CN102931830B - 电感充电时间的控制电路、方法、芯片以及开关电源 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种电感充电时间的控制电路，应用于开关电源，包括峰值采样电路以及充电时间产生电路，充电时间产生电路至少包括电容cap，其中，峰值采样电路采样输入电压Vin的峰值，充电时间产生电路产生与所述输出电压Vout成第一预设比例的充电电流I0以及产生与输入电压Vin成第二预设比例的放电电流I1，对电容cap进行充放电，并将电容cap上的电压Vcap与第一预设电压比较，经处理，得到输出电感的第一充电时间。本控制电路采用COT的控制方式，其得到的电感充电时间与输入电压以及输出电压成比例，既能实现良好的恒流和恒压特性，又能不受误差运算放大器等模块的限制，且整个系统效率高、外围器件少，瞬态响应快。

Description

电感充电时间的控制电路、方法、芯片以及开关电源

技术领域

本发明涉及开关电源领域，更具体的说，是涉及一种电感充电时间的控制电路、方法、芯片以及开关电源。

背景技术

随着电子信息产业的飞速发展，开关电源被广泛的应用在计算机、电力设备、仪器仪表、LED照明、医疗器械、军工设备等领域。通常，开关电源是将外接交流电（如市电220V、380V等）转换成一稳定的直流电以供给负载。

请参阅图1，为现有技术中开关电源的电路图，其中，该开关电源包括控制芯片101、二极管D0、二极管D1、二极管D2、输出电感L1、电阻R0、电阻R1、电阻R2、电容Cout、电容Cin以及电容C0，其中，控制芯片101包括驱动器1011、开关管Q1、检测脉冲发生器1012以及控制器1013，控制芯片101具有CS引脚、GND引脚、Vin引脚、FB引脚以及Vcc引脚，连接关系如图所示。通常采用PWM的控制方式，根据对输出电压Vout的负反馈调节开关管Q1的导通时间，进而实现对输出电感L1的充放电。

具体为：当检测脉冲发生器1012产生检测脉冲时，驱动器1011驱动开关管Q1导通，此时输出电感L1充电，当检测脉冲的下降沿到来时，输出电感L0放电，此时控制器1013可以通过FB引脚检测开关电源的输出电压，当控制器1013检测到输出电压小于预设下限电压时，控制器1013产生开关信号，开关信号使驱动器1011驱动开关管Q1导通，此时对输出电感L1充电，进而实现为负载提供能量。

综上，现有技术采用PWM的控制方式，根据对输出电压Vout的负反馈来调节开关管Q1的导通时间，进而实现对电感L1的充电。但，PWM控制方式在轻载下效率低，回路增益及响应速度都受到误差放大器的限制。因此，在开关电源领域中，如何既能实现良好的恒流和恒压特性，又能不受误差运算放大器等模块的限制，且整个系统效率高是当前极具挑战性的一项工作。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种电感充电时间的控制电路，采用COT的控制方式，既能实现良好的恒流和恒压特性，又能不受误差运算放大器等模块的限制，且整个系统效率高。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种电感充电时间的控制电路，应用于开关电源，包括：峰值采样电路以及充电时间产生电路，

所述峰值采样电路用于采样输入电压Vin的峰值；

所述充电时间产生电路至少包括电容cap，所述充电时间产生电路产生与所述输出电压Vout成第一预设比例的充电电流I0以及产生与输入电压Vin峰值成第二预设比例的放电电流I1，对所述电容cap进行充放电，并控制所述电容cap的充放电时间，产生一个与所述输出电压Vout以及所述输入电压Vin的峰值成第三预设比例的时间，并将所述时间作为输出电感的第一充电时间。

优选的，所述峰值采样电路包括：三极管Q2、三极管Q3、MOS管Q4、MOS管Q5、第一电容、第一缓冲电路、第一传输门以及第二电容，

所述三极管Q2的基极与所述输入电压Vin的分压信号相连，所述三极管Q2的发射级分别与所述第MOS管Q4的漏极以及所述三极管Q3的基极相连，所述MOS管Q4的栅极与第一预设信号相连，所述MOS管Q4的源极以及所述三极管Q3的集电极均接Vdd，所述三极管Q3的发射极分别与所述第一电容的第一端以及所述第一缓冲电路的输入端以及所述MOS管Q5的漏极相连，所述MOS管Q5的栅极与第二预设信号相连，所述第一缓冲电路的输入端通过所述第一传输门与所述第二电容的第一端相连，所述三极管Q2的漏极、所述第一电容的第二端、所述MOS管Q5的源极以及所述第二电容的第二端均接地，所述第一传输门的输出端作为所述峰值采样电路的输出端。

优选的，所述充电时间产生电路包括：充电电流产生电路、放电电流产生电路、电容cap、充放电控制电路，

所述充电电流产生电路的输入端接收所述输出电压Vout的分压信号，所述放电电流产生电路的输入端接收所述峰值采样电路的输出电压的分压信号，所述充电电流产生电路的输出端分别与所述电容cap的第一端、所述充放电控制电路的第一输入端以及所述放电电流产生电路的输出端相连，所述充放电控制电路的第二输入端接收所述第一预设电压的信号，所述充放电控制电路的输出端作为所述充电时间产生电路的输出端，且所述充放电控制电路控制所述第一充电时间的起始与结束时刻。

优选的，所述充电电流产生电路包括：第二运算放大器、第一电阻、MOS管Q6、第一电流镜以及第二传输门，

所述第二运算放大器的同相输入端接收所述输出电压Vout的分压信号，反相输入端分别与所述第一电阻的第一端以及所述MOS管Q6的源极相连，所述第二运算放大器的输出端与所述MOS管Q6的栅极相连，所述MOS管Q6的漏极与所述第一电流镜的输入端相连，所述第一电流镜的输出端与所述第二传输门的输入端相连，所述第二传输门的输出端作为所述充电电流产生电路的输出端。

优选的，所述放电电流产生电路包括：第三运算放大器、第二电阻、MOS管Q7、第三电流镜、第四电流镜以及第三传输门，

所述第三运算放大器的同相输入端接收所述峰值采样电路的输出电压的分压信号，所述第三运算放大器的反相输入端分别与所述第二电阻的第一端以及所述MOS管Q7的源极相连，所述第三运算放大器的输出端与所述MOS管Q7的栅极相连，所述MOS管Q7的漏极与所述第二电流镜的输入端相连，所述第二电流镜的输出端与所述第三电流镜的输入端相连，所述第三电流镜的输出端与所述第三传输门的输入端相连，所述第三传输门的输出端作为所述充电电流产生电路的输出端。

优选的，还包括比较电路，所述比较电路包括：与门，

所述与门的第一输入端与所述充电时间产生电路的输出端相连，所述与门的第二输入端接收第一预设时间的信号，所述与门输出第二充电时间的信号。

一种电感充电时间的控制方法，应用于开关电源，包括：

采样输入电压Vin的峰值；

提供至少包括电容cap的充电时间产生电路，所述充电时间产生电路产生与所述输出电压Vout成第一预设比例的充电电流I0以及产生与输入电压Vin峰值成第二预设比例的放电电流I1，对所述电容cap进行充放电，并控制所述电容cap的充放电时间，产生一个与所述输出电压Vout以及所述输入电压Vin的峰值成第三预设比例的时间，并将所述时间作为输出电感的第一充电时间。

优选的，还包括：

判断所述输出电感的第一充电时间是否小于第一预设时间，若是，则定义输出电感的第二充电时间为所述第一预设时间，若否，则定义输出电感的第二充电时间为所述输出电感的第一充电时间。

一种控制芯片，应用于开关电源，包括上述任一项所述控制电路。

一种开关电源，包括上述任一项所述控制电路或包括上述控制芯片。

经由上述的技术方案可知，与现有技术相比，本发明提供了一种电感充电时间的控制电路，应用于开关电源，包括峰值采样电路以及充电时间产生电路，充电时间产生电路至少包括电容cap，其中，峰值采样电路用于采样输入电压Vin的峰值，充电时间产生电路充电时间产生电路产生与所述输出电压Vout成第一预设比例的充电电流I0以及产生与输入电压Vin成第二预设比例的放电电流I1，对电容cap进行充放电，并将电容cap上的电压Vcap与第一预设电压比较，经处理，得到输出电感的第一充电时间。本发明提供的控制电路，采用COT的控制方式，其得到的电感充电时间与输入电压以及输出电压成比例，不需要负反馈回路，既能实现良好的恒流和恒压特性，又能不受误差运算放大器等模块的限制，且整个系统效率高，外围器件少，瞬态响应快。除此，本控制电路可以工作于CCM（连续模式）、DCM（断续模式）及特定线电压和负载条件下的临界导通模式，且当系统处于最大负载条件时，系统开关频率达到最大值，该频率最大值不随线电压变化而变化。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有技术中开关电源的电路图；

图2为本发明提供的一种电感充电时间的控制电路的电路图；

图3为本发明提供的一种电感充电时间的控制电路中峰值采样电路的电路图；

图4为本发明提供的一种电感充电时间的控制电路中充电时间产生电路的电路图；

图5为本发明提供的一种电感充电时间的控制电路中比较电路的电路图；

图6为本发明提供的一种电感充电时间的控制电路中产生电容cap充电时间Qchg/的第一种电路图；

图7为本发明提供的一种电感充电时间的控制电路中产生电容cap充电时间Qchg/的第二种电路图；

图8为本发明提供的一种电感充电时间的控制电路在CV模式下，各信号变化的曲线图；

图9为本发明提供的一种电感充电时间的控制电路在CC模式下，各信号变化的曲线图；

图10为在满载状态下，采用本发明提供的控制电路，系统工作周期变化的曲线图；

图11为当输出电感的第一充电时间大于第一预设时间时，系统各信号变化的曲线图；

图12为当输出电感的第一充电时间小于第一预设时间时，系统各信号变化的曲线图；

图13为本发明提供的一种电感充电时间的控制方法的流程图；

图14为本发明提供的一种电感充电时间的控制方法的又一流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

为了引用和清楚起见，下文中使用的技术名词的说明、简写或缩写总结如下：

COT：constantontime。

请参阅附图2，为本发明提供的一种电感充电时间的控制电路，应用于开关电源，本实施例中，所述开关电源是降压（buck）直流-直流（DC-DC）系统，包括：峰值采样电路2011以及充电时间产生电路2012，其中，所述峰值采样电路2011用于采样输入电压Vin的峰值；所述充电时间产生电路2012至少包括电容cap，所述充电时间产生电路2012产生与所述输出电压Vout成第一预设比例的充电电流I0以及产生与输入电压Vin峰值成第二预设比例的放电电流I1，对所述电容cap进行充放电，并控制所述电容cap的充放电时间，产生一个与所述输出电压Vout以及所述输入电压Vin的峰值成第三预设比例的时间，并将所述时间作为输出电感的第一充电时间。其中N1和N2是为了保证系统的正常工作视情况开启和关闭的，由于不是本发明重点，这里不做详细介绍。

需要说明的是，本发明实施例提供的电感充电时间的控制电路，可用于任何合适的开关电源中，例如其功率级电路可以为上述的正激式变换器电路、降压型拓扑电路、还可以为反激式变换器电路、升压型拓扑电路、升降压型拓扑电路，即任何通过磁性元件与功率开关连接的方式来实现的功率级电路。

本发明提供的控制电路，采用COT的控制方式，其得到的电感充电时间与输入电压以及输出电压成比例，不需要负反馈回路，效率高，外围器件少，瞬态响应快。

本发明还提供了一种峰值采样电路的具体结构，如图3所示，包括：三极管Q2、三极管Q3、MOS管Q4、MOS管Q5、第一电容C1、第一缓冲电路、第一传输门TG1以及第二电容C2。

其中，各个器件的连接关系如下：

所述三极管Q2的基极与所述输入电压Vin的分压信号k*Vin相连，所述三极管Q2的发射级分别与所述MOS管Q4的漏极以及所述三极管Q3的基极相连，所述三极管Q3的基极与第一预设信号Bias相连，所述MOS管Q4的源极以及所述三极管Q3的集电极均接Vdd，所述三极管Q3的发射极分别与所述第一电容C1的第一端以及所述第一缓冲电路301的输入端以及所述MOS管Q5的漏极相连，所述MOS管Q5的栅极与第二预设信号clear相连，所述第一缓冲电路301的输入端通过所述第一传输门TG1与所述第二电容C2的第一端相连，所述第二三极管Q2的漏极、所述第一电容C1的第二端、所述MOS管Q5的源极以及所述第二电容C2的第二端均接地，所述第一传输门TG1的输出端作为所述峰值采样电路的输出端。

在峰值采样电路中，三极管Q2的基极输入信号k*Vin，其中，k*Vin的确定是通过将输入交流电进行全波整流处理后，进行分压得到的。操作步骤为：设定k*Vin的信号周期为t1，第二预设信号clear的周期以及第一传输门TG1的sample信号周期均为t2，规定第一传输门TG1的sample的脉冲在第二预设信号clear的脉冲到来t1时间产生，则在第二电容C2处，就能够得到输入电压k*Vin的峰值。

优选的，请参阅图4，为本发明提供的一种充电时间产生电路的具体实现电路，包括：充电电流产生电路401、放电电流产生电路402、电容cap、充放电控制电路403，其中，各个器件的连接关系如下：

所述充电电流产生电路401的输入端接收所述输出电压Vout的分压信号k3*Vo，所述放电电流产生电路的输入端接收所述峰值采样电路的输出电压的分压信号k4*Vac_max，所述充电电流产生电路401的输出端分别与所述电容cap的第一端、所述充放电控制电路403的第一输入端以及所述放电电流产生电路402的输出端相连，所述充放电控制电路403的第二输入端接收所述第二预设电压的信号Vc_ref，所述充放电控制电路403的输出端作为所述充电时间产生电路的输出端。

其中，所述充电电流产生电路包括：第二运算放大器U2、第一电阻R1、MOS管Q6、第一电流镜以及第二传输门TG2。

具体的，所述第二运算放大器U2的同相输入端接收所述输出电压Vout的分压信号k3*Vo，所述第二运算放大器U2的反相输入端分别与所述第一电阻R1的第一端以及MOS管Q6的源极相连，所述运算放大器U2的输出端与所述MOS管Q6的栅极相连，所述MOS管Q6的漏极与所述第一电流镜的输入端相连，所述第一电流镜的输出端与所述第二传输门TG2的输入端相连，所述第二传输门TG2的输出端作为所述充电电流产生电路的输出端。

相应的，所述放电电流产生电路包括：第三运算放大器U3、第二电阻R2、MOS管Q7、第三电流镜、第四电流镜以及第三传输门TG3。

具体的，所述第三运算放大器U3的同相输入端接收所述峰值采样电路的输出电压的分压信号k4*Vac_max，所述第三运算放大器U3的反相输入端分别与所述第二电阻R2的第一端以及所述MOS管Q7的源极相连，所述第三运算放大器U3的输出端与所述MOS管Q7的栅极相连，所述MOS管Q7的漏极与所述第二电流镜的输入端相连，所述第二电流镜的输出端与所述第三电流镜的输入端相连，所述第三电流镜的输出端与所述第三传输门TG3的输入端相连，所述第三传输门TG3的输出端作为所述充电电流产生电路的输出端。

具体的,充放电控制电路403包括:第一比较器U1以及延时电路。其中，第一比较器U1的反相输入端作为充放电控制电路403的第一输入端，第一比较器U1的同相输入端作为充放电控制电路403的第二输入端，第一比较器U1的输出端与所述延时电路的输入端相连，延时电路的输出端作为充放电控制电路的输出端。

需要说明的是，k3和k4均是分压系数，在上述充电电流产生电路中，其中，k3*Vo是由输出电压Vout经过图2中电阻R1、R2分压，再从FB端分压而来，而在上述放电电流产生电路中，k4*Vac_max是由图3中的峰值采样电路的输出电压Vac_max分压而来。

结合上述电路以及图4，对本发明提供的一种电感充电时间控制电路的工作原理进行介绍：

信号k3*Vo以及k4*Vac_max分别通过图4中的充电电流产生电路以及放电时间产生电路，产生了充电电流Io和放电电流I1，电流Io给cap电容充电了T时间，T时间后，保持住电容cap上的电压，此时该电容电压增量为ΔV，在图4中不难看出，Vcap与Vc_ref通过比较器U1比较得出Vcomp，并经过delay单元和pulse逻辑处理得到Tc_dischg__end信号，当Tc_dischg_end信号到来，电容cap开始放电，其中，电容cap上电压从开始放电到回到Vc_ref时所持续的时间就是电感的第一充电时间Tc_dischg，即该第一充电时间是从电感L1上电流充电至满载平均电流Io_ref时开始，持续到充电结束的时间。需要说明的是，该第一充电时间是所述输出电感整个充电时间的重要部分。

根据上述过程，电感充电时间的计算公式如下：

Io×T=C×ΔV=I1×Tc_dischg（1）

$\mathrm{Tc}\_\mathrm{dischg}=\frac{\mathrm{Io}}{I1}\×T=\frac{k1\×\mathrm{Vo}}{k2\×\mathrm{Vac}\_\max }\×T---\left(2\right)$

而 $\mathrm{Io}=k1\×\mathrm{Vo}=\frac{k3\×\mathrm{Vo}}{R1},$ $I1=k2\×\mathrm{Vac}\_\max =\frac{k4\×\mathrm{Vac}\_\max }{R2}$

所以 $\mathrm{Tc}\_\mathrm{dischg}=\frac{k1\×\mathrm{Vo}}{k2\×\mathrm{Vac}\_\max }\×T=\frac{\frac{k3\×\mathrm{Vo}}{R1}}{\frac{k4\×\mathrm{Vac}\_\max }{R2}}\×T=\frac{k3\×R2}{k4\×R1}\×\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vac}\_\max }\×T$

令 $\frac{k3\×R2}{k4\×R1}=1,$ 则有：

$\mathrm{Tc}\_\mathrm{dischg}=\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vac}\_\max }\×T---\left(3\right)$

由公式（3）可知，本发明提供的控制电路，采用COT的控制方式，其得到的电感充电时间与输入电压以及输出电压成比例，不需要负反馈回路，既能实现良好的恒流和恒压特性，又能不受误差运算放大器等模块的限制，且整个系统效率高，外围器件少，瞬态响应快。

除此，本控制电路可以工作于CCM（连续模式）、DCM（断续模式）及特定线电压和负载条件下的临界导通模式，且当系统处于最大负载条件时，系统开关频率达到最大值，该频率最大值不随线电压变化而变化。除此，发明人还考虑到功率管导通时间过短会对系统的工作状态产生影响，则本发明还提供了比较电路，如图5所示，所述比较电路可以通过与门电路实现，具体的连接关系为：

所述与门的第一输入端与所述充电时间产生电路的输出端相连，所述与门的第二输入端接收第一预设时间的信号，所述与门输出第二充电时间的信号。

即，所述比较电路用于判断所述输出电感的第一充电时间Tc_dischg是否小于第一预设时间Tmin，若是，则定义输出电感的第二充电时间TL_dischg_begin为所述第一预设时间Tmin，若否，则定义输出电感的第二充电时间TL_dischg_begin为所述输出电感的第一充电时间Tc_dischg。

除上述电路外，发明人还提供了一种产生充电时间Qchg/以及放电时间Qdischg/的具体电路图，请参阅图5、图6以及图7，其工作原理为：对TL_dischg_begin信号进行延时，延时Δt1后得到信号Vc_set_begin，延时Δt2后得到信号T_begin，然后，信号Tbegin经过图6中的延时T模块，就得到了信号T_delay，该信号是一个低电平时间固定为T的信号，它代表cap电容的实际充电时间，所以将信号T_delay经过缓冲得到电容cap的实际充电时间Qchg/。

同样，将信号Vc_set_begin与信号T_begin做异或处理，得到电容cap的置位脉冲信号Vc_set。由于信号Vc_set_begin表征电容cap的实际放电时间Qdischg/，所以信号Vc_set_begin经过一个缓冲器后得到电容cap的实际放电时间Qdischg/。

这里需要说明的是，其中，信号T_begin代表电容cap充电T时间的开始时刻，Vc_set为MOS管Q的控制信号，即电容cap在放电至Vc_ref后，再经过Δt1的时间，MOS管Q置位。

由上述实例可知，本发明提供的控制电路，其得到的电感充电时间与输入电压以及输出电压成比例，不需要负反馈回路，效率高，外围器件少，瞬态响应快，除此，本控制电路可以工作于CCM（连续模式）、DCM（断续模式）及特定线电压和负载条件下的临界导通模式，且当系统处于最大负载条件时，系统开关频率达到最大值，该频率最大值不随线电压变化而变化。

现结合实验数据图进行简要说明，其中，图8为CV模式下，此系统中电感电流，电压Vcs以及电压Vcap的变化过程。随着负载的减轻，系统工作模式由满载CCM、过渡、临界一直到DCM模式，在此过程中，图2中电感L1的充电斜率为：

由于Vce_Q1、Vds_N1、VRcs与Vin比起来很小，所以可忽略不计，可把上式简化为：

同理，L1的放电斜率为:

忽略V_Rcs、V_DS，上式可化简为：

由公式（4）和（5）可知，在CV过程中，电感L1充放电斜率是不变的，当Vcs电压超过Vcs_ref时，就会使电容cap开始放电。而电容cap充放电的电流分别是I0以及I1，只要Vin以及Vout不发生变化，则电容cap的充放电电流I0以及I1就不发生变化。

结合公式（1）可知，当电容cap充电时间T保持恒定时，Tc_dischg就保持不变。又因在CV过程中，Tc_dischg>Tmin，随着载的减轻，系统工作模式由满载CCM、过渡、临界一直到DCM模式，此过程中，最后得到的电感充电时间是保持不变的。

请参阅图9，为在CC模式下，系统中电感电流，电压Vcs以及电压Vcap的变化过程。随着Vout的减小，由（4）（5）两式可知，电感L1的充电斜率近似不变，而放电斜率会减小。但由图9可知，当Vout减小达到稳定状态后，电感电流上升时间的减小量等于电感电流下降时间的增加量，这样就保证了在CC模式下，Vout减小时系统工作周期是不变的。

图10为在满载稳定状态下，系统工作于CCM模式的系统工作周期变化的曲线图。随着线电压的改变，即输入电压Vin发生改变，此时，输出Vout保持恒定，结合公式（4）（5）可知，电感L1的电流充电斜率发生变化，但放电斜率保持恒定。假设输入线电压由Vin1变大至Vin2，由图10知电感电流上升时间就会减小，相应的电感电流下降时间就会增加，这里的电感电流上升时间的减小量等于电感电流下降时间的增加量，这样就保证了系统工作周期在线电压变化情况下是保持不变的，同时，也保证了恒流点的恒定。

图11是系统稳定工作时且Tc_dischg>Tmin时，电路中各信号波形的时序图。在电感L1上电流上升过程中，Vcs电压上升到Vcs_ref时，电容cap开始放电，当电容cap电压下降到Vc_ref时，产生了Tc_dischg信号，这时电容cap的电压Vcap会继续下降，定义该下降的时间为Δt1，则经过Δt1时间过后，信号Vc_set对cap电容进行置位，再过Δt2-Δt1时间，cap上电压已置为Vc_ref，此时，产生Tbegin信号，此信号的上升沿代表T_delay信号的开始，此时电容cap开始充电，充电时间持续固定延时T时间后，断开充电通路，此时，电容cap上的电压一直保持，直至下一个Vcs比较电平的到来，再继续下一周期。图12为Tc_dischg<Tmin的时序图，最后得到TL_dischg_becgin＝Tmin。

上述本发明提供的实施例中详细描述了控制电路，除此，本发明还提供了一种控制方法，下面给出具体的实施例进行详细说明。

请参阅图13，为本发明提供的一种电感充电时间的控制方法，包括步骤：

S101:采样输入电压Vin的峰值；

S102:提供至少包括电容cap的充电时间产生电路，所述充电时间产生电路，并根据输出电压Vout以及所述输入电压Vin，产生与所述输出电压Vout成第一预设比例的充电电流I0以及产生与输入电压Vin峰值成第二预设比例的放电电流I1，对所述电容cap进行充放电，并控制所述电容cap的充放电时间，产生一个与所述输出电压Vout以及所述输入电压Vin的峰值成第三预设比例的时间，并将所述时间作为输出电感的第一充电时间。

优选的，考虑到功率管导通时间过短会对系统的工作状态产生影响，还包括步骤，如图14所示：

S103：判断所述输出电感的第一充电时间是否小于第一预设时间，若是，则定义输出电感的第二充电时间为所述第一预设时间，若否，则定义输出电感的第二充电时间为所述输出电感的第一充电时间。

除此，本发明还提供了一种控制芯片，应用于开关电源，包括上述实施例中任一项所述控制电路。另提供了一种开关电源，上述实施例中任一项所述控制电路或包括所述的控制芯片。

综上所述：本发明提供了一种电感充电时间的控制电路，应用于开关电源，包括峰值采样电路以及充电时间产生电路，充电时间产生电路至少包括电容cap，其中，峰值采样电路用于采样输入电压Vin的峰值，充电时间产生电路充电时间产生与所述输出电压Vout成第一预设比例的充电电流I0以及产生与输入电压Vin峰值成第二预设比例的放电电流I1，对所述电容cap进行充放电，并控制所述电容cap的充放电时间，产生一个与所述输出电压Vout以及所述输入电压Vin的峰值成第三预设比例的时间，并将所述时间作为输出电感的第一充电时间。本发明提供的控制电路，采用COT的控制方式，其得到的电感充电时间与输入电压以及输出电压成比例，不需要负反馈回路，既能实现良好的恒流和恒压特性，又能不受误差运算放大器等模块的限制，且整个系统效率高，外围器件少，瞬态响应快，除此，本控制电路可以工作于CCM（连续模式）、DCM（断续模式）及特定线电压和负载条件下的临界导通模式，且当系统处于最大负载条件时，系统开关频率达到最大值，该频率最大值不随线电压变化而变化。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例提供的装置而言，由于其与实施例提供的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

对所提供的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所提供的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种电感充电时间的控制电路，应用于开关电源，其特征在于，包括：峰值采样电路以及充电时间产生电路，

所述峰值采样电路用于采样输入电压Vin的峰值；

所述充电时间产生电路至少包括电容cap，所述充电时间产生电路产生与输出电压Vout成第一预设比例的充电电流I0以及产生与输入电压Vin峰值成第二预设比例的放电电流I1，对所述电容cap进行充放电，并控制所述电容cap的充放电时间，产生一个与所述输出电压Vout以及所述输入电压Vin的峰值成第三预设比例的时间，并将所述时间作为输出电感的第一充电时间；

其中，所述充电时间产生电路包括：充电电流产生电路、放电电流产生电路、电容cap、充放电控制电路，

所述充电电流产生电路的输入端接收所述输出电压Vout的分压信号，所述放电电流产生电路的输入端接收所述峰值采样电路的输出电压的分压信号，所述充电电流产生电路的输出端分别与所述电容cap的第一端、所述充放电控制电路的第一输入端以及所述放电电流产生电路的输出端相连，所述充放电控制电路的第二输入端接收第一预设电压的信号，所述充放电控制电路的输出端作为所述充电时间产生电路的输出端，且所述充放电控制电路控制所述第一充电时间的起始与结束时刻。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述峰值采样电路包括：三极管Q2、三极管Q3、MOS管Q4、MOS管Q5、第一电容、第一缓冲电路、第一传输门以及第二电容，

所述三极管Q2的基极与所述输入电压Vin的分压信号相连，所述三极管Q2的发射级分别与所述MOS管Q4的漏极以及所述三极管Q3的基极相连，所述MOS管Q4的栅极与第一预设信号相连，所述MOS管Q4的源极以及所述三极管Q3的集电极均接Vdd，所述三极管Q3的发射极分别与所述第一电容的第一端以及所述第一缓冲电路的输入端以及所述MOS管Q5的漏极相连，所述MOS管Q5的栅极与第二预设信号相连，所述第一缓冲电路的输出端通过所述第一传输门与所述第二电容的第一端相连，所述三极管Q2的集电极、所述第一电容的第二端、所述MOS管Q5的源极以及所述第二电容的第二端均接地，所述第一传输门的输出端作为所述峰值采样电路的输出端。

3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述充电电流产生电路包括：第二运算放大器、第一电阻、MOS管Q6、第一电流镜以及第二传输门，

所述第二运算放大器的同相输入端接收所述输出电压Vout的分压信号，反相输入端分别与所述第一电阻的第一端以及所述MOS管Q6的源极相连，所述第二运算放大器的输出端与所述MOS管Q6的栅极相连，所述第一电阻的第二端与地相连，所述MOS管Q6的漏极与所述第一电流镜的输入端相连，所述第一电流镜的输出端与所述第二传输门的输入端相连，所述第二传输门的输出端作为所述充电电流产生电路的输出端。

4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述放电电流产生电路包括：第三运算放大器、第二电阻、MOS管Q7、第三电流镜、第四电流镜以及第三传输门，

所述第三运算放大器的同相输入端接收所述峰值采样电路的输出电压的分压信号，所述第三运算放大器的反相输入端分别与所述第二电阻的第一端以及所述MOS管Q7的源极相连，所述第三运算放大器的输出端与所述MOS管Q7的栅极相连，所述第二电阻的第二端与地相连，所述MOS管Q7的漏极与所述第二电流镜的输入端相连，所述第二电流镜的输出端与所述第三电流镜的输入端相连，所述第三电流镜的输出端与所述第三传输门的输入端相连，所述第三传输门的输出端作为所述充电电流产生电路的输出端。

5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括比较电路，所述比较电路包括：与门，

所述与门的第一输入端与所述充电时间产生电路的输出端相连，所述与门的第二输入端接收第一预设时间的信号，所述与门输出第二充电时间的信号。

6.一种电感充电时间的控制方法，应用于开关电源，其特征在于，包括：

采样输入电压Vin的峰值；

提供至少包括电容cap的充电时间产生电路，所述充电时间产生电路产生与输出电压Vout成第一预设比例的充电电流I0以及产生与输入电压Vin峰值成第二预设比例的放电电流I1，对所述电容cap进行充放电，并控制所述电容cap的充放电时间，产生一个与所述输出电压Vout以及所述输入电压Vin的峰值成第三预设比例的时间，并将所述时间作为输出电感的第一充电时间；

其中，所述充电时间产生电路包括：充电电流产生电路、放电电流产生电路、电容cap、充放电控制电路，

所述充电电流产生电路的输入端接收所述输出电压Vout的分压信号，所述放电电流产生电路的输入端接收所述峰值采样电路的输出电压的分压信号，所述充电电流产生电路的输出端分别与所述电容cap的第一端、所述充放电控制电路的第一输入端以及所述放电电流产生电路的输出端相连，所述充放电控制电路的第二输入端接收第一预设电压的信号，所述充放电控制电路的输出端作为所述充电时间产生电路的输出端，且所述充放电控制电路控制所述第一充电时间的起始与结束时刻。

7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，还包括：根据所述电容cap上的电压与第一预设电压比较来控制所述第一充电时间的起始与结束时刻。

8.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，还包括：

判断所述输出电感的第一充电时间是否小于第一预设时间，若是，则定义输出电感的第二充电时间为所述第一预设时间，若否，则定义输出电感的第二充电时间为所述输出电感的第一充电时间。

9.一种控制芯片，应用于开关电源，其特征在于，包括权利要求1-5中任一项所述控制电路。

10.一种开关电源，其特征在于，包括权利要求1-5任一项所述控制电路或包括权利要求9所述的控制芯片。