一电阻的第二端，其第二输入端耦接于所述控制电路。
22.根据权利要求17所述的电流控制电路，其特征在于，所述的控制电路包括：
迟滞产生电路，产生高阈值电压和低阈值电压；
第一比较器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端耦接于所述迟滞产生电路，其第二输入端耦接于所述第一参考信号；
驱动器，耦接于所述第一比较器的输出端，输出所述控制信号。
23.根据权利要求22所述的电流控制电路，其特征在于，所述的迟滞产生电路包括：
第二电阻，具有第一端和第二端，其第一端接收所述第一电流信号；
第三电阻，具有第一端和第二端，其第一端耦接于所述第二电阻的第二端；
第二晶体管，与所述第三电阻并联，受所述控制信号控制。
24.根据权利要求17所述的电流控制电路，其特征在于，所述的补偿信号是与占空比相关的信号。
25.一种电流控制方法，包括：
使用电感、整流器为开关电源的负载提供能量；
产生反映负载/电感电流的第一电流信号；
提供补偿电路，产生补偿信号；
提供第一参考信号；
根据所述第一电流信号、所述补偿信号和所述第一参考信号，产生控制信号，其中所述补偿信号与所述第一电流信号相叠加；
使用所述控制信号，控制开关的导通和关断；
其中，所述补偿电路包括：
低通滤波器；以及
第一放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端通过所述低通滤波器耦接至所述控制电路，其第二输入端耦接至所述第一参考信号，其输出端提供所述补偿信号。
26.根据权利要求25所述的电流控制方法，其特征在于，所述负载是LED。
27.根据权利要求25所述的电流控制方法，其特征在于，还包括提供输入端和开关端，所述负载和电感串联后耦接于输入端和开关端之间，所述整流器耦接于输入端和开关端之间。
28.根据权利要求25所述的电流控制方法，其特征在于，还包括提供采样电阻，所述采样电阻和所述负载/电感串联，通过所述采样电阻感测流经负载/电感的电流。
29.根据权利要求25所述的电流控制方法，其特征在于，产生所述控制信号包括：
提供迟滞产生电路，产生高阈值电压和低阈值电压；
提供第一比较器，耦接于所述迟滞产生电路和所述第一参考信号；
提供驱动器，耦接于所述第一比较器的输出端，输出所述控制信号。
30.根据权利要求25所述的电流控制方法，其特征在于，所述的补偿信号是与占空比相关的信号。
31.一种电流控制方法，包括：
使用电感、整流器为开关电源的负载提供能量；
产生反映负载/电感电流的第一电流信号；
提供补偿电路，产生补偿信号；
提供第一参考信号；
根据所述第一电流信号、所述补偿信号和所述第一参考信号，产生控制信号，其中所述补偿信号与所述第一电流信号相叠加；
使用所述控制信号，控制开关的导通和关断；
其中，所述补偿电路包括：
第二参考电压；
低通滤波器；以及
第二放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端通过所述低通滤波器耦接于所述控制电路的输出端，其第二输入端耦接于所述第二参考电压，其输出端提供所述补偿信号；
其中，第二参考电压为控制电路输出电压高电平的一半。
32.一种电流控制方法，包括：
使用电感、整流器为开关电源的负载提供能量；
产生反映负载/电感电流的第一电流信号；
提供补偿电路，产生补偿信号；
提供第一参考信号；
根据所述第一电流信号、所述补偿信号和所述第一参考信号，产生控制信号，其中所述补偿信号与所述第一参考信号相叠加；
使用所述控制信号，控制开关的导通和关断；
其中，所述补偿电路包括：
低通滤波器；
第三放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端通过所述低通滤波器耦接于所述控制电路，第二输入端耦接于所述第一参考信号；
第四电阻，耦接于所述第一参考信号和所述第三放大器的输出端；
第一电容，耦接于所述第三放大器的第一输入端和输出端之间。
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