CN105305805B - 功率因数修正装置 - Google Patents

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Abstract

一种功率变换电路包括DC/DC变换器和功率因数修正装置。DC/DC变换器用于将其输入端的整流功率转换为输出端的输出功率,DC/DC变换器包括第一电感和变换开关。功率因数修正装置包括模式切换电路和开关控制器。模式切换电路用于将输出功率的检测信号与阈值信号进行比较并输出过零检测信号。开关控制器与模式切换电路连接并用于根据过零检测信号驱动变换开关。当检测信号超过阈值信号时,开关控制器用于产生第一开关信号并提供给变换开关,第一开关信号的每个周期内导通时间固定。当检测信号未超过阈值信号时,开关控制器用于产生第二开关信号并提供给变换开关,第二开关信号的每个周期内关断时间固定。本发明还提出一种功率因数修正装置及功率变换方法。

Description

功率因数修正装置
技术领域
本发明公开的实施方式涉及功率因数修正装置、功率变换电路及功率变换方法,尤其涉及用于修正功率因数的包括该功率因数修正装置的功率变换电路及功率变换方法。
背景技术
功率因数(Power Factor,PF)为实际输出功率与电源的视在功率的比值。因此希望功率因数PF=1。功率因数修正(Power Factor Correction,PFC)预调节器用于多种电压/功率装置以控制输入的正弦电流与电压同相位,进而使得功率因数非常接近1。在低功率装置如镇流器或低电压显示器中常用的实现功率因数修正的技术为过渡模式(Transition Mode,TM)控制。TM控制用于多种功率因数修正集成电路(IntegratedCircuit,IC)产品如STL6561、FAN7527B、TDA4862、TDA4863、MC33260、MC33262、UC3852、SG6561或相类似的集成电路中。
然而,由于升压电路(Boost Circuit)广泛用于PFC调节电路,为节省成本并获得高功率因数PF和低总谐波失真(Total Harmonic Distortion,THD),升压电路采用峰值电流控制并工作于TM状态。当升压电路工作于高输入电压且负载工作于深度调光模式即低输出功率时,流入升压电路的电流非常小。更进一步地,直流电容在高输入功率侧存储较多能量,尤其当输入交流电流穿过0时,由于每个开关信号的导通时间TON过短而导致直流电容的电能无法放电完全,往往会引起较低的功率因数和较高的总谐波失真。
通常,对于宽输入电压的特定负载,集成电路IC可实现高功率因数和低总谐波失真。例如,升压电路IC STL6561可实现PF>0.9,THD<20%。然而,当负载也在一个宽范围内变化,例如从满载到3%满载时,功率因数会降低且总谐波失真会加重。
所以,需要提供一种改进的功率因数修正装置来解决上述技术问题。
发明内容
鉴于上面提及的技术问题,本发明的一个方面在于提供一种功率变换电路,该功率变换电路包括DC/DC变换器和功率因数修正装置。该DC/DC变换器用于将其输入端的整流功率转换为输出端的输出功率,该DC/DC变换器包括第一电感和变换开关,该第一电感的两端分别与该DC/DC变换器的输入端和该变换开关电性连接。该功率因数修正装置包括模式切换电路和开关控制器。该模式切换电路用于将该输出功率的检测信号与阈值信号进行比较并输出过零检测信号。该开关控制器与该模式切换电路连接并用于根据该过零检测信号驱动该变换开关。当该检测信号超过该阈值信号时,该开关控制器用于产生第一开关信号并提供给该变换开关,该第一开关信号的每个周期内导通时间固定。当该检测信号未超过该阈值信号时,该开关控制器用于产生第二开关信号并提供给该变换开关,该第二开关信号的每个周期内关断时间固定。
本发明的另一方面在于提供一种功率因数修正装置,该功率因数修正装置包括模式切换电路和开关控制器。该模式切换电路用于将DC/DC变换器的输出功率的检测信号与阈值信号进行比较并输出过零检测信号。该开关控制器与该模式切换电路连接并用于根据该过零检测信号驱动该DC/DC变换器的变换开关。当该检测信号超过该阈值信号时,该开关控制器用于产生第一开关信号并提供给该变换开关,该第一开关信号的每个周期内导通时间固定。当该检测信号未超过该阈值信号时,该开关控制器用于产生第二开关信号并提供给该变换开关,该第二开关信号的每个周期内关断时间固定。
本发明的另一方面在于提供一种功率变换方法,该功率变换方法包括如下步骤:检测DC/DC变换器的输出功率并生成该输出功率的检测信号。将该检测信号与阈值信号进行比较。驱动该DC/DC变换器的变换开关使该DC/DC变换器工作在至少两种情况:当该检测信号超过该阈值信号时,提供第一开关信号给该变换开关,该第一开关信号的每个周期内导通时间固定。当该检测信号未超过该阈值信号时,提供第二开关信号给该变换开关,该第二开关信号的每个周期内关断时间固定。
本发明提供的电路及方法与现有的方法相比,通过设定阈值使DC/DC变换器的变换开关工作于两种不同模式。当输出功率高于阈值功率时,功率因数修正装置生成第一开关信号,第一开关信号的每个周期内导通时间TON固定。当输出功率低于阈值功率时,功率因数修正装置生成第二开关信号,第二开关信号的每个周期内导通时间TOFF固定。通过本发明提出的电路及方法可使电路的输出功率在较宽范围内调节时实现高功率因数低总谐波失真。
附图说明
通过结合附图对于本发明的实施方式进行描述,可以更好地理解本发明,在附图中:
图1所示为本发明功率变换电路的一种实施方式的示意图;
图2所示为图1所示的模式切换电路的一种实施方式的示意图;
图3所示为图1所示的功率变换电路包括图2所示的第一外部单元的一种实施方式的示意图;
图4所示为本发明第一开关信号的波形图;
图5所示为图1所示的功率变换电路包括图2所示的第二外部单元的一种实施方式的示意图;
图6所示为本发明第二开关信号的波形图;
图7所示为图1所示的功率变换电路在低输出功率条件下的输入交流电流的波形图;
图8所示为图1所示的功率变换电路在高输出功率条件下的输入交流电流的波形图;及
图9所示为本发明功率变换方法的一种实施方式的流程图。
具体实施方式
除非另作定义,在本说明书和权利要求书中使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属技术领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本说明书以及权利要求书中使用的“第一”或者“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性,而只是用来区分不同的组成部分。“一个”或者“一”等类似词语并不表示数量限制,而是表示存在至少一个。“或”包括所列举的项目中的任意一者或者全部。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接,而是可以包括电性的连接,不管是直接的还是间接的。此外,“电路”以及“控制器”等可以包括单一组件或者由多个主动元件或者被动元件直接或者间接相连的集合,例如一个或者多个集成电路芯片,以提供所对应描述的功能。
请参照图1,为本发明功率变换电路10的一种实施方式的示意图。如图1所示,电路10包括DC/DC变换器100,在本实施方式中为升压变换器(Boost Converter)。在另一种实施方式中,DC/DC变换器100包括降压变换器(Buck Converter)、升降压变换器(CukConverter)或其他类似的变换器。
电路10进一步包括整流桥电路20以用于将整流功率传输到DC/DC变换器100的输入端18和19。DC/DC变换器100用于将整流功率进行转换以输出功率至输出端68和69并提供给负载。DC/DC变换器100包括第一电感481(在本实施方式中为变换器48的原端),二极管58,变换开关54和输出电容66。第一电感481与变换开关54连接。变换开关54与输出端68和69相连接。变换开关54包括金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-SemiconductorField Effect Transistor,MOSFET)、绝缘栅门极晶体管(Insulated Gate BipolarTranslator,IGBT)或其他类似的开关。
电路10进一步包括功率因数修正(Power Factor Correction,PFC)装置90。功率因数修正装置90在调节输出电压的同时,用于控制端子12和14输入的正弦电流与输入的正弦电压同相位。功率因数修正装置90包括模式切换电路80和开关控制器70。
在本实施方式中,开关控制器70包括集成电路(Integrated Circuit,IC)。作为一个例子,产自意法半导体的产品号为L6562的集成电路可用作开关控制器70。在其他实施方式中,其他产品如L6561,MC34262或其他类似的集成电路可用作开关控制器70。开关控制器70用于从DC/DC变换器100接收多种电信号并生成开关信号以提供给变换开关54。
在端子12和14的输入正弦电压通过保险丝16提供给整流桥电路20。整流桥电路20输出的整流功率在输入端18和19处经由电容22滤波并提供给分压器30。分压器30包括电阻32、二极管36、电阻42、电容44和第二电感482(在本实施方式中为变换器48的副端)相串联连接。第二电感482与第一电感481电磁耦合以用于在第一电感481的作用下在第二电感482上产生第二电感电压。
分压器30中的电阻32和二极管36之间的电压提供给开关控制器70的Vcc管脚8,Vcc管脚8的输入信号用于给开关控制器70供电。连接至Vcc管脚8的电容34用于滤波。
变换开关54(例如,MOSFET)和电阻56形成可控的功率开关线路并连接在第一电感481和地之间以对第一电感481进行充放电。在开关控制器70的多个输入管脚的多个输入信号的作用下,开关控制器70的输出GD管脚7用于控制变换开关54的门极。这些输入管脚包括过零检测(Zero Current Detection,ZCD)管脚5、COMP管脚2、INV管脚1和MULT管脚3。
ZCD管脚5通过模式切换电路80连接至第二电感482。ZCD管脚5用于零电流检测并控制变换开关54的导通和关断。初始时,开关控制器70在输出GD管脚7生成启动信号以控制变换开关54导通。之后,开关控制器70基于与开关控制器70连接的外部电路在输出GD管脚7生成开关信号以控制变换开关54导通。
COMP管脚2和INV管脚1与连接至输出端68和69的分压器60的电阻62和64之间的节点相连。开关控制器70将输出端68和69之间的输出电压的检测信号与内部参考电压进行比较并通过控制变换开关54的导通和关断来保持输出电压恒定。反馈电容50连接至管脚1和2之间以用于频率补偿。电阻56上的电压提供给CS管脚4以决定变换开关54的关断时间。
MULT管脚3连接至分压器24的电阻26和28之间的节点。MULT管脚3用于接收整流功率的部分电压。MULT管脚3的MULT输入信号用于设定变换开关54的峰值电流。典型地,MULT输入信号为整流正弦波。电容40与MULT管脚3连接以用于滤波。
模式切换电路80与开关控制器70连接并与开关控制器70共同工作以保证电路10具有高功率因数PF和低总谐波失真THD。更具体地,模式切换电路80与第二电感482、变换开关54的门极、开关控制器70的ZCD管脚5连接以接收DC/DC变换器100的输出功率的检测信号Vdetected。模式切换电路80用于将检测信号Vdetected与阈值信号Vthreshold进行比较并输出过零检测信号至ZCD管脚5。开关控制器70用于基于过零检测信号驱动变换开关54。
请参照图2,为图1所示的模式切换电路80的一种实施方式的示意图。模式切换电路80包括模式决策单元800、第一外部单元810和第二外部单元820。模式决策单元800用于决定第一外部单元810和第二外部单元820的其中之一来产生过零检测信号。
模式切换电路80接收检测信号Vdetected。检测信号Vdetected与输出功率成正比。因为输出功率的输出电压保持恒定,输出功率与输出电流或流入第一电感481或第二电感482的电流成正比。因此,在一种实施方式中,功率传感器(例如,功率检测电路)用于直接检测输出功率并输出检测信号Vdetected。在另一种实施方式中,耦合至第一电感481或第二电感482电流传感器(例如,二极管)用于输出检测信号Vdetected
模式切换单元800将检测信号Vdetected传输至阈值装置804。阈值装置804用于决定阈值信号。作为一个例子,检测信号Vdetected传输至稳压二级管804的阴极,稳压二极管804的阳极与外部开关806(如MOSFET)的门极连接。稳压二极管804的反向击穿电压用于决定阈值信号。
电阻801和803用作分压器以限制流入稳压二极管804的电流并防止稳压二极管804被损毁。电容802与电阻801和稳压二极管804的中间节点并与地连接。
当检测信号Vdetected超过阈值信号Vthreshold时,稳压二极管804的两端电压稳定在恒定值(如6V)。在这种情况下,流过稳压二极管804的电流注入外部开关806并且电压加到外部开关806上,然后外部开关806被导通。第二外部单元820的二极管826与外部开关806的漏极连接。当外部开关806导通时,二极管826的阳极电压为0。因此,第二外部单元820被阻断,此时没有电信号从变换开关54(开关控制器70的管脚7)流入ZCD管脚5。第一外部单元810用于将第二电感电压从节点A传输至ZCD管脚5以用作过零检测信号。在这种情况下,第一外部单元810用于提供过零检测信号,开关控制器70用于产生第一开关信号并提供给变换开关54,第一开关信号的每个周期内导通时间TON固定。第一开关信号是如何产生的将结合图3和图4具体说明。
当检测信号Vdetected未超过阈值信号Vthreshold时,稳压二极管804被阻断,外部开关806被关断。电阻805和外部开关806或稳压二极管804、电阻803和外部开关806可形成电路通路以消耗外部开关806中的电能。第一外部单元810被阻断,此时没有电信号从节点A传输至ZCD管脚5。第二外部单元820用于将驱动电压从变换开关54的门极传输至ZCD管脚5以用作过零检测信号。在这种情况下,第二外部单元820用于提供过零检测信号,开关控制器70用于产生第二开关信号并提供给变换开关54,第二开关信号的每个周期内关断时间TOFF固定。第二开关信号是如何产生的将结合图5和图6具体说明。
其中,检测信号Vdetected与输出端68和69上的输出功率Poutput成正比。阈值信号Vthreshold为负载功率的临界值。在负载功率的临界值处,提供给变换开关54的开关信号从第一开关信号切换至第二开关信号或从第二开关信号切换至第一开关信号。在本实施方式中,阈值信号Vthreshold为20%满载功率Pfull。当Vdetected>Vthreshold(Poutput>20%Pfull)时,开关控制器70基于第一外部单元810产生的过零检测信号生成第一开关信号,第一开关信号可保证高功率因数PF和低总谐波失真THD。当Vdetected≤Vthreshold(Poutput≤20%Pfull)时,开关控制器70基于第二外部单元820产生的过零检测信号生成第二开关信号,第二开关信号可保证高功率因数PF和低总谐波失真THD。
请参照图3,为图1所示的功率变换电路包括图2所示的第一外部单元810的一种实施方式的示意图。当Vdetected>Vthreshold时,如上已经说明第一外部单元810用于生成过零检测信号。因此,这里描述第一外部单元810如何应用并产生第一开关信号时,模式切换单元800和第二外部单元820未在本实施方式中进行示意。
在本实施方式中,第一外部单元810包括与第二电感482连接的电阻811。第一外部单元810进一步包括二极管812。二极管812的阳极和阴极分别与电阻811和ZCD管脚5连接。
开关控制器70的误差放大器701将输出电压的感应信号Voutput与参考信号VREF进行比较并生成正比于其误差的信号Vc。参考信号VREF正比于负载(如LED)的期望输出电压。通常,参考信号VREF通过外部操纵杆来产生。
输入电压的感应电压VMULT被检测并提供给开关控制器70的MULT管脚3。输入电压的感应电压VMULT和信号Vc传输至乘法器703的输入端,乘法器703的输出端输出整流正弦信号VCSREF,整流正弦信号VCSREF用作脉宽调制(Pulse-Width Modulation,PWM)的正弦参考信号。
整流正弦信号VCSREF传输至比较器705的正向输入端,比较器705的反向输入端接收电阻56的电压信号VCS。电压信号VCS正比于变换开关54导通时流入变换开关54和第一电感481的电流。比较器705将电压信号VCS与整流正弦信号VCSREF进行比较,当电压信号VCS到达整流正弦信号VCSREF时比较器705输出高压信号至触发器707的置位端R。相应地,触发器707在输出端Q输出如图4所示的关断信号OFF给变换开关54。驱动器713连接至变换开关54的门极,驱动器713从触发器707接收关断信号OFF以关断变换开关54。然后,第一电感481的电流逐渐减小。
第一电感481或变换开关54的电流通过第二电感482经由电阻810检测得到。第二电感482的第二电感电压输入到过零检测单元709(如比较器)以用作过零检测信号VZCD。过零检测单元709用于将过零检测信号VZCD与参考电压Vth进行比较。参考电压Vth设置为0。当过零检测信号VZCD达到0时,触发器707的置位端S切换至高电压信号。相应地,触发器707在输出端Q输出如图4所示的导通信号ON给变换开关54。
由于第一电感481的物理特性,第一开关信号的每个周期内导通时间TON固定。最终,端子12和14的输入电流跟随输入电压,DC/DC变换器100根据第一开关信号进行工作。
通常,如果输出电压的检测信号Vdetected超出阈值信号Vthreshold,当端子12和14的输入交流电流过0时,第一开关信号的每个周期内导通时间TON足够长以将电容22中的电能进行充分放电,从而可获得高功率因数PF和低总谐波失真THD。在本实施方式中,阈值信号Vthreshold代表20%的满载功率Pfull。在另一种实施方式中,阈值信号Vthreshold可根据电路10的元器件参数进行调节,例如30%的满载功率Pfull。也即当输出功率低于临界值,电路10的PF过低和THD过大而无法接受时,对应的输出功率的检测信号可设置为阈值信号。
请参照图5,为图1所示的功率变换电路包括图2所示的第二外部单元820的一种实施方式的示意图。当Vdetected≤Vthreshold时,如上已经说明第二外部单元820用于生成过零检测信号。因此,这里描述第二外部单元820如何应用并产生第一开关信号时,模式切换单元800和第一外部单元810未在本实施方式中进行示意。
第二外部单元820包括第一电阻824和第一电容825。第一电阻824与第一电容825并联连接并与过零检测单元709连接。第二外部单元820包括第一二极管821。第一二极管821的阳极和阴极分别与变换开关54的门极和第一电阻824连接。第二外部单元820包括第二二极管826。第二二极管826与过零检测单元709连接并与第一电阻824连接。第二外部单元820进一步包括第二电阻822和第二电容823。第二电阻822与第二电容823并联连接,第二电阻822与过零检测单元709连接并与第一二极管821的阴极连接。
变换开关54的驱动电压用于决定过零检测信号VZCD。比较器709用于将过零检测信号VZCD与参考电压Vth进行比较。参考电压Vth设置为0。当过零检测信号VZCD达到0时,触发器707的置位端S切换至高电压信号。相应地,触发器707在输出端Q输出如图4所示的导通信号ON给变换开关54。与变换开关54的门极连接的驱动器713接收导通信号并被导通。
在变换开关54的导通时间内,变换开关54的驱动电压为高电压(如18V)。第一二极管821正向偏置,在ZCD管脚5处的电压在开关控制器70的内部稳压二极管(未示意)的作用下钳位至钳位电压Vclamp(如5.7V)。比较器705将电阻56上的电压信号VCS与整流正弦信号VCSREF进行比较,当电压信号VCS到达整流正弦信号VCSREF时,比较器705输出高压信号至触发器707的置位端R。相应地,触发器707在输出端Q输出如图4所示的关断信号OFF给变换开关54。驱动器713接收关断信号并被关断。
在变换开关54的关断时间内,变换开关54的驱动电压为低电压,第一二极管821反向偏置,ZCD管脚5处的电压根据表达式(1)的指数规律下
其中,R为第一电阻824的阻值,C为第一电容825的容值。直到过零检测信号VZCD到达参考电压Vth,导通信号ON产生。过零检测信号从钳位电压Vclamp降低到参考电压Vth的期间定义关断时间TOFF:
因此,TOFF由第一电阻824和第一电容825决定。在特定的装置中,TOFF是固定的。TOFF可通过调节第一电阻824和第一电容825来设定。当Vdetected≤Vthreshold时,第二开关信号的每个开关周期的关断时间TOFF设置为一个较小值,第二开关信号的每个开关周期的导通时间TON足够长以将电容22中的电能进行充分放电。当输入交流电流穿过0时,可获得高功率因数PF和低总谐波失真THD。
请再次参照图5,当工作在高整流功率、轻载时,变换开关54的导通时间TON变短,第二电阻822不能独自将第一电容825的电压充到钳位电压Vclamp。第二电容823与第二电阻822并联连接。第二电容823将第一电容825瞬间充电到一定电压值。第二电阻822将完成之后的充电使第一电容825的电压充到钳位电压Vclamp
请参照图7,为图1所示的功率变换电路在低输出功率条件下的输入交流电流波形图。在本实施方式中,如图1所示的DC/DC变换器100的输出功率为7W,输出电压为277V。图7(A)为一个功率变换电路的输入交流电流的波形图。其中,该功率变换电路包括第一外部单元810、开关控制器70和DC/DC变换器100,且未包括功率因数修正装置90。该功率变换电路的功率因数PF=0.5,总谐波失真THD=58.1%。图7(B)为该功率变换电路10的输入交流电流的波形图。该功率变换电路10的功率因数PF=0.73,总谐波失真THD=17%。
请参照图8,为图1所示的功率变换电路在高输出功率条件下的输入交流电流波形图。在本实施方式中,如图1所示的DC/DC变换器100的输出功率为100W,输出电压为277V。图8(A)为一个功率变换电路的输入交流电流的波形图。其中,该功率变换电路包括第一外部单元810、开关控制器70和DC/DC变换器100,且未包括功率因数修正装置90。该功率变换电路的功率因数PF=0.99,总谐波失真THD=4%。图8(B)为该功率变换电路10的输入交流电流的波形图。该功率变换电路10的功率因数PF=0.99,总谐波失真THD=4%。
因此,从图7和图8可看出,通过应用功率因数修正装置90,当负载功率在一个宽范围内变化时,例如从7W变化到100W时,电路可获得高功率因数PF和低总谐波失真THD。
请参照图9,为本发明功率变换方法900的一种实施方式的流程图。功率变换方法900包括如下步骤。步骤901,检测DC/DC变换器100的输出功率并输出检测信号Vdetected。步骤903,将检测信号Vdetected与阈值信号Vthreshold进行比较,当检测信号Vdetected超过阈值信号Vthreshold时,方法转向步骤905。当检测信号Vdetected未超过阈值信号Vthreshold时,方法转向步骤907。步骤905,提供第一开关信号给变换开关,第一开关信号的每个周期内导通时间TON固定。步骤907,提供第二开关信号给变换开关,第二开关信号的每个周期内关断时间TOFF固定。
如何采用功率变换方法900控制功率因数修正装置90已经在以上实施方式中进行说明,因此这里不再赘述。
虽然结合特定的实施方式对本发明进行了说明,但本领域的技术人员可以理解,对本发明可以作出许多修改和变型。因此,要认识到,权利要求书的意图在于涵盖在本发明真正构思和范围内的所有这些修改和变型。

Claims (20)

1.一种功率变换电路,其特征在于:该功率变换电路包括:
DC/DC变换器,该DC/DC变换器用于将其输入端的整流功率转换为输出端的输出功率,该DC/DC变换器包括第一电感和变换开关,该第一电感的两端分别与该DC/DC变换器的输入端和该变换开关电性连接;及
功率因数修正装置,该功率因数修正装置包括:
模式切换电路,该模式切换电路用于将该输出功率的检测信号与阈值信号进行比较并输出过零检测信号;及
开关控制器,该开关控制器与该模式切换电路连接并用于根据该过零检测信号驱动该变换开关,其中:
当该输出功率的检测信号超过该阈值信号时,该开关控制器用于产生第一开关信号并提供给该变换开关,该第一开关信号的每个周期内导通时间固定;及
当该输出功率的检测信号未超过该阈值信号时,该开关控制器用于产生第二开关信号并提供给该变换开关,该第二开关信号的每个周期内关断时间固定。
2.如权利要求1所述的功率变换电路,其中,该模式切换电路包括模式决策单元、第一外部单元和第二外部单元,该模式决策单元与该第一外部单元连接并与该第二外部单元连接,该模式决策单元用于将该输出功率的检测信号与该阈值信号进行比较并决定该第一外部单元和该第二外部单元的其中之一来产生该过零检测信号。
3.如权利要求2所述的功率变换电路,其中,该功率变换电路包括第二电感,该第二电感与该第一电感电磁耦合并在该第一电感的作用下产生第二电感电压,当生成该第一开关信号时,该第二电感电压用于决定该过零检测信号;当生成该第二开关信号时,该变换开关的驱动电压用于决定该过零检测信号。
4.如权利要求3所述的功率变换电路,其中:
该开关控制器包括过零检测单元,该过零检测单元用于接收该过零检测信号;
该第一外部单元连接于该第二电感和该过零检测单元之间;
该第二外部单元连接于该变换开关的门极和该过零检测单元之间;及
该模式决策单元用于接收该输出功率的检测信号。
5.如权利要求4所述的功率变换电路,其中,该第一外部单元包括与该第二电感和该过零检测单元连接的电阻。
6.如权利要求4所述的功率变换电路,其中,该第二外部单元包括:
第一电阻和第一电容,该第一电阻与该第一电容并联连接并与该过零检测单元连接;
第一二极管,该第一二极管的阳极和阴极分别与该变换开关的门极和该第一电阻连接;及
第二二极管,该第二二极管的阳极和阴极分别与该第一电阻和该过零检测单元连接。
7.如权利要求6所述的功率变换电路,其中,该第二外部单元包括第二电阻和第二电容,该第二电阻与该第二电容并联连接,该第二电阻与该过零检测单元连接并与该第一二极管的阴极连接。
8.如权利要求2所述的功率变换电路,其中,该模式决策单元包括阈值装置和外部开关,该阈值装置与该外部开关的门极连接并用于决定该阈值信号,该外部开关的漏极与过零检测单元连接。
9.如权利要求8所述的功率变换电路,其中,该阈值装置包括稳压二极管,该稳压二极管的反向击穿电压用于决定该阈值信号。
10.如权利要求1所述的功率变换电路,其中,该阈值信号为20%~30%满载功率。
11.一种功率因数修正装置,其特征在于,该功率因数修正装置包括:
模式切换电路,该模式切换电路用于将DC/DC变换器的输出功率的检测信号与阈值信号进行比较并输出过零检测信号;及
开关控制器,该开关控制器与该模式切换电路连接并用于根据该过零检测信号驱动该DC/DC变换器的变换开关,其中:
当该输出功率的检测信号超过该阈值信号时,该开关控制器用于产生第一开关信号并提供给该变换开关,该第一开关信号的每个周期内导通时间固定;及
当该输出功率的检测信号未超过该阈值信号时,该开关控制器用于产生第二开关信号并提供给该变换开关,该第二开关信号的每个周期内关断时间固定。
12.如权利要求11所述的功率因数修正装置,其中,该模式切换电路包括模式决策单元、第一外部单元和第二外部单元,该模式决策单元与该第一外部单元连接并与该第二外部单元连接,该模式决策单元用于将该输出功率的检测信号与该阈值信号进行比较并决定该第一外部单元和第二外部单元的其中之一来产生该过零检测信号。
13.如权利要求12所述的功率因数修正装置,其中:
该开关控制器包括过零检测单元,该过零检测单元用于接收该过零检测信号;
该第一外部单元与第二电感连接并与该过零检测单元连接;
该第二外部单元与该变换开关的门极连接并与该过零检测单元连接;及
该模式决策单元用于接收该输出功率的检测信号。
14.如权利要求13所述的功率因数修正装置,其中,该第二外部单元包括:第一电阻和第一电容,该第一电阻与该第一电容并联连接并与该过零检测单元连接;
第一二极管,该第一二极管的阳极和阴极分别与该变换开关的门极和该第一电阻连接;
第二电阻和第二电容,该第二电阻与该第二电容并联连接,该第二电阻与该过零检测单元连接并与该第一二极管的阴极连接;及
第二二极管,该第二二极管的阳极和阴极分别与该第一电阻和该过零检测单元连接。
15.如权利要求13所述的功率因数修正装置,其中,该模式决策单元包括阈值装置和外部开关,该阈值装置与该外部开关的门极连接并用于决定该阈值信号,该外部开关的漏极与该过零检测单元连接。
16.如权利要求15所述的功率因数修正装置,其中,该阈值装置包括稳压二极管,该稳压二极管的反向击穿电压用于决定该阈值信号。
17.一种功率变换方法,其特征在于:该功率变换方法包括如下步骤:
检测DC/DC变换器的输出功率并生成该输出功率的检测信号;
将该检测信号与阈值信号进行比较;及
驱动该DC/DC变换器的变换开关使该DC/DC变换器工作在至少两种情况:
当该检测信号超过该阈值信号时,提供第一开关信号给该变换开关,该第一开关信号的每个周期内导通时间固定;及
当该检测信号未超过该阈值信号时,提供第二开关信号给该变换开关,该第二开关信号的每个周期内关断时间固定。
18.如权利要求17所述的功率变换方法,其中,该功率变换方法包括:
当该检测信号超过该阈值信号时,将与该DC/DC变换器的第一电感电磁耦合的第二电感的第二电感电压输入到开关控制器的过零检测单元;及
当该检测信号未超过该阈值信号时,将该DC/DC变换器的该变换开关的驱动电压输入到该开关控制器的过零检测单元。
19.如权利要求17所述的功率变换方法,其中,该功率变换方法包括稳压二极管的反向击穿电压用于决定该阈值信号。
20.如权利要求17所述的功率变换方法,其中,该功率变换方法包括:
向外部开关注入电流以使开关控制器与第一外部单元一同工作并生成该第一开关信号;及
使该开关控制器与第二外部单元一同工作并生成该第二开关信号。
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