CN103458579A - 负载驱动电路以及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及电子领域，公开了一种负载驱动电路以及方法。方法包括：实时监测输入至整流桥电路的交流输入；当交流输入处于第一状态时导通第二可控开关，当交流输入处于第二、四状态时导通第一、二第可控开关，当交流输入处于第三状态时导通第一可控开关；整流桥电路由的第一二极管的正极与交流输入的正极连接，负极与输出电容的第一端部连接，第二可控开关的第一端部与交流输入的负极连接，第二端部与输出电容的第二端部连接；第二二极管的正极与交流输入的负极连接，负极与输出电容的第一端部连接，第二可控开关的第一端部与交流输入的正极连接，第二端部与输出电容的第二端部连接。应用该技术方案有利于提高负载电路的稳定性。

Description

负载驱动电路以及方法
技术领域
本发明涉及电子领域，尤其涉及一种负载驱动电路以及方法。
背景技术
发光二极管（Lighting Emitting Diode，简称LED）作为照明电路负载的一种，以其节能、高效和低成本的特点，广泛应用于景观照明、路灯照明和电子产品背光照明等场合。
目前，一般LED驱动电源的设计是市电输入，先将市电整流成直流，再对该直流进行升降压变换，提供给负载LED所需要的直流。
图1为采用现有技术的一种电容降压LED驱动电路的原理框图。利用容抗限流的原理，交流电源Vac经过输入电容Cin进行降压，然后输入至整流桥11。输出电容Cout对整流桥11输出的直流电压进行滤波，滤波后的直流电压作为输出电压输入至负载LED灯。电阻R1与输入电容Cin并联，当关断交流电源时，为输入电容Cin提供电荷泄放回路。
但是在进行本发明研究过程中，发明人发现现有技术至少存在如下问题：
采用图1所示的现有技术的电容降压LED驱动电路，输出电流即LED驱动电流会随着输入电容Cin，交流电源Vac有很大的变化，造成LED灯的亮度稳定性很差；
另一方面，由于LED驱动电流与输入电容Cin的数值相关，而电容Cin经过使用损耗其容值逐渐变小因此，随着输入电容Cin的容值的减小，LED驱动电流也会随之减小，造成LED灯的亮度减弱；
再一方面，现有的电容降压LED驱动电路的设计方案，当负载增大时将导致输出电压的显著降低，影响了负载LED灯工作的稳定性。当交流电源发生过压时，可能会导致输出电容Cout的爆炸；
又一反面，由于没有浪涌限制，输出短路保护以及输出开路保护等保护方案，现有的电容降压LED驱动电路存在诸多安全隐患。
发明内容
本发明实施例目的之一在于：提供一种负载驱动方法，应用该技术方案有利于提高负载电路的稳定性。
本发明实施例目的之二在于：提供一种负载驱动电路，应用该技术方案有利于提高负载电路的稳定性。
本发明实施例提供的一种负载驱动方法，包括：
实时监测输入至整流桥电路的交流输入；
根据当前的所述交流输入，控制第一可控开关、第二可控开关导通：
当所述交流输入处于第一状态时，关断所述第一可控开关，导通所述第二可控开关，所述交流输入经过由第一二极管以及所述第二可控开关构成的第一整流电路向所述负载电路、以及与所述负载电路并联的输出电容供电，
所述第一状态为：所述交流输入处于正半周且当前所述交流输入的电压逐渐变大时，或者所述交流输入电压处于正半周且当前所述交流输入的电压逐渐变小且所述电压大于或者等于预定的第一阈值时；
当所述交流输入处于第二状态时，导通所述第一可控开关、以及第二可控开关，所述输出电容向所述负载电路供电，
所述第二状态为：所述交流输入处于正半周且当前所述交流输入的电压逐渐变小且小于所述第一阈值时；
当所述交流输入处于第三状态时，导通所述第一可控开关、关断所述第二可控开关，所述交流输入经过第二二极管以及所述第一可控开关构成的第二整流电路向所述负载电路以及所述输出电容供电，
所述第三状态为：所述交流输入处于负半周且当前所述交流输入的电压的绝对值逐渐变大，或者所述交流输入处于负半周且当前所述电压的绝对值逐渐变小且大于或等于所述第一阈值时；
当所述交流输入处于第四状态时，导通所述第一可控开关、以及第二可控开关，所述输出电容向所述负载电路供电，
所述第四状态为：所述交流输入处于负半周且当前所述交流输入电压的绝对值逐渐变小且小于所述第一阈值时；
所述整流桥电路由所述第一整流电路、第二整流电路桥接构成，
所述第一整流电路由第一二极管以及所述第二可控开关构成，所述第一二极管的正极与所述交流输入的正极连接，负极与所述输出电容的第一端部连接，所述第二可控开关的第一端部与所述交流输入的负极连接，第二端部与所述输出电容的第二端部连接；
所述第二整流电路由第二二极管以及第一可控开关构成，所述第二二极管的正极与所述交流输入的负极连接，负极与所述输出电容的第一端部连接，所述第二可控开关的第一端部与所述交流输入的正极连接，第二端部与所述输出电容的第二端部连接。
可选地，还包括：
当所述交流输入处于所述第二状态时，还包括：
如果当前负载驱动电信号低于预定的期望驱动电信号时：维持所述第二可控开关导通，关断所述第一可控开关，直到所述交流输入进入所述第三状态。
可选地，当所述交流输入处于第四状态时，还包括：
如果当前负载驱动电信号低于预定的期望驱动电信号时：维持所述第一可控开关导通，关断所述第二可控开关，直到所述交流输入进入所述第一状态。
可选地，所述第一阈值预设为零伏特。
可选地，还包括：
实时监测所述输出电容两端的输出电压，判定所述负载电路是否处于短路状态，
如果是，关断所述第一可控开关、第二可控开关。
可选地，还包括：
实时监测所述输出电容两端的输出电压，判定所述负载电路是否处于开路状态，
如果是，关断所述第一可控开关、第二可控开关。
可选地，还包括：
实时监测所述整流桥电路的所述交流输入端，判定所述交流输入是否处于过压状态，
如果是，向连接在所述整流桥电路的整流输出端与所述输出电容之间的第四可控开关输出关断控制信号，关断所述第四可控开关。
可选地，还包括：
所述第一可控开关、和/或第二可控开关为：具有体二极管的金属氧化物半导体场效应晶体管；
当所述交流输入处于所述第一状态时，当所述交流输入的负极的电压的绝对值小于第一阈值时，导通所述第二可控开关；当所述交流输入的负极的电压的绝对值大于所述第一阈值时，导通所述第二可控开关内的所述体二极管；
所述交流输入经过由第一二极管以及所述第二可控开关内的所述体二极管构成的整流电路向所述负载电路、以及与所述负载电路并联的输出电容供电，
当所述交流输入处于所述第三状态时，当所述交流输入的正极的电压的绝对值小于所述第一阈值时，导通所述第一可控开关；当所述交流输入的正极的电压的绝对值大于所述第一阈值时，导通所述第一可控开关的所述内体二极管；
所述交流输入经过所述第二二极管以及所述第一可控开关的所述体二极管构成的整流电路向所述负载电路以及所述输出电容供电。
本发明实施例提供的一种负载驱动电路，包括：
输入电容，所述输入电容的一端连接至交流电源的正端，另一端连接至整流桥电路的一输入端，所述整流桥的另一输入端连接至所述交流电源的负端；
所述整流桥电路，由第一整流电路、第二整流电路桥接构成，所述第一整流电路由第一二极管以及所述第二可控开关构成，所述第一二极管的正极与所述交流输入的正极连接，负极与所述输出电容的第一端部连接，所述第二可控开关的第一端部与所述交流输入的负极连接，第二端部与所述输出电容的第二端部连接；所述第二二极管的正极与所述交流输入的负极连接，负极与所述输出电容的第一端部连接，所述第一可控开关的第一端部与所述交流输入的正极连接，第二端部与所述输出电容的第二端部连接；
输出电容，连接在所述整流桥电路的两个输出端之间，且与所述负载电路并联；
控制电路，输入端与所述整流桥电路的交流输入端连接，输出端分别与所述第一可控开关、第二可控开关的控制端连接，用于根据输入至所述整流桥电路的交流输入，控制所述第一可控开关、第二可控开关导通以及关断，
当所述交流输入处于第一状态时，所述第一可控开关处于关断状态，所述第二可控开关处于导通状态，所述交流输入经过由第一二极管以及所述第二可控开关构成的第一整流电路向所述负载电路、以及与所述负载电路并联的输出电容供电，
所述第一状态为：所述交流输入处于正半周且当前所述交流输入的电压逐渐变大时，或者所述交流输入电压处于正半周且当前所述交流输入的电压逐渐变小且所述电压大于或者等于预定的第一阈值时；
当所述交流输入处于第二状态时，所述第一可控开关、以及第二可控开关均处于导通状态，所述输出电容向所述负载电路供电，
所述第二状态为：所述交流输入处于正半周且当前所述交流输入的电压逐渐变小且小于所述第一阈值时；
当所述交流输入处于第三状态时，所述第一可控开关处于导通状态，所述第二可控开关处于关断状态，所述交流输入经过第二二极管以及所述第一可控开关构成的第二整流电路向所述负载电路以及所述输出电容供电，
所述第三状态为：所述交流输入处于负半周且当前所述交流输入的电压的绝对值逐渐变大，或者所述交流输入处于负半周且当前所述电压的绝对值逐渐变小且大于或等于所述第一阈值时；
当所述交流输入处于第四状态时，所述第一可控开关、以及第二可控开关均处于导通状态，所述输出电容向所述负载电路供电，
所述第四状态为：所述交流输入处于负半周且当前所述交流输入电压的绝对值逐渐变小且小于所述第一阈值时。
可选地，还包括：
所述控制电路包括：
交流输入判定电路，与所述整流桥电路的交流输入端连接，用于判定当前所述交流输入的状态，
第一阈值控制电路，与所述交流输入端连接，用于根据所述交流输入的电压的绝对值与预定的第一阈值的比较结果，生成比较触发信号，所述比较触发信号标识当前所述交流输入电压的绝对值是否低于所述第一阈值；
第一逻辑电路，输入端分别与所述交流输入判定电路、第一阈值控制电路连接，用于根据所述交流输入的状态以及所述比较触发信号，控制所述第一可控开关、第二可控开关导通以及关断。
可选地，还包括：
负载驱动反馈电路，与所述负载电路连接，用于实时监测所述负载电路，确定当前负载驱动电信号；
所述控制电路还包括：
负载驱动反馈控制电路，与所述负载驱动反馈电路、以及所述第一逻辑电路分别连接，用于：
当所述交流输入处于所述第二状态时，如果当前负载驱动电信号低于预定的期望驱动电信号时，向所述第一逻辑电路输出中断控制信号，以供所述第一逻辑电路根据所述中断控制信号维持所述第二可控开关导通，关断所述第一可控开关，直到所述交流输入进入所述第三状态；
和/或，
当所述交流输入处于第四状态时，如果当前负载驱动电信号低于所述期望驱动电信号时，向所述第一逻辑电路输出中断控制信号，以供所述第一逻辑电路根据所述中断控制信号维持所述第一可控开关导通，关断所述第二可控开关，直到所述交流输入进入所述第一状态。
可选地，所述第一逻辑电路包括：
触发器，置位端与所述第一阈值控制电路的输出端连接，接收所述比较触发信号，复位端与所述负载驱动反馈控制电路的输出端连接接收所述中断控制信号，输出端与逻辑子电路的第二输入端连接，用于根据所述置位端、以及所述复位端的触发，向所述逻辑子电路输出触发信号；
所述逻辑子电路，第一输入端与所述交流输入判定电路的输出端连接，输出端分别与所述第一可控开关、第二可控开关连接，用于根据所述交流输入的状态、以及所述触发器的输出，控制第一可控开关、第二可控开关导通以及关断。
可选地，所述负载驱动反馈控制电路包括：
斜坡发生电路，与所述触发器的反相输出端连接，用于当所述交流输入处于所述第二状态或者第四状态时，根据所述反相输出端的输出信号的触发导通第三可控开关，外部直流电流通过所述第三可控开关对充电电容充电，所述充电电容向第四比较器的第一输入端输出斜坡电压；
补偿信号发生电路，输入端与所述负载驱动反馈电路的输出端连接，用于根据当前所述负载驱动反馈信号与预定的期望电压之间的误差值，生成补偿电压，
第四比较器，第一输入端、第二输入端分别与所述斜坡发生电路、补偿信号发生电路的输出端连接，输出端与所述触发器的复位端连接，用于比较所述斜坡电压、补偿电压，向所述触发器输入所述中断控制信号。
可选地，所述第一阈值预设为零伏特。
可选地，还包括：
短路保护电路，输入端与所述输出电容的两端连接，用于比较所述所述输出电容两端的输出电压与预定的电压下限，当所述压控电压低于所述电压下限时，输出短路保护信号，
第一与门电路，第一输入端与所述短路保护电路的输出端连接，第二输入端与所述第一阈值控制电路的输出端连接，输出端与所述触发器的置位端连接，用于对所述短路保护信号以及所述比较触发信号与逻辑运算，向所述触发器的置位端输出第二逻辑电平信号。
可选地，还包括：
开路保护电路，输入端与所述输出电容的两端连接，用于比较所述输出电容两端的输出电压与预定的输出电压上限，当所述输出电压高于所述输出电压上限时，输出开路保护信号，
第二与门电路，第一输入端与所述开路保护电路的输出端连接，第二输入端与所述负载驱动反馈控制电路的输出端连接，输出端与所述触发器的复位端连接，用于对所述开路保护信号以及所述中断控制信号进行与逻辑运算，向所述触发器的复位端输出第三逻辑电平信号。
可选地，还包括：输入过压保护电路，
所述输入过压保护电路包括：
第四可控开关，连接在所述整流桥电路的整流输出端与所述输出电容之间；
第五比较器，第一输入端与所述交流输入端连接，第二输入端接收预定的输入电压上限，用于当所述交流输入的电压绝对值大于所述输入电压上限时，向所述第四可控开关输出切断控制信号，以关断所述第四可控开关。
可选地，所述第一可控开关、和/或第二可控开关为：具有体二极管的金属半场效晶体管。
可选地，所述控制电路包括：
第一阈值控制电路，与所述交流输入端连接，用于根据所述交流输入的电压的绝对值与预定的第一阈值的比较结果，生成比较触发信号，所述比较触发信号标识当前所述交流输入电压的绝对值是否低于所述第一阈值；
触发器，置位端与所述第一阈值控制电路的输出端连接，接收所述比较触发信号，输出端与第二逻辑电路的第二输入端连接，用于根据所述置位端、的触发，向所述逻辑子电路输出触发信号；
第二逻辑电路，所述第二逻辑电路包括：
第三或门电路，两输入端分别接收所述触发信号、以及所述交流输入的所述第二端部与所述第一阈值的比较结果，输出端的输出信号用以控制所述第二可控开关的导通以及关断；
第四或门电路，两输入端分别接收所述触发信号、以及所述交流输入的所述第一端部与所述第一阈值的比较结果，输出端的输出信号用以控制所述第一可控开关的导通以及关断。
由上可见，应用本实施例技术方案，由于本实施例的整流桥电路301的第一整流电路、第二整流电路均通过开关（第一可控开关Q1、第二可控开关Q2）与负载电路302的负载连接，应用本实施例技术方案实现对负载电路302的驱动时，在交流输入VAB的整个周期，第一可控开关Q1、第二可控开关Q2的至少其中之一导通或者全部导通，因此，可以确保输入输出共地，避免输入、输出浮地问题，有利于避免现有技术中由于输入输出浮地而导致的系统稳定性差可靠性差的问题，应用本实施例技术方案有利于提高系统的安全性以及稳定性，避免开关损耗。
附图说明
图1为现有技术的负载驱动电路原理示意图；
图2为本发明实施例1提供的负载驱动方法流程示意图；
图3为本发明实施例1、2、3提供的负载驱动电路原理示意图；
图4为本发明实施例1、2、3提供的负载驱动电路工作波形示意图；
图5为本发明实施例1、2、3提供的负载驱动电路处于第一状态时的电路回路示意图；
图6为本发明实施例1、2、3提供的负载驱动电路处于第二状态时的回路示意图；
图7为本发明实施例1、2、3提供的负载驱动电路处于第三状态时的回路示意图；
图8为本发明实施例1、2、3提供的负载驱动电路处于第四状态时的回路示意图；
图9为本发明实施例2提供的负载驱动方法流程示意图；
图10为本发明实施例3提供的负载驱动电路结构示意图；
图11为本发明实施例4提供的交流输入判定电路303的电路实施原理图；
图12为本发明实施例4提供的第一阈值控制电路304的一种电路实施原理图；
图13为本发明实施例4提供的逻辑子电路3052的电路实现原理示意图；
图14为本发明实施例4提供的另一负载驱动电路原理示意图；
图15为本发明实施例4中图14提供的负载驱动电路中过压保护电路1405中的第五比较器COMP5的电路原理示意图；
图16为本发明实施例4中提供的采用具有体二极管的MOSFET的驱动短路时，当电路处于第一状态时的电路回路示意图；
图17为本发明实施例4中提供的采用具有体二极管的MOSFET的驱动短路时，当电路处于第三状态时的电路回路示意图；
图18为本发明实施例4中提供的第二逻辑电路1801电路原理示意图。
具体实施方式
下面将结合附图以及具体实施例来详细说明本发明，在此本发明的示意性实施例以及说明用来解释本发明，但并不作为对本发明的限定。
实施例1：
图2为本实施例提供的一种负载驱动方法的流程示意图。在本实施中的负载可以为LED电路也可以为其他的负载。
参见图3所示，本实施例提供的负载驱动方法主要是利用本实施例提供的整流桥电路301将外部输入的交流电流转换为直流电流，然后向负载电路302供电。其中，本实施例的整流桥电路301由相互桥接的第一整流电路、第二整流电路构成，第一整流电路由相互串联的第一二极管D1以及所述第二可控开关Q2构成，第二整流电路由相互串联的第二二极管D2以及第一可控开关Q1构成。在整流桥电路301的输入端串联有输入电容，在整流桥输出端处与负载电路302并联连接有输出电容Cout。
参见图3所示，该整流桥电路301的连接关系如下：
第一二极管D1的正极与交流输入端的正极即第一端部、以及与第一可控开关Q1的第一端部在电路中的A点共同连接，第一二极管D1的负极与第二二极管D2的负极、以及与输出电容Cout的一端部以及与负载电路302的正极连接；第二二极管D2的正极与交流输入端的负极即第二端部、以及与第二可控开关Q2的第一端部在电路的B点共同连接，第一可控开关Q1的第二端部、以及第二可控开关Q2的第二端部、以及输出电容Cout的另一端部与负载电路302的负极共同连接。输出电容Cout连接在整流桥电路301的输出端，与负载电路302并联连接。
本实施例的整流桥电路301与现有技术图1的整流桥电路301所不同之处主要在于：本实施例采用第一可控开关Q1、第二可控开关Q2替换了图1所示现有技术整流桥电路301的两下二极管D3、D4。并且本实施例根据输入至整流桥电路301的交流输入VAB，对第一可控开关Q1、第二可控开关Q2进行控制，实现对负载电路302的驱动以及驱动控制，具体控制流程参见下文的详细描述。
参见图2所示，本实施例负载驱动方法主要包括以下步骤：
步骤201：实时监测输入至整流桥电路的交流输入。
在本步骤中可以对图3中的A点、B点的电势进行实时监测，获取A点、B点的电势而确定输入至整流桥电路301的交流输入VAB的电压。
步骤202：根据当前的交流输入，控制第一可控开关、第二可控开关导通。
本实施例的具体控制流程如下：
根据输入至整流桥电路301的交流输入VAB确定当前交流输入VAB的状态，根据其状态实现对第一可控开关Q1、第二可控开关Q2的导通以及关断的控制，控制方法如下：
如果当前的交流输入VAB处于第一状态（具体是，当前交流输入VAB处于正半周且当前交流输入VAB的电压逐渐变大时，或者当前交流输入VAB电压处于正半周且当前交流输入VAB的电压逐渐变小但大于或者等于预定的第一阈值时），关断第一可控开关Q1，导通第二可控开关Q2，此时，整流桥电路301中由第一二极管D1以及第二可控开关Q2构成的第一整流电路导通，输入至整流桥电路301的交流输入VAB信号经过第一整流电路向负载、以及与负载并联的输出电容Cout供电。
在本实施例中可以但不限于将该第一阈值设定为理想值的0V电压，或者略大于0V的电压值。
当当前交流输入VAB处于第二状态（具体是交流输入VAB处于正半周且当前所述交流输入VAB的电压逐渐变小且小于所述第一阈值时），导通第一可控开关Q1、以及第二可控开关Q2。此时：第一整流电路、第二整流电路均不导通，第一可控开关Q1、第二可控开关Q2在输入端形成回路，输出电容Cout与负载电路302形成回路，输出电容Cout处于放电状态，向所述负载供电。
当所述交流输入VAB处于第三状态（具体是：当前交流输入VAB处于负半周且当前交流输入VAB电压的绝对值逐渐变大，或者当前交流处于负半周且当前交流输入VAB的绝对值逐渐变小但大于或等于第一阈值时），导通第一可控开关Q1、关断所述第二可控开关Q2，此时第二二极管D2以及第一可控开关Q1构成的第二整流电路处于导通状态，交流输入VAB经过第二整流电路向负载以及与负载并联的输出电容Cout供电。
当当前交流输入VAB处于第四状态（具体是：当前交流输入VAB处于负半周且当前交流输入VAB电压的绝对值逐渐变小，且小于第一阈值时），导通第一可控开关Q1、以及第二可控开关Q2。此时：第一整流电路、第二整流电路均不导通，第一可控开关Q1、第二可控开关Q2在输入端形成回路，输出电容Cout与负载电路302形成回路，输出电容Cout处于放电状态，向负载供电。
进一步结合电路波形分析如下，在本实施例中，设输入至整流桥电路301的交流输入为VAB；第一阈值记为Vth1；用于控制第一可控开关Q1信号为VG1，VG1为高电平信号时，第一可控开关Q1信号处于导通状态；用于控制第二可控开关Q2信号为VG2，当VG2为高电平信号时，第二可控开关Q2信号处于导通状态。参见图4所示的工作波形，其中VG1、VG2分别为输入至第一可控开关Q1、第二可控开关Q2的控制信号，Vac为外部输入的交流信号；VAB为输入至本实施例整流桥电路301的交流输入信号，Vcin为输入电容Cin两端的电压信号，Id1、Id2分别为流过第一整流电路、第二整流电路的电流信号、Vsense为检测电阻Rsense的电压信号。比对图4的工作波形图可见：
当VAB从负半周进入正半周，从电压VAB的上升阶段T0-T1直到交流输入VAB电压到达峰值后下降降到当前电压等于预定的第一阈值Vth1为止（T1-T2），即波形图中的时段T0-T2阶段，此时电路处于第一状态，对电路执行第一状态控制，此时输出的VG1为低电平，输出的VG2为高电平，即控制第一可控开关Q1关断，第二可控开关Q2导通，此时的电路回路参见图5所示。
当VAB在正半周的电压下降阶段，且VAB处于以下范围：0<VAB<Vth1时，即波形图4中的时段T2-T3，此时电路处于第二状态，对电路执行第二状态控制，此时输出VG1为高电平，输出VG2为高电平，此时的电路回路参见图6所示。
当VAB从正半周进入负半周，在电压绝对值|VAB|的上升阶段（T3-T4）直到|VAB|到达峰值后下降到|VAB|＝Vth（T4-T5），即T3-T5阶段：此时电路处于第三状态，对电路执行第三状态控制：输出VG1为高电平，输出VG2为低电平，此时的电路回路参见图7所示。
当VAB在负半周|VAB|下降的过程中，0＜|VAB|＜Vth时，即即T5-T6阶段，此时电路处于第四状态，对电路执行第四状态控制：输出VG1为高电平，输出VG2为高电平，此时的电路回路参见图8所示。
由上可见，应用本实施例技术方案，由于本实施例的整流桥电路301的第一整流电路、第二整流电路均通过开关（第一可控开关Q1、第二可控开关Q2）与负载电路302的负载连接，应用本实施例技术方案实现对负载电路302的驱动时，在交流输入VAB的整个周期，第一可控开关Q1、第二可控开关Q2的至少其中之一导通或者全部导通，因此，可以确保输入输出共地，避免输入、输出浮地问题，有利于避免现有技术中由于输入输出浮地而导致的系统稳定性差可靠性差的问题，应用本实施例技术方案有利于提高系统的安全性以及稳定性，避免开关损耗。
另外，在本实施例中，还可以在进行负载驱动控制的过程中，实时监测输出电容Cout两端的输出电压Vout，根据当前的输出电压Vout与预定的电压下限的比较结果，判定当前负载电路是否处于短路状态，如果小于该电压下限，则确定负载电路为短路状态，否则非短路状态。一旦负载电路处于短路状态时，关断第一可控开关、第二可控开关，以中断整流桥电路的工作，使其停止整流输出。进一步的电路实现参见图13以及相应说明书内容的记载。
另外，在本实施例中，还可以在进行负载驱动控制的过程中，实时监测输出电容Cout两端的输出电压Vout，根据当前的输出电压Vout与预定的电压上限的比较结果，判定当前负载电路是否处于开路状态，如果大于该电压下限，则确定为负载电路处于开路状态，否则非开路状态。一旦负载电路处于开路状态时，关断第一可控开关、第二可控开关，以中断整流桥电路的工作，使停止整流输出，减少损耗。进一步的电路实现参见图13以及相应说明书内容的记载。
另外，在本实施例中，还可以在进行负载驱动控制的过程中，实时监测输入至整流桥电路的交流输入VAB，根据当前的交流输入VAB的绝对值与预定的输入电压上限的比较结果，判定当前输入至整流桥电路的交流输入是否处于过压状态，如果大于该输入电压上限，则确定为输入过压状态，否则输入非过压状态。一旦处于输入过压状态时，关断第一可控开关、第二可控开关，以中断整流桥电路的工作，使停止整流输出，避免电子元器件的损耗。进一步的电路实现参见图13以及相应说明书内容的记载。
实施例2：
图9为本实施例提供的一种负载电路驱动方法的流程示意图，参见图9所示，本实施例方法主要包括以下流程：
步骤901：实时监控输入至整流桥电路的交流输入。
实时监控输入至整流桥电路301的交流输入VAB。
本步骤与实施例1步骤201相同。
步骤902：实时监测负载电路，确定当前负载驱动电信号。
在本实施例中可以但不限于采样与所述负载串联的检测电阻Rsense，通过采样获取所述检测电阻Rsense的电压而获取当前负载驱动反馈电压信号Vsense，然后根据负载驱动反馈电压信号Vsense以及该检测电阻Rsense的阻抗，而将负载驱动反馈电压信号Vsense确定为当前负载驱动电信号参数，对应的期望驱动电信号为电压下限信号；当然还可以但不限于检测流过检测电阻Rsense的电流而将负载电流作为当前负载驱动电信号参数，对应的期望驱动电信号为电流下限信号，在此不作赘述。
其具体电路实施可以但不限于参见图3中的负载驱动反馈电路306。
步骤903：根据当前的交流输入、以及当前负载驱动电信号，控制第一可控开关、第二可控开关导通。
本步骤与实施例1的步骤202所不同之处在于：在本实施例中进一步引入了当前负载驱动电信号作为驱动控制的控制因子，进而实现对负载电路302驱动的更有效控制，具体如下：
当当前交流输入VAB处于第一状态时，其控制与实施例1相同；
当当前交流输入VAB处于第二状态时，在进入第二状态按照实施例1中所述的控制外，本实施例还进一步根据监测获得的当前负载驱动电信号实现该中断控制，一旦在当前负载驱动电信号低于预定的期望驱动电信号时，切换第一可控开关Q1、第二可控开关Q2的导通状态，使其切换到以下状态：关断所述第一可控开关Q1使其不导通，维持所述第二可控开关Q2导通状态，直到进入第三状态控制；
当当前交流输入VAB处于第三状态时，其控制与实施例1相同；
当当前交流输入VAB处于第四状态时，在进入第四状态按照实施例1中所述的控制外，本实施例还进一步根据监测获得的当前负载驱动电信号实现该中断控制，一旦当前流过负载的负载驱动电信号低于预定的期望驱动电信号时，切换第一可控开关Q1、第二可控开关Q2的导通状态，使其切换到以下状态：维持第一可控开关Q1导通，关断所述第二可控开关Q2，直到进入第一状态控制。
具体对应到图4所示的波形具体是：
在时段T2-T3过程中，本实施例还进一步根据负载驱动电信号执行驱动控制，一旦在当前流过负载驱动电信号低于预定的期望驱动电信号时，将第一可控开关Q1、第二可控开关Q2切换到以下状态：关断所述第一可控开关Q1使其不导通，维持所述第二可控开关Q2导通状态，此时的电路回路参见图5所示。在本阶段采用该根据负载电路302的监控对第一可控开关Q1、第二可控开关Q2进行中断控制，可以在当图6所示的输出电容Cout放电已不满足当前电流需要时，采用外部电流供电，以确保负载驱动电信号满足当前的需要，有利于进一步提高负载的工作稳定性，按照第三状态控制执行对电路的驱动控制，直到进入第三状态控制停止上述的控制策略进入第三状态控制。
在时段T5-T6过程中，还可以但不限于进一步执行对负载驱动电信号的控制，一旦在当前流过负载驱动电信号低于预定的期望驱动电信号时，将第一可控开关Q1、第二可控开关Q2切换到以下状态：输出VG1为高电平，VG2为低电平，从而维持使第一可控开关Q1导通，关断第二可控开关Q2使其不导通，此时的电路回路参见图7所示，在本阶段采用该根据负载电路302的监控对第一可控开关Q1、第二可控开关Q2进行中断控制，可以在当图7所示的输出电容Cout放电已不满足当前电流需要时，采用外部电流供电，以确保负载驱动电信号满足当前的需要，有利于进一步提高负载的工作稳定性，直到电路进入第一状态控制停止上述的控制策略进入第一状态控制。
实施例3：
图10为本实施例提供的一种负载驱动电路结构示意图。参见图示，该驱动电路主要包括：输入电容Cin、整流桥电路301、控制电路1001、以及输出电容Cout。
其中，整流桥电路301的具体结构参见图3所示。
输入电容Cin的一端连接至交流电源Vac的正端，另一端连接至整流桥电路301的一输入端A端，整流桥的另一输入端B端连接至交流电源Vac的负端。
整流桥电路301由第一整流电路、第二整流电路构成。第一整流电路由第一二极管D1以及第二可控开关Q2构成。第二整流电路由第二二极管D2以及第一可控开关Q1构成，第一二极管D1的正极与交流输入的正极在A点连接，负极与输出电容Cout的第一端部连接，第二可控开关Q2的第一端部与交流输入的负极在B点连接，第二端部与输出电容Cout的第二端部连接；
第二二极管D2的正极与交流输入的负极在B点连接，负极与输出电容Cout的第一端部连接，第一可控开关Q1的第一端部与交流输入的正极在A点连接，第二端部与输出电容Cout的第二端部连接。
输出电容Cout连接在整流桥电路301的输出的两个输出端之间，且与负载电路302并联。
控制电路1001的输入端与整流桥电路301的交流输入端连接，输出端分别与第一可控开关Q1、第二可控开关Q2连接，用于根据输入至整流桥电路301的交流输入VAB，控制所述第一可控开关Q1、第二可控开关Q2导通，其具体的控制具体参见实施例1中步骤202的相应描述。
由上可见，应用本实施例技术方案，由于本实施例的整流桥电路301的第一整流电路、第二整流电路均通过开关（第一可控开关Q1、第二可控开关Q2）与负载电路302的负载连接，应用本实施例技术方案实现对负载电路302的驱动时，在交流输入VAB的整个周期，第一可控开关Q1、第二可控开关Q2的至少其中之一导通或者全部导通，因此，可以确保输入输出共地，避免输入、输出浮地问题，有利于避免现有技术中由于输入输出浮地而冬至的系统稳定性差可靠性差的问题，应用本实施例技术方案有利于提高系统的安全性以及稳定性。
实施例4：
图3为本实施例提供的一种负载驱动电路的电路原理示意图，参见图3所示，本实施例的控制电路1001可以但不限于主要包括：交流输入判定电路303、第一阈值控制电路304、第一逻辑电路305。
其中，交流输入判定电路303与整流桥电路301的交流输入端连接，用于判定当前交流输入VAB的状态，该状态包括其是处于正半周还是负半周以及当前是处于上升阶段还是下降阶段，将判定结果通过电平信号发送给第一逻辑电路305。
参见图11所示，本实施例提供了一种交流输入判定电路303的电路实施原理图，参见图示，本交流输入判定电路303包括：
第一比较器COMP1，第一比较器COMP1的第一输入端、第二输入端分别与整流桥电路301的交流输入的两端A、B点分别连接，第一比较器COMP1用于比较第一输入端A、第二输入端B的输入电平，向第一逻辑电路305输出第一电平比较信号Vp，以供第一逻辑电路305根据第一比较结果Vp确定交流输入VAB当前的状态，确定当前交流输入VAB当前处于正半周还是负半周。
在图11中，譬如：第一比较器COMP1的同相输入端接收电压VA，反相输入端接收电压VB，当电压VA大于电压VB时，输出信号Vp为高电平。对应到工作波形，即波形VAB。当VAB不小于零值时，可以看作交流电源在正半周；而当VAB小于零值时，可以看作交流电源在负半周。
第一阈值控制电路304，与整流桥电路301的交流输入端连接，用于根据输入至整流桥电路301的交流输入VAB的绝对值与预定的第一阈值的比较结果，生成用于标示交流输入的绝对值是否低于第一阈值的比较触发信号。
参见图12所示，本实施例提供了第一阈值控制电路304的一种电路实施原理图，参见图示，本第一阈值控制电路304包括：压控电压源、第二比较器COMP2、第三比较器COMP3、或非门电路1101以及单脉冲发生电路1102。其电路连接结构以及工作原理如下：
压控电压源VS的两输入端分别与整流桥电路301的两交流输入端连接，接收电压VA和电压VB，压控电压源VS接收两交流输入端的输入电平，输出表征了电压VA和电压VB的差值的压控电压Vk；
第二比较器COMP2的正相输入端与压控电压源的输出端连接，反相输入端接收第一阈值Vth1，第二比较器COMP2比较压控电压Vk与第一阈值Vth1，输出第一阈值比较结果。
第三比较器COMP3的正相输入端接收所述第一阈值Vth1，反相输入端与压控电压源VS的输出端连接，用于比较压控电压Vk与第一阈值Vth1，输出第二阈值比较结果。
或非门电路1101的两输入端分别与第二比较器COMP2、第三比较器COMP3连接，或非门电路1101对所述第一阈值比较结果、第二阈值比较结果进行或非逻辑运算，输出逻辑电平信号。
其中可以将压控电压源VS、第二比较器COMP2、第三比较器COMP3、或非门电路1101组成的电路作为图3中的运算电路1103。
单脉冲发生电路1102的输入端IN与或非门电路1101的输出端连接，用于根据逻辑电平信号在输出端OUT输出比较触发信号。
譬如：设第一阈值被设为+2V。压控电压源VS的压控电压Vk通过第二比较器COMP2与正的电压阈值进行比较，当压控电压Vk小于2V时，第二比较器COMP2的输出信号为低电平。并且，压控电压Vk还通过第三比较器COMP3与负的电压阈值进行比较，例如-2V，当压控电压Vk大于-2V时，第三比较器CMP3的输出信号为低电平。或非门电路1101接收第二比较器COMP2和第三比较器COMP3的输出信号，当第二比较器CMP2和第三比较器COMP2的输出信号均为低电平时，或非门电路1101输出高电平；单脉冲发生电路1102的输入端IN接收或非门电路1101的输出信号，当或非门电路1101的输出信号为高电平时，在单脉冲发生电路1102的输出端OUT的输出信号Vtrig变为高电平。
第一逻辑电路305，输入端分别与交流输入判定电路303、第一阈值控制电路304连接，用于根据输入至整流桥电路301的交流输入VAB，分别向第一可控开关Q1、第二可控开关Q2输出控制信号，控制所述第一可控开关Q1、第二可控开关Q2的导通或者关断状态。具体的根据当前电路的状态对电路进行不同的控制的方法详细参见实施例1中的相应描述。
参见图3所示，本实施例提供的第一逻辑电路305主要包括触发器3051以及逻辑子电路3052。其中，
触发器3051的置位端S与第一阈值控制电路304的输出端连接，触发器3051根据置位端S接收的比较触发信号，在输出端Q端向逻辑子电路3052输出触发信号；
逻辑子电路3052的第一输入端与交流输入判定电路303的输出端连接，第二输入端与触发器3051的输出端Q连接，两输出端的输出信号分别作为控制第一可控开关Q1和第二可控开关Q2的导通或者关断状态的控制信号VG1、VG2。具体的控制原理详细但不限于参见实施例1的记载。
参见图3所示，本实施例的控制电路1001还可以进一步包括：负载驱动反馈电路306，相应地，本实施例的控制电路1001还进一步包括负载驱动反馈控制电路307。
该负载驱动反馈电路306与负载电路302连接，用于实时监测负载电路302，确定当前流过负载电路302的驱动信号的电压或者电流参数作为当前负载驱动电信号。
参见图3所示，在本实施例的实施时该负载驱动反馈电路306可以但不限于采用以下技术方案实现：
该负载驱动反馈电路306包括：与负载电路302串联的检测电阻Rsense、以及与检测电阻Rsense并联的电压检测电路，电压检测电路采样获取检测电阻Rsense的电压Vsense，检测电阻Rsense的阻抗被认为不变，故该检测电阻Rsense的电压Vsense与流过检测电阻Rsense的电流即流过负载电路302的电流ILED成正比，故可以根据检测获得的电压Vsense表征负载电流的大小，通过对电压Vsense的监控实现对流过负载电路302的电流ILED的监控。
本实施例的负载驱动反馈控制电路307与负载驱动反馈电路306、以及第一逻辑电路305分别连接，以供第一逻辑电路305能进一步根据负载驱动电信号的状态实现对第一可控开关Q1、第二可控开关Q2的控制，具体如下：
当当前交流输入VAB处于第二状态时，第一可控开关Q1、以及第二可控开关Q2均处于导通状态，即由输出电容Cout向负载供电，如果当前负载电路302的电流低于预定的期望驱动电信号时，关断第一可控开关Q1导通，维持第二可控开关Q2导通，即：使其返回第一状态的工作状态，直到第三状态的到来。具体的进一步工作原理详细参见实施例2中的相应描述。
当当前交流输入VAB处于第四状态时，在导通所述第一可控开关Q1、以及第二可控开关Q2，即输出电容Cout向负载供电之后，如果当前负载电路302的电流低于预定的期望驱动电信号时，关断第二可控开关Q2，维持第一可控开关Q1，即：使其返回第三状态的工作状态，直到第一状态的到来。，具体的进一步工作原理详细参见实施例2中的相应描述。
采用进一步结合负载驱动电信号实现对第一可控开关Q1、第二可控开关Q2进行控制的技术方案：可以在当输出电容Cout放电已不满足当前电流需要时，采用外部电流供电，以确保负载驱动电信号满足当前的需要，有利于进一步提高负载的工作稳定性。
参见图3所示，当第一逻辑电路305由触发器3051以及逻辑子电路3052构成时，可以使触发器3051的反相输出端
Figure BDA0000373973690000221
与负载驱动反馈控制电路307连接，以控制负载驱动反馈控制电路307的工作，使负载驱动反馈控制电路307的输出端与触发器3051的复位端R连接，以实现根据负载驱动电信号对第一可控开关Q1、第二可控开关Q2的进一步控制。此时，结合当前的所述交流输入VAB以及负载驱动电信号，控制第一可控开关Q1、第二可控开关Q2导通的具体控制如下：
在当前负载驱动电信号小于预定的期望驱动电信号时，负载驱动反馈控制电路307输出一中断控制信号。
当交流输入VAB处于第一状态时，关断第一可控开关Q1，导通第二可控开关Q2，交流输入VAB经过由第一二极管D1以及第二可控开关Q2构成的第一整流电路向负载电路302、以及与所述负载电路302并联的输出电容Cout供电，直到进入第二状态。
当交流输入VAB处于所述第二状态时，导通第一可控开关Q1、以及第二可控开关Q2，输出电容Cout向负载电路302供电，直到收到负载驱动反馈控制电路307输入的所述中断控制信号为止。当收到负载驱动反馈控制电路307输入的中断控制信号时，执行以下的控制：根据中断控制信号，维持用于控制第一可控开关Q1导通的控制信号VG1的输出，以维持第一可控开关Q1导通；停止用于控制第二可控开关Q2导通的控制信号VG2的输出，以关断第二可控开关Q2，直到电路进入了第三状态为止。
当交流输入VAB处于所述第四状态时，导通第一可控开关Q1、以及第二可控开关Q2，输出电容Cout供电向所述负载电路302供电，直到收到所述负载驱动反馈控制电路307输入的所述中断控制信号为止。当收到负载驱动反馈控制电路307输入的中断控制信号时，执行以下的控制：根据收到的中断控制信号维持用于控制第二可控开关Q2导通的导通控制信号VG2的输出，以维持第二可控开关Q2导通；停止用于控制第一可控开关Q1导通的控制信号VG1的输出，以关断第一可控开关Q1，直到电路进入了第一状态为止。
参见图3所示，本实施例提供的负载驱动反馈控制电路307可以但不限于采用以下技术方案实现：
负载驱动反馈控制电路307包括：斜坡发生电路3071、补偿信号发生电路3072、以及第四比较器COMP4。各部件的连接关系以及工作原理如下：
斜坡发生电路3071与触发器3051的反相输出端连接，用于当交流输入VAB处于第二状态或者第四状态时，具体是，当交流输入VAB处于第二状态或者第四状态时触发器3051的输出端Q输出信号为高电平，则反相输出端
Figure BDA0000373973690000241
输出低电平，斜坡发生电路3071的第三可控开关Q0被关断，外部直流电流Io对充电电容Cchg充电，充电电容Cchg向第四比较器COMP4的第一输入端输出斜坡电压Vramp。
补偿信号发生电路3072，输入端与负载驱动反馈电路306的输出端连接，用于根据当前负载驱动反馈信号与预定的期望电压Vref之间的误差值，生成补偿电压Vcomp，在本实施例中，可以根据当前负载电路302的实际要求，设定期望电压Vref的大小，使其满足负载的期望驱动电流需求，确保负载电路302的正常稳定工作。
第四比较器COMP4的第一输入端、第二输入端分别与斜坡发生电路3071、补偿信号发生电路3072的输出端连接，输出端与触发器3051的复位端R连接，用于比较斜坡电压Vramp、补偿电压Vcomp，当斜坡电压Vramp上升到补偿电压Vcomp时向触发器3051的复位端R输入上述的高电平的中断控制信号，触发器3051被复位，输出端Q的输出信号变为低电平，输出端Q的输出信号为高电平，第三可控开关导通，斜坡电压Vramp快速下降至零，以在电路处于第二状态或者第四状态时实现根据负载驱动电信号实现对驱动电路的控制。
参见图13所示，本实施例提供了图3中所示的逻辑子电路3052的电路实现原理示意图，参见图示，该逻辑子电路3052包括：第一或门电路1301、非门电路1303、第二或门电路1302。其中连接关系以及工作原理如下：
第一或门电路1301的第一输入端与所述触发器3051的输出端连接，接收触发器3051的输出端Q输出的电平信号VQ，第一或门电路1301的第二输入端与交流输入判定电路303的输出端连接接收其输出的电平信号Vp，输出端的输出信号作为控制信号VG2。当电平信号Vp为高电平，或者当电平信号VQ为高电平时，控制信号VG2为高电平，第二可控开关Q2导通。
非门电路1303，输入端与交流输入判定电路303的输出端连接接收其输出的电平信号Vp，输出端与第二或门电路1302的第一输入端连接；第二或门电路1302的第二输入端与触发器3051的输出端Q连接，接收触发器3051的输出端Q输出的电平信号VQ，输出端的输出信号作为控制信号VG1。当电平信号Vp为低电平，或者当电平信号VQ为高电平时，控制信号VG1为高电平，第一可控开关Q1导通。
另外，参见图14所示，在本实施例中，还可以但不限于进一步包括：短路保护电路1401和第一与门电路1402。第一与门电路1402的第一输入端与路保护电路1401的输出端连接，第二输入端与第一阈值控制电路304的输出端连接，输出端与触发器3051的置位端连接。
其中，短路保护电路1401的输入端接收输出电容Cout两端的输出电压Vout，用于比较输出电压Vout与预定的电压下限，如果输出电压低于该预定的电压下限，则向第一与门电路1402的第一输入端输入短路保护信号。其中，可以根据负载电路302的驱动实际要求，设置该预定的电压下限VL，确保在负载电路302短路时进行相应的控制停止输出，以进行短路保护控制，提高电路的安全性。
当输出电压Vout小于第一电压阈值VL时，判定负载电路302发生短路，短路保护电路1401向第一与门电路1402输出低电平电压。这样通过短路保护电路1401和第一与门电路1402，即使第一阈值控制电路304的输出信号为高电平，触发器3051置位端S的信号仍然为低电平电压，触发器3051不会被置位，输出端Q的输出信号为低电平。结合图4所示的工作波形图，即在时刻t2，第一可控开关Q1不会导通。
另外，参见图14所示，在本实施例中，该控制电路1001还可以但不限于进一步包括：开路保护电路1403和第二与门电路1404。第二与门电路1404的第一输入端与开路保护电路1403的输出端连接，第二输入端与负载驱动反馈控制电路307的输出端连接，以接收负载驱动反馈控制电路307输出的中断控制信号，输出端连接至触发器3051的复位端R。
开路保护电路1403接收输出电容Cout两端的输出电压Vout，开路保护电路1403比较输出电压Vout与预定的输出电压上限VH，如果输出电压Vout高于输出电压上限VH时，则判定负载电路302发生开路。开路保护电路1403的输出信号变为低电平，并输入至第二与门电路1404。此时，即使负载驱动反馈控制电路307输出的中断控制信号为高电平，触发器3051的复位端R的输入信号仍然为低电平，触发器3051不会被复位，触发器3051的输出端Q的输出信号仍然为低电平。结合图4所示的工作波形图，在时刻t3，第一可控开关Q1不会被关断，从而保证输入侧的能量不会传递至输出电容Cout，防止输出电容Cout能量过高而发生爆炸。
另外，参见图14、15所示，在本实施例中，还可以但不限于进一步包括：输入过压保护电路1405。
本实施例的输入过压保护电路1405包括：第四可控开关Q4、第五比较器COMP5。其中第四可控开关Q4连接在整流桥电路301的输出端与输出电容Cout之间，在本实施例中可以将第四可控开关Q4连接在在正输出端或者负输出端，图14所示仅是以连接在负输出端为例进行示意。
参见图15所示，第五比较器COMP5的第一输入端与整流桥电路301的交流输入端连接，接收交流输入VAB，第五比较器COMP5的第二输入端接收预定的输入电压上限，设为VGH，当整流桥电路301的交流输入VAB大于输入电压上限VGH时，判定当前输入过压，第五比较器COMP5在输出端向第四可控开关Q4输出切断控制信号VG4，以关断第四可控开关Q4。譬如：当判定输入过压时，第五比较器COMP5的输出低电平VG4，从而控制开关S3关断，避免因输出过压而造成负载被损坏的风险，进一步提高负载电路302的安全性。
进一步的，作为本实施例的示意，在本实施例中还可以但不限于具有体二极管的金氧氧化物半导体场效应晶体管（Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor，简称MOSFET）作为本实施例的第一可控开关Q1和/或第二可控开关Q2，从而进一步避免开关损耗，使在整流桥电路301的输入端A点的电压的绝对值小于一电压阈值时，导通第一可控开关Q1，在B点的电压的绝对值小于该电压阈值时，导通第二可控开关Q2，从而实现开关的零电压开通，以降低开关损耗。
当采用具有体二极管的MOSFET作为本实施例的第一可控开关Q1、第二可控开关Q2时，在第二状态和第四状态时，即|VA-VB|＜VTH，第一可控开关Q1和第二可控开关Q2的导通和关断同前文描述。
应用本实施例采用具有体二极管的MOSFET的技术方案：
在第一状态时，交流输入在正半周，当B点的电压的绝对值|VB|＜VTH时，才导通第二可控开关Q2，以实现第二可控开关Q2的零电压开通，降低开关的开通损耗。而在剩余的时间区间内，B点的电压的绝对值VB大于阈值VTH，此时，交流输入通过第二可控开关Q2内的体二极管和第一二极管D1组成第一整流电路，向负载电路、以及与负载电路并联的输出电容Cout供电；其电路回路示意图参见图16所示。
结合图4所示的工作波形，在第一状态时，在时刻t0至时刻t2时间区间内，当A点的电压小于一阈值，或者接近零值时，才导通第二可控开关Q2。由于A点的电压较低，可以近似看作零电压开通，以减小开关损耗。而剩余的时间区间内，利用第二可控开关Q2的体二极管来实现整流功能。
类似的，在第三状态时，交流输入在负半周，当A点的电压的绝对值|VA|＜VTH时，才导通第一可控开关Q1，以实现第一可控开关Q1的零电压开通，降低开关的开通损耗。而在剩余的时间区间内，A点的电压的绝对值VA大于阈值VTH，此时，交流输入通过第一可控开关Q1内的体二极管和第二二极管D2组成第一整流电路，向负载电路、以及与负载电路并联的输出电容Cout供电；其电路回路示意图参见图17所示。
结合图4所示的工作波形，在时刻t3至时刻t5时间区间内，当A点的电压小于阈值VTH时，或者接近零值时，才导通第一可控开关Q1。由于A点的电压较低，可以近似看作零电压开通，从而减小了开关损耗。而剩余的时间区间内，利用第一可控开关Q1的体二极管来实现整流功能。
在进一步的，在本实施例的控制电路1001中，还可以但不限于还可以另一结构的控制电路，其与上述控制电路的区别主要在于，本控制电路可以不设置交流输入判定电路303，本实施例的控制电路与上不同之处在于采用了由如图18所示第三或门电路1803、以及第四或门电路1804构成的第二逻辑电路1801替换了上述的逻辑子控制电路3052。
其中第一阈值控制电路304与的电路结构以及工作原理与上述的相同。交流第一阈值控制电路304的输入端接收交流输入VAB，根据交流输入的绝对值与预定的第一阈值的比较结果，生成比较触发信号，比较触发信号标识当前交流输入的绝对值是否低于第一阈值。
触发器3051，置位端与所述第一阈值控制电路304的输出端连接，以接收比较触发信号，输出端与第二逻辑电路1801的第二输入端连接，用于根据所述置位端、的触发，向所述逻辑子电路3052输出触发信号，并且还可以在复位端接收外部负载驱动反馈控制电路307的输出，以便接收中断控制信号进一步实现控制。
第二逻辑电路1801包括：第三或门电路1803、第四或门电路1804。第三或门电路1803的一输入端接收触发器3051的输出端Q的输出信号VQ，另一输入端接收B的电压VB与阈值VTH的比较结果。电压VB与阈值VTH的比较可以通过比较器或者其他电路来实现，在此不再赘述。当输出信号VQ为高电平，或者|VB|＜VTH时，第三或门电路1803的输出信号为高电平，从而第二可控开关Q2处于导通状态。
第四或门电路1804的一输入端接收触发器3051的输出端Q的输出信号VQ，另一输入端接收A的电压VA与阈值VTH的比较结果。当输出信号VQ为高电平，或者|VA|＜VTH时，第四或门电路1804的输出信号为高电平，从而第一可控开关Q1处于导通状态。其中的控制原理以及波形图详细参见图4所示。
以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。

Claims (19)

1.一种负载驱动方法，其特征是，包括：
实时监测输入至整流桥电路的交流输入；
根据当前的所述交流输入，控制第一可控开关、第二可控开关导通：
当所述交流输入处于第一状态时，关断所述第一可控开关，导通所述第二可控开关，所述交流输入经过由第一二极管以及所述第二可控开关构成的第一整流电路向所述负载电路、以及与所述负载电路并联的输出电容供电，
所述第一状态为：所述交流输入处于正半周且当前所述交流输入的电压逐渐变大时，或者所述交流输入电压处于正半周且当前所述交流输入的电压逐渐变小且所述电压大于或者等于预定的第一阈值时；
当所述交流输入处于第二状态时，导通所述第一可控开关、以及第二可控开关，所述输出电容向所述负载电路供电，
所述第二状态为：所述交流输入处于正半周且当前所述交流输入的电压逐渐变小且小于所述第一阈值时；
当所述交流输入处于第三状态时，导通所述第一可控开关、关断所述第二可控开关，所述交流输入经过第二二极管以及所述第一可控开关构成的第二整流电路向所述负载电路以及所述输出电容供电，
所述第三状态为：所述交流输入处于负半周且当前所述交流输入的电压的绝对值逐渐变大，或者所述交流输入处于负半周且当前所述电压的绝对值逐渐变小且大于或等于所述第一阈值时；
当所述交流输入处于第四状态时，导通所述第一可控开关、以及第二可控开关，所述输出电容向所述负载电路供电，
所述第四状态为：所述交流输入处于负半周且当前所述交流输入电压的绝对值逐渐变小且小于所述第一阈值时；
所述整流桥电路由所述第一整流电路、第二整流电路桥接构成，
所述第一整流电路由第一二极管以及所述第二可控开关构成，所述第一二极管的正极与所述交流输入的正极连接，负极与所述输出电容的第一端部连接，所述第二可控开关的第一端部与所述交流输入的负极连接，第二端部与所述输出电容的第二端部连接；
所述第二整流电路由第二二极管以及第一可控开关构成，所述第二二极管的正极与所述交流输入的负极连接，负极与所述输出电容的第一端部连接，所述第二可控开关的第一端部与所述交流输入的正极连接，第二端部与所述输出电容的第二端部连接。
2.根据权利要求1所述的负载驱动方法，其特征是，还包括：
当所述交流输入处于所述第二状态时，还包括：
如果当前负载驱动电信号低于预定的期望驱动电信号时：维持所述第二可控开关导通，关断所述第一可控开关，直到所述交流输入进入所述第三状态。
3.根据权利要求1或2所述的负载驱动方法，其特征是，
当所述交流输入处于第四状态时，还包括：
如果当前负载驱动电信号低于预定的期望驱动电信号时：维持所述第一可控开关导通，关断所述第二可控开关，直到所述交流输入进入所述第一状态。
4.根据权利要求1至3之任一所述的负载驱动方法，其特征是，
所述第一阈值预设为零伏特。
5.根据权利要求1至3之任一所述的负载驱动方法，其特征是，还包括：
实时监测所述输出电容两端的输出电压，判定所述负载电路是否处于短路状态，
如果是，关断所述第一可控开关、第二可控开关。
6.根据权利要求1至3之任一所述的负载驱动方法，其特征是，还包括：
实时监测所述输出电容两端的输出电压，判定所述负载电路是否处于开路状态，
如果是，关断所述第一可控开关、第二可控开关。
7.根据权利要求1至3之任一所述的负载驱动方法，其特征是，还包括：
实时监测所述整流桥电路的所述交流输入端，判定所述交流输入是否处于过压状态，
如果是，向连接在所述整流桥电路的整流输出端与所述输出电容之间的第四可控开关输出关断控制信号，关断所述第四可控开关。
8.一种权利要求1至3之任一所述的负载驱动方法，其特征是，还包括：
所述第一可控开关、和/或第二可控开关为：具有体二极管的金属氧化物半导体场效应晶体管；
当所述交流输入处于所述第一状态时，当所述交流输入的负极的电压的绝对值小于第一阈值时，导通所述第二可控开关；当所述交流输入的负极的电压的绝对值大于所述第一阈值时，导通所述第二可控开关内的所述体二极管；
所述交流输入经过由第一二极管以及所述第二可控开关内的所述体二极管构成的整流电路向所述负载电路、以及与所述负载电路并联的输出电容供电，
当所述交流输入处于所述第三状态时，当所述交流输入的正极的电压的绝对值小于所述第一阈值时，导通所述第一可控开关；当所述交流输入的正极的电压的绝对值大于所述第一阈值时，导通所述第一可控开关的所述内体二极管；
所述交流输入经过所述第二二极管以及所述第一可控开关的所述体二极管构成的整流电路向所述负载电路以及所述输出电容供电。
9.一种负载驱动电路，其特征是，包括：
输入电容，所述输入电容的一端连接至交流电源的正端，另一端连接至整流桥电路的一输入端，所述整流桥的另一输入端连接至所述交流电源的负端；
所述整流桥电路，由第一整流电路、第二整流电路桥接构成，所述第一整流电路由第一二极管以及所述第二可控开关构成，所述第一二极管的正极与所述交流输入的正极连接，负极与所述输出电容的第一端部连接，所述第二可控开关的第一端部与所述交流输入的负极连接，第二端部与所述输出电容的第二端部连接；所述第二二极管的正极与所述交流输入的负极连接，负极与所述输出电容的第一端部连接，所述第一可控开关的第一端部与所述交流输入的正极连接，第二端部与所述输出电容的第二端部连接；
输出电容，连接在所述整流桥电路的两个输出端之间，且与所述负载电路并联；
控制电路，输入端与所述整流桥电路的交流输入端连接，输出端分别与所述第一可控开关、第二可控开关的控制端连接，用于根据输入至所述整流桥电路的交流输入，控制所述第一可控开关、第二可控开关导通以及关断，
当所述交流输入处于第一状态时，所述第一可控开关处于关断状态，所述第二可控开关处于导通状态，所述交流输入经过由第一二极管以及所述第二可控开关构成的第一整流电路向所述负载电路、以及与所述负载电路并联的输出电容供电，
所述第一状态为：所述交流输入处于正半周且当前所述交流输入的电压逐渐变大时，或者所述交流输入电压处于正半周且当前所述交流输入的电压逐渐变小且所述电压大于或者等于预定的第一阈值时；
当所述交流输入处于第二状态时，所述第一可控开关、以及第二可控开关均处于导通状态，所述输出电容向所述负载电路供电，
所述第二状态为：所述交流输入处于正半周且当前所述交流输入的电压逐渐变小且小于所述第一阈值时；
当所述交流输入处于第三状态时，所述第一可控开关处于导通状态，所述第二可控开关处于关断状态，所述交流输入经过第二二极管以及所述第一可控开关构成的第二整流电路向所述负载电路以及所述输出电容供电，
所述第三状态为：所述交流输入处于负半周且当前所述交流输入的电压的绝对值逐渐变大，或者所述交流输入处于负半周且当前所述电压的绝对值逐渐变小且大于或等于所述第一阈值时；
当所述交流输入处于第四状态时，所述第一可控开关、以及第二可控开关均处于导通状态，所述输出电容向所述负载电路供电，
所述第四状态为：所述交流输入处于负半周且当前所述交流输入电压的绝对值逐渐变小且小于所述第一阈值时。
10.根据权利要求9所述的一种负载驱动电路，其特征是，还包括：
所述控制电路包括：
交流输入判定电路，与所述整流桥电路的交流输入端连接，用于判定当前所述交流输入的状态，
第一阈值控制电路，与所述交流输入端连接，用于根据所述交流输入的电压的绝对值与预定的第一阈值的比较结果，生成比较触发信号，所述比较触发信号标识当前所述交流输入电压的绝对值是否低于所述第一阈值；
第一逻辑电路，输入端分别与所述交流输入判定电路、第一阈值控制电路连接，用于根据所述交流输入的状态以及所述比较触发信号，控制所述第一可控开关、第二可控开关导通以及关断。
11.根据权利要求10所述的一种负载驱动电路，其特征是，还包括：
负载驱动反馈电路，与所述负载电路连接，用于实时监测所述负载电路，确定当前负载驱动电信号；
所述控制电路还包括：
负载驱动反馈控制电路，与所述负载驱动反馈电路、以及所述第一逻辑电路分别连接，用于：
当所述交流输入处于所述第二状态时，如果当前负载驱动电信号低于预定的期望驱动电信号时，向所述第一逻辑电路输出中断控制信号，以供所述第一逻辑电路根据所述中断控制信号维持所述第二可控开关导通，关断所述第一可控开关，直到所述交流输入进入所述第三状态；
和/或，
当所述交流输入处于第四状态时，如果当前负载驱动电信号低于所述期望驱动电信号时，向所述第一逻辑电路输出中断控制信号，以供所述第一逻辑电路根据所述中断控制信号维持所述第一可控开关导通，关断所述第二可控开关，直到所述交流输入进入所述第一状态。
12.根据权利要求10所述的负载驱动电路，其特征是，
所述第一逻辑电路包括：
触发器，置位端与所述第一阈值控制电路的输出端连接，接收所述比较触发信号，复位端与所述负载驱动反馈控制电路的输出端连接接收所述中断控制信号，输出端与逻辑子电路的第二输入端连接，用于根据所述置位端、以及所述复位端的触发，向所述逻辑子电路输出触发信号；
所述逻辑子电路，第一输入端与所述交流输入判定电路的输出端连接，输出端分别与所述第一可控开关、第二可控开关连接，用于根据所述交流输入的状态、以及所述触发器的输出，控制第一可控开关、第二可控开关导通以及关断。
13.根据权利要求12所述的负载驱动电路，其特征是，
所述负载驱动反馈控制电路包括：
斜坡发生电路，与所述触发器的反相输出端连接，用于当所述交流输入处于所述第二状态或者第四状态时，根据所述反相输出端的输出信号的触发导通第三可控开关，外部直流电流通过所述第三可控开关对充电电容充电，所述充电电容向第四比较器的第一输入端输出斜坡电压；
补偿信号发生电路，输入端与所述负载驱动反馈电路的输出端连接，用于根据当前所述负载驱动反馈信号与预定的期望电压之间的误差值，生成补偿电压，
第四比较器，第一输入端、第二输入端分别与所述斜坡发生电路、补偿信号发生电路的输出端连接，输出端与所述触发器的复位端连接，用于比较所述斜坡电压、补偿电压，向所述触发器输入所述中断控制信号。
14.根据权利要求10至13之任一所述的负载驱动方法，其特征是，
所述第一阈值预设为零伏特。
15.根据权利要求10所述的负载驱动电路，其特征是，还包括：
短路保护电路，输入端与所述输出电容的两端连接，用于比较所述所述输出电容两端的输出电压与预定的电压下限，当所述压控电压低于所述电压下限时，输出短路保护信号，
第一与门电路，第一输入端与所述短路保护电路的输出端连接，第二输入端与所述第一阈值控制电路的输出端连接，输出端与所述触发器的置位端连接，用于对所述短路保护信号以及所述比较触发信号与逻辑运算，向所述触发器的置位端输出第二逻辑电平信号。
16.根据权利要求10所述的负载驱动电路，其特征是，还包括：
开路保护电路，输入端与所述输出电容的两端连接，用于比较所述输出电容两端的输出电压与预定的输出电压上限，当所述输出电压高于所述输出电压上限时，输出开路保护信号，
第二与门电路，第一输入端与所述开路保护电路的输出端连接，第二输入端与所述负载驱动反馈控制电路的输出端连接，输出端与所述触发器的复位端连接，用于对所述开路保护信号以及所述中断控制信号进行与逻辑运算，向所述触发器的复位端输出第三逻辑电平信号。
17.根据权利要求10所述的负载驱动电路，其特征是，还包括：输入过压保护电路，
所述输入过压保护电路包括：
第四可控开关，连接在所述整流桥电路的整流输出端与所述输出电容之间；
第五比较器，第一输入端与所述交流输入端连接，第二输入端接收预定的输入电压上限，用于当所述交流输入的电压绝对值大于所述输入电压上限时，向所述第四可控开关输出切断控制信号，以关断所述第四可控开关。
18.根据权利要求8至11之任一所述的负载驱动电路，其特征是，
所述第一可控开关、和/或第二可控开关为：具有体二极管的金属半场效晶体管。
19.根据权利要求18所述的负载驱动电路，其特征是，
所述控制电路包括：
第一阈值控制电路，与所述交流输入端连接，用于根据所述交流输入的电压的绝对值与预定的第一阈值的比较结果，生成比较触发信号，所述比较触发信号标识当前所述交流输入电压的绝对值是否低于所述第一阈值；
触发器，置位端与所述第一阈值控制电路的输出端连接，接收所述比较触发信号，输出端与第二逻辑电路的第二输入端连接，用于根据所述置位端、的触发，向所述逻辑子电路输出触发信号；
第二逻辑电路，所述第二逻辑电路包括：
第三或门电路，两输入端分别接收所述触发信号、以及所述交流输入的所述第二端部与所述第一阈值的比较结果，输出端的输出信号用以控制所述第二可控开关的导通以及关断；
第四或门电路，两输入端分别接收所述触发信号、以及所述交流输入的所述第一端部与所述第一阈值的比较结果，输出端的输出信号用以控制所述第一可控开关的导通以及关断。
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Cited By (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104780682A (zh) * 2015-04-15 2015-07-15 深圳市稳先微电子有限公司 一种过压保护电路、驱动芯片及电源模块
CN104865999A (zh) * 2014-02-21 2015-08-26 瑞萨电子株式会社 驱动电路和用于驱动外部负载的方法
CN107113939A (zh) * 2015-01-29 2017-08-29 技术消费产品股份有限公司 具有直接替换能力的发光二极管(led)驱动器
CN108123418A (zh) * 2016-11-29 2018-06-05 无锡华润矽科微电子有限公司 Led驱动过压保护电路
CN110391694A (zh) * 2018-04-17 2019-10-29 乐金电子研发中心(上海)有限公司 用于电动车无线充电的软启动方法及装置
CN110535028A (zh) * 2019-08-16 2019-12-03 上海禾赛光电科技有限公司 用于发光模块的安全充电电路、保护方法以及激光雷达发射系统
CN110831289A (zh) * 2019-12-19 2020-02-21 昂宝电子（上海）有限公司 Led驱动电路及其操作方法和供电控制模块
CN110962602A (zh) * 2019-04-15 2020-04-07 宁德时代新能源科技股份有限公司 应用于电池管理系统的负载保持电路
US10973095B2 (en) 2017-09-14 2021-04-06 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for bleeder control related to lighting emitting diodes
US10999903B2 (en) 2017-11-30 2021-05-04 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for stage-based control related to TRIAC dimmers
US10999904B2 (en) 2012-11-12 2021-05-04 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for dimming control using TRIAC dimmers
US11183996B2 (en) 2017-07-10 2021-11-23 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US11212885B2 (en) 2014-04-25 2021-12-28 Guangzhou On-Bright Electronics Co., Ltd. Systems and methods for intelligent control related to TRIAC dimmers
US11224105B2 (en) 2019-02-19 2022-01-11 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods with TRIAC dimmers for voltage conversion related to light emitting diodes
US11252799B2 (en) 2019-12-27 2022-02-15 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling currents flowing through light emitting diodes
US11297704B2 (en) 2019-08-06 2022-04-05 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for bleeder control related to TRIAC dimmers associated with LED lighting
US11405992B2 (en) 2019-11-20 2022-08-02 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for dimming control related to TRIAC dimmers associated with LED lighting
US11540371B2 (en) 2020-04-13 2022-12-27 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling power factors of LED lighting systems
US11570859B2 (en) 2017-12-28 2023-01-31 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. LED lighting systems with TRIAC dimmers and methods thereof

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3015681B1 (fr) * 2013-12-20 2016-04-22 Commissariat Energie Atomique Methode de mesure du numero atomique effectif d'un materiau
DE102015200057A1 (de) * 2015-01-07 2016-07-07 Wago Verwaltungsgesellschaft Mbh Vorrichtung und Verfahren zur Funktionsüberwachung eines Sicherheitsschaltmittels
US9681511B1 (en) 2016-03-25 2017-06-13 New Energies & Alternative Technologies, Inc. LED driver circuits
US10270359B2 (en) * 2016-03-25 2019-04-23 New Energies & Alternative Technologies, Inc. Multi-use driver circuits
US9681504B1 (en) 2016-06-14 2017-06-13 New Energies & Alternative Technologies, Inc. Driver circuits with multiple rectifiers
WO2018096490A1 (en) * 2016-11-23 2018-05-31 Eta-Bar Ltd. Power supply
US10050443B1 (en) * 2017-08-17 2018-08-14 Infineon Technologies Austria Ag PFC controller add-on circuit to stabilize THDi performance
JP6918250B2 (ja) * 2018-09-28 2021-08-11 三菱電機株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機
TWI822561B (zh) * 2023-01-17 2023-11-11 固緯電子實業股份有限公司 改善限流響應速度及波形的裝置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20010007530A1 (en) * 2000-01-11 2001-07-12 Murata Manufacturing Co., Ltd Switching power supply unit
CN1431759A (zh) * 2002-01-08 2003-07-23 浙江大学 零电压软开关直流－直流电源变换装置
CN102437765A (zh) * 2011-10-17 2012-05-02 华为技术有限公司 一种逆变器拓扑电路、逆变方法和一种逆变器
CN103152949A (zh) * 2013-03-11 2013-06-12 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种电容降压式led驱动器及其电容降压式led驱动方法
US20130194826A1 (en) * 2012-01-27 2013-08-01 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for a Switch and Method of Operating the Same

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4447868A (en) * 1982-04-05 1984-05-08 General Electric Company Regenerative rectifier circuit
US4412277A (en) * 1982-09-03 1983-10-25 Rockwell International Corporation AC-DC Converter having an improved power factor
US5793626A (en) * 1996-05-29 1998-08-11 Lucent Technologies Inc. High efficiency bimodal power converter and method of operation thereof
US6038155A (en) * 1998-03-31 2000-03-14 International Rectifier Corporation Three phase SCR rectifier bridge with soft start control IC
BR9907351A (pt) * 1999-12-22 2001-08-07 Ericsson Telecomunicacoees S A Método e circuito de controle para retificador do tipo elevador trifásico de três nìveis
FR2812476B1 (fr) * 2000-07-28 2002-10-31 St Microelectronics Sa Convertisseur alternatif-continu
US7269038B2 (en) * 2005-09-12 2007-09-11 Fairchild Semiconductor Corporation Vrms and rectified current sense full-bridge synchronous-rectification integrated with PFC
JP2008245262A (ja) 2007-02-27 2008-10-09 Fuji Electric Device Technology Co Ltd 負荷駆動回路、負荷駆動回路を有するドライバｉｃおよびドライバｉｃを有するプラズマディスプレイパネル
US8035536B2 (en) * 2007-11-08 2011-10-11 Delta Electronics, Inc. Digitally controlled three-phase PFC rectifier
CN103152946B (zh) 2011-01-10 2015-08-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种高效率的led驱动电路
US20120300519A1 (en) * 2011-05-26 2012-11-29 Hamilton Sundstrand Corporation Multi-phase active rectifier
CN102573235B (zh) 2012-01-11 2013-07-24 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种高效率的led驱动电路及其驱动方法
CN102523666B (zh) 2012-01-16 2013-08-14 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种高效率的led驱动电路及其驱动方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20010007530A1 (en) * 2000-01-11 2001-07-12 Murata Manufacturing Co., Ltd Switching power supply unit
CN1431759A (zh) * 2002-01-08 2003-07-23 浙江大学 零电压软开关直流－直流电源变换装置
CN102437765A (zh) * 2011-10-17 2012-05-02 华为技术有限公司 一种逆变器拓扑电路、逆变方法和一种逆变器
US20130194826A1 (en) * 2012-01-27 2013-08-01 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for a Switch and Method of Operating the Same
CN103152949A (zh) * 2013-03-11 2013-06-12 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种电容降压式led驱动器及其电容降压式led驱动方法

Cited By (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10999904B2 (en) 2012-11-12 2021-05-04 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for dimming control using TRIAC dimmers
CN104865999A (zh) * 2014-02-21 2015-08-26 瑞萨电子株式会社 驱动电路和用于驱动外部负载的方法
CN104865999B (zh) * 2014-02-21 2018-09-11 瑞萨电子株式会社 驱动电路和用于驱动外部负载的方法
US11212885B2 (en) 2014-04-25 2021-12-28 Guangzhou On-Bright Electronics Co., Ltd. Systems and methods for intelligent control related to TRIAC dimmers
CN107113939A (zh) * 2015-01-29 2017-08-29 技术消费产品股份有限公司 具有直接替换能力的发光二极管(led)驱动器
CN107113939B (zh) * 2015-01-29 2019-02-01 技术消费产品股份有限公司 具有直接替换能力的发光二极管(led)驱动器
CN104780682A (zh) * 2015-04-15 2015-07-15 深圳市稳先微电子有限公司 一种过压保护电路、驱动芯片及电源模块
CN104780682B (zh) * 2015-04-15 2016-03-30 深圳市稳先微电子有限公司 一种过压保护电路、驱动芯片及电源模块
CN108123418A (zh) * 2016-11-29 2018-06-05 无锡华润矽科微电子有限公司 Led驱动过压保护电路
CN108123418B (zh) * 2016-11-29 2021-04-16 华润微集成电路(无锡)有限公司 Led驱动过压保护电路
US11784638B2 (en) 2017-07-10 2023-10-10 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US11695401B2 (en) 2017-07-10 2023-07-04 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US11201612B2 (en) 2017-07-10 2021-12-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US12009825B2 (en) 2017-07-10 2024-06-11 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US11206015B2 (en) 2017-07-10 2021-12-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US11183996B2 (en) 2017-07-10 2021-11-23 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US10973095B2 (en) 2017-09-14 2021-04-06 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for bleeder control related to lighting emitting diodes
US10999903B2 (en) 2017-11-30 2021-05-04 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for stage-based control related to TRIAC dimmers
US11026304B2 (en) 2017-11-30 2021-06-01 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for stage-based control related to TRIAC dimmers
US11638335B2 (en) 2017-12-28 2023-04-25 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. LED lighting systems with TRIAC dimmers and methods thereof
US11570859B2 (en) 2017-12-28 2023-01-31 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. LED lighting systems with TRIAC dimmers and methods thereof
US11937350B2 (en) 2017-12-28 2024-03-19 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. LED lighting systems with TRIAC dimmers and methods thereof
CN110391694A (zh) * 2018-04-17 2019-10-29 乐金电子研发中心(上海)有限公司 用于电动车无线充电的软启动方法及装置
US11224105B2 (en) 2019-02-19 2022-01-11 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods with TRIAC dimmers for voltage conversion related to light emitting diodes
US11678417B2 (en) 2019-02-19 2023-06-13 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods with TRIAC dimmers for voltage conversion related to light emitting diodes
CN110962602B (zh) * 2019-04-15 2021-06-15 宁德时代新能源科技股份有限公司 应用于电池管理系统的负载保持电路
CN110962602A (zh) * 2019-04-15 2020-04-07 宁德时代新能源科技股份有限公司 应用于电池管理系统的负载保持电路
US11297704B2 (en) 2019-08-06 2022-04-05 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for bleeder control related to TRIAC dimmers associated with LED lighting
US11792901B2 (en) 2019-08-06 2023-10-17 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for bleeder control related to TRIAC dimmers associated with LED lighting
WO2021031753A1 (zh) * 2019-08-16 2021-02-25 上海禾赛光电科技有限公司 用于发光模块的安全充电电路、保护方法以及激光雷达发射系统
CN110535028A (zh) * 2019-08-16 2019-12-03 上海禾赛光电科技有限公司 用于发光模块的安全充电电路、保护方法以及激光雷达发射系统
US11743984B2 (en) 2019-11-20 2023-08-29 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for dimming control related to TRIAC dimmers associated with LED lighting
US11405992B2 (en) 2019-11-20 2022-08-02 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for dimming control related to TRIAC dimmers associated with LED lighting
CN110831289B (zh) * 2019-12-19 2022-02-15 昂宝电子（上海）有限公司 Led驱动电路及其操作方法和供电控制模块
CN110831289A (zh) * 2019-12-19 2020-02-21 昂宝电子（上海）有限公司 Led驱动电路及其操作方法和供电控制模块
US11564299B2 (en) 2019-12-19 2023-01-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for providing power supply to current controllers associated with LED lighting
US11856670B2 (en) 2019-12-19 2023-12-26 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for providing power supply to current controllers associated with LED lighting
US11723128B2 (en) 2019-12-27 2023-08-08 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling currents flowing through light emitting diodes
US11252799B2 (en) 2019-12-27 2022-02-15 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling currents flowing through light emitting diodes
US11997772B2 (en) 2020-04-13 2024-05-28 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling power factors of led lighting systems
US11540371B2 (en) 2020-04-13 2022-12-27 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling power factors of LED lighting systems

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