JP6951198B2 - 非絶縁型のｄｃ／ｄｃコンバータおよびそのコントローラ、電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

冷蔵庫や洗濯機、炊飯器をはじめとするさまざまな家電製品は、外部からの商用交流電力を受けて動作する。こうした家電製品や電子機器（以下、電子機器と総称する）には、商用交流電圧をＡＣ／ＤＣ（交流／直流）変換する電源装置（ＡＣ／ＤＣコンバータ）が内蔵される。

図１は、本発明者が検討したＡＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒの基本構成を示すブロック図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒは主として整流回路１０４、平滑キャパシタ１０６およびＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒを備える。

整流回路１０４は、交流電圧Ｖ_ＡＣを全波整流するダイオードブリッジ回路である。整流回路１０４の出力電圧は、平滑キャパシタ１０６によって平滑化され、直流電圧Ｖ_ＤＣに変換される。

洗濯機や冷蔵庫などの家電製品は、電気的な端子が外部に露出しておらず、製品全体として絶縁構造を有している。こうした家電製品では、絶縁型のフライバックコンバータに代えて、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒは、入力端子Ｐ_１に直流電圧Ｖ_ＤＣを受け、それを降圧して、目標値に安定化された出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力端子Ｐ_２に接続される負荷（不図示）に供給する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒは、非絶縁型のバックコンバータ２０２、コントローラ３００およびその他の周辺部品を含む。バックコンバータ２０２はスイッチングトランジスタＭ_１、インダクタＬ_１、整流ダイオードＤ_１、出力キャパシタＣ_１を含む。

コントローラ３００Ｒは、スイッチングトランジスタＭ_１を駆動し、出力端子Ｐ_２に安定化された出力電圧Ｖ_ＯＵＴを発生させる。スイッチングトランジスタＭ_１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。コントローラ３００Ｒの接地（ＧＮＤ）ピンは、スイッチングトランジスタＭ_１のソースと接続され、したがってコントローラ３００Ｒのグランドは、スイッチングトランジスタＭ_１のソース電圧Ｖ_Ｓとなり、スイッチングトランジスタＭ_１のスイッチングと同期して変動する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒの出力端子（出力ライン）Ｐ_２とＧＮＤピンの間には、ダイオードＤ_２およびキャパシタＣ_２が設けられる。コントローラ３００Ｒの電源（ＶＩＮ）ピンは、ダイオードＤ_２とキャパシタＣ_２の接続ノードと接続される。コントローラ３００Ｒの電源電圧Ｖ_ＤＤは、ＶＩＮピンとＧＮＤピンの電位差となり、したがってキャパシタＣ_２の両端間電圧Ｖ_Ｃ２と等しい。

スイッチングトランジスタＭ_１がオフの期間、スイッチングトランジスタＭ_１のソース電圧Ｖ_Ｓは−Ｖ_Ｆである。つまりキャパシタＣ_２の一端にはＶ_ＯＵＴ−Ｖ_Ｆが印加され、他端には−Ｖ_Ｆが印加される。Ｖ_Ｆはダイオードの順方向電圧である。このときキャパシタＣ_２の両端間電圧Ｖ_Ｃ２はＶ_ＯＵＴに充電され、したがってコントローラ３００Ｒの電源電圧Ｖ_ＤＤは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴと等しい。

スイッチングトランジスタＭ_１のオフ期間では、ＧＮＤピンのソース電圧Ｖ_Ｓが、直流電圧Ｖ_ＤＣ付近まで跳ね上がる。このときキャパシタＣ_２の他端の入力電圧Ｖ_ＩＮは、Ｖ_ＤＣ＋Ｖ_ＯＵＴとなる。Ｖ_ＩＮ＞Ｖ_ＯＵＴとなるため、整流ダイオードＤ_２によってキャパシタＣ_２と出力端子Ｐ_２は切り離され、キャパシタＣ_２の両端間電圧は維持される。したがってスイッチングトランジスタＭ_１のオフ期間においても、コントローラ３００Ｒの電源電圧Ｖ_ＤＤは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴと等しい。

コントローラ３００Ｒのハイ電圧（ＶＨ）ピンには、直流電圧Ｖ_ＤＣが入力される。コントローラ３００Ｒの内部のスタータ回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒの起動時に、直流電圧Ｖ_ＤＣを利用して、キャパシタＣ_２を充電して自分自身の電源電圧Ｖ_ＩＮを発生する。

コントローラ３００Ｒのフィードバック（ＦＢ）ピンには、キャパシタＣ_２の発生電圧Ｖ_Ｃ２を抵抗Ｒ_１１，Ｒ_１２によって分圧した電圧Ｖ_ＦＢがフィードバックされる。コントローラ３００Ｒは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが内部の基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するように、スイッチングトランジスタＭ_１のゲート駆動パルスＶ_Ｇのデューティ比（あるいは周波数）をフィードバック制御する。その結果、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、目標電圧Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）}に安定化される。
Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）}＝Ｖ_ＲＥＦ×（Ｒ_１１＋Ｒ_１２）／Ｒ_１２

特開２００１−１３６７３５号公報

本発明者は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒについて検討した結果、以下の問題を認識するに至った。

上述のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒの電源電圧Ｖ_ＤＤは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに依存する。スイッチングトランジスタＭ_１をターンオンするためには、Ｖ_ＤＤ＞Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}が成り立たなければならず、したがって、Ｖ_ＯＵＴ＞Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}が成り立つ必要がある。Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}は、スイッチングトランジスタＭ_１のゲートしきい値電圧である。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒは、その出力電圧Ｖ_ＯＵＴの設定範囲（下限）が、スイッチングトランジスタＭ_１の特性（ゲートしきい値電圧Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}）によって制約されるという問題がある。

本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、低電圧を生成可能なＤＣ／ＤＣコンバータの提供にある。

本発明のある態様は、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチングトランジスタを含むバックコンバータと、スイッチングトランジスタのソースと接続されるスイッチングラインがグランドに接続され、スイッチングトランジスタを駆動するとともに、昇圧パルスを生成するコントローラと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を受け、昇圧パルスを利用して、コントローラの電源電圧を生成する昇圧回路と、を備える。

この態様によると、昇圧回路によって出力電圧を昇圧し、出力電圧より高い電源電圧を生成することが可能となる。したがってＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の設定値を下げることができる。

スイッチングトランジスタは、コントローラと同一のパッケージに内蔵されていてもよい。

コントローラは、オシレータと、オシレータが生成する信号と同期してパルス信号を生成するパルス幅変調器と、パルス信号に応じてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、オシレータが生成する信号にもとづいて昇圧パルスを生成する昇圧パルス発生器と、を含んでもよい。

昇圧回路は、一端がスイッチングラインと接続される第１キャパシタと、アノードにＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を受け、カソードが第１キャパシタの他端と接続される第１ダイオードと、スイッチングラインをグランドとして構成され、第１キャパシタの両端間電圧を入力電圧として受け、昇圧パルスに応じた昇圧動作を行うチャージポンプ回路と、を含んでもよい。

コントローラは、第１キャパシタの他端の電圧をフィードバック電圧として受け、フィードバック電圧が基準電圧と一致するようにスイッチングトランジスタを駆動してもよい。
これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を基準電圧に応じた目標電圧に安定化できる。

チャージポンプ回路は、第１キャパシタの両端間電圧と昇圧パルスの振幅を加算した電圧を生成してもよい。

チャージポンプ回路は、複数のダイオードを含んでもよい。

チャージポンプ回路は、複数のスイッチを含んでもよい。昇圧パルスと同期して複数のスイッチを駆動する駆動回路をさらに備えてもよい。

複数のスイッチおよび駆動回路は、コントローラと同一の半導体基板に集積化されてもよい。

本発明の別の態様は電子機器に関する。電子機器は、負荷と、交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えてもよい。

本発明の別の態様は、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータのコントローラに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、コントローラに加えて、バックコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧および昇圧パルスに応じて、コントローラの電源電圧を生成する昇圧回路と、を備える。コントローラは、スイッチングトランジスタと、スイッチングトランジスタのソースと接続される接地ピンと、スイッチングトランジスタのドレインと接続されるハイ電圧ピンと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に応じてフィードバック電圧を受けるべきフィードバックピンと、オシレータと、オシレータと同期して、フィードバック電圧と基準電圧が近づくようにデューティ比が変化するパルス信号を生成するパルス変調器と、パルス信号にもとづいてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、オシレータと同期して、昇圧パルスを生成する昇圧パルス発生器と、を備える。

コントローラは、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。さらに、この課題を解決するための手段の記載は、すべての欠くべからざる特徴を説明するものではなく、したがって、記載されるこれらの特徴のサブコンビネーションも、本発明たり得る。

本発明のある態様によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を下げることができる。

本発明者が検討したＡＣ／ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。 第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを備えるＡＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 図２のＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図である。 図２のＤＣ／ＤＣコンバータの具体的な構成例を示す回路図である。 コントローラの構成例を示す回路図である。 図６（ａ）、（ｂ）は、昇圧回路の変形例を示す回路図である。 第２変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを備えるＡＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 図８のＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図である。 図８のＤＣ／ＤＣコンバータの具体的な構成例を示す回路図である。 コントローラの構成例を示す回路図である。 図１２（ａ）、（ｂ）は、昇圧回路の変形例を示す回路図である。 ＡＣ／ＤＣコンバータを備える電子機器を示す図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

（第１の実施の形態）
図２は、第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２００を備えるＡＣ／ＤＣコンバータ１００の回路図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、整流回路１０４、平滑キャパシタ１０６およびＤＣ／ＤＣコンバータ２００を備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、非絶縁型のバックコンバータ（降圧コンバータ）２０２、昇圧回路２１０、コントローラ３００および周辺部品を含む。バックコンバータ２０２の構成は、図１のそれと同様であり、スイッチングトランジスタＭ_１、整流ダイオードＤ_１、インダクタＬ_１、出力キャパシタＣ_１を含む。

コントローラ３００は、ＶＨピン、ＧＮＤピン、ＶＩＮピン、ＦＢピン、昇圧（ＢＯＯＳＴ）ピンを備える。バックコンバータ２０２のスイッチングトランジスタＭ_１は、コントローラ３００と同一パッケージに内蔵されている。

ＧＮＤピンは、スイッチングトランジスタＭ_１のソースと接続される。ＧＮＤピンと接続される配線をスイッチングライン２０４と称する。コントローラ３００は、ＧＮＤピンの電位（すなわちスイッチングライン２０４の電位Ｖ_Ｓ）をグランドとして動作する。コントローラ３００は、ＦＢピンにフィードバックされる電圧Ｖ_ＦＢが所定の目標値と一致するようにデューティ比（あるいは周波数）が変化するパルス信号を生成し、パルス信号に応じたゲート駆動パルスＶ_ＧをスイッチングトランジスタＭ_１のゲートに供給する。ＦＢピンには、出力電圧Ｖ_ＯＵＴと相関を有する電圧をフィードバックすればよく、その電圧は特に限定されない。

コントローラ３００は、昇圧パルスＳ_１を発生し、ＢＯＯＳＴピンから出力する。昇圧パルスＳ_１は、昇圧回路２１０に入力される。たとえば昇圧パルスＳ_１のデューティ比は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作状態に依存しないことが望ましく、５０％近傍（４０〜６０％）の所定値に固定される。

昇圧回路２１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００（バックコンバータ２０２）の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを受け、昇圧パルスＳ_１を利用してその出力ＯＵＴに、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを昇圧して得られる電源電圧Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}を発生し、コントローラ３００の入力ピン（ＶＩＮ）に供給する。この電源電圧Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}は、スイッチングライン２０４の電圧Ｖ_Ｓに対して一定の電位差ΔＶ、高い状態を維持しながら変動する。
Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}＝Ｖ_Ｓ＋ΔＶ …（１）

電位差ΔＶは、昇圧回路２１０による昇圧電圧幅をＶ_ＡＤＤとするとき、
ΔＶ＝Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＡＤＤ …（２Ａ）
で与えられる。なお別の観点から見ると、昇圧回路２１０が発生する電位差ΔＶは、昇圧回路２１０による昇圧率をα（ただしα＞１）として、式（２Ｂ）のように表してもよい。
ΔＶ＝α×Ｖ_ＯＵＴ …（２Ｂ）

電位差ΔＶは、スイッチングトランジスタＭ_１のゲートしきい値電圧Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}より大きくなるように定められる。
ΔＶ＞Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）} …（３）

以上がＤＣ／ＤＣコンバータ２００の構成である。続いてその動作を説明する。図３は、図２のＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作波形図である。定常状態において、スイッチングトランジスタＭ_１がとなるデューティ比Ｄでスイッチングすると、Ｖ_ＯＵＴ≒Ｄ×Ｖ_ＤＣに安定化される。このときスイッチングラインの電圧Ｖ_Ｓは、Ｖ_ＤＣと−Ｖ_Ｆの間をスイッチングする。

上述のように、電源電圧Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}は、スイッチングライン２０４の電圧Ｖ_Ｓに対して電位差ΔＶだけ高い状態を維持しながら変動する。この電位差ΔＶはスイッチングトランジスタＭ_１のゲートしきい値電圧Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}より大きい。
Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}＝Ｖ_Ｓ＋ΔＶ …（４）
ただし、ΔＶ＝Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＡＤＤ＞Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}

コントローラ３００のＶＩＮピンとＧＮＤピンの電位差、すなわちコントローラ３００の電源電圧Ｖ_ＤＤはＶ_ＤＤ＝Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}−Ｖ_Ｓ＝ΔＶとなる。コントローラ３００がスイッチングトランジスタＭ_１のゲートソース間に発生可能な電圧（ゲートソース間電圧）Ｖ_ＧＳの最大振幅は電源電圧Ｖ_ＤＤ＝ΔＶあるが、ΔＶ＞Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}が成り立っているため、コントローラ３００はスイッチングトランジスタＭ_１を確実にターンオンすることができる。

図１のＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒでは、ΔＶ＝Ｖ_ＤＤ≒Ｖ_ＯＵＴであったため、Ｖ_ＯＵＴ＞Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}とする必要があった。これに対して図２のＤＣ／ＤＣコンバータ２００によれば、ΔＶ＝Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＡＤＤが成り立っているため、Ｖ_ＯＵＴ＜Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}とすることができる。すなわち、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの目標電圧を、ゲートしきい値電圧Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}に制約されずに任意に設定することができ、従来よりも低くすることができる。

変形例として、昇圧パルスＳ_１としてゲート駆動パルスＶ_Ｇを使用することも考えられる。そうすると、ゲート駆動パルスＶ_Ｇのデューティ比が変化すると、昇圧パルスＳ_１のデューティ比が変化するため、昇圧動作に好ましくない状況が発生しうる。本実施の形態では、昇圧パルスＳ_１のデューティ比を、昇圧動作に最適な値に設定しておくことができる。

以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、第１の実施の形態に関連する具体的な構成例や実施例を説明する。

図４は、図２のＤＣ／ＤＣコンバータ２００の具体的な構成例を示す回路図である。昇圧回路２１０は、第１ダイオードＤ_２１、第１キャパシタＣ_２１およびチャージポンプ回路２１２を備える。

第１キャパシタＣ_２１の一端は、スイッチングライン２０４と接続される。第１ダイオードＤ_２１は、アノードにＤＣ／ＤＣコンバータ２００（バックコンバータ２０２）の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを受け、カソードが第１キャパシタＣ_２１の他端と接続される。

チャージポンプ回路２１２は、スイッチングライン２０４をグランドとして構成される。チャージポンプ回路２１２は、第１キャパシタＣ_２１の両端間電圧Ｖ_Ｃ２１を入力電圧として受け、昇圧パルスＳ_１に応じた昇圧動作を行う。

チャージポンプ回路２１２は電圧加算型のチャージポンプであり、第２ダイオードＤ_２２，第３ダイオードＤ_２３、フライングキャパシタＣ_２２、出力キャパシタＣ_２３を含む。チャージポンプ回路２１２の昇圧動作によって、出力キャパシタＣ_２３の両端間には、電圧Ｖ_Ｃ２３が発生する。ここではダイオードの順方向電圧は無視している。
Ｖ_Ｃ２３≒Ｖ_Ｃ２１＋Ｖ_ＡＭＰ …（５）
Ｖ_ＡＭＰはスイッチングライン２０４の電位Ｖ_Ｓを基準としたときの昇圧パルスＳ_１の振幅である。順方向電圧を考慮すると、
Ｖ_Ｃ２３＝Ｖ_Ｃ２１＋Ｖ_ＡＭＰ−２Ｖ_Ｆ …（６）
となる。

図４の電圧Ｖ_Ｃ２１は図１の電圧Ｖ_ＩＮに相当する電圧であり、したがってＶ_ＯＵＴと等しい。また出力キャパシタＣ_２３の電圧Ｖ_Ｃ２３は、図３のΔＶである。したがって式（５）は式（７）に書き換えられる。
ΔＶ＝Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＡＭＰ …（７）
このように、図４の昇圧回路２１０によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のＶＩＮピンに適切な電源電圧Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}を供給できる。

たとえばコントローラ３００のＦＢピンには、第１キャパシタＣ_２１の両端間電圧Ｖ_Ｃ２１を抵抗Ｒ_２１，Ｒ_２２によって分圧した電圧Ｖ_ＦＢがフィードバックされる。この場合、ゲート駆動パルスＶ_Ｇは、Ｖ_ＦＢ＝Ｖ_Ｃ２１×Ｒ_２２／（Ｒ_２１＋Ｒ_２２）が内部の基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するように生成される。したがって、
Ｖ_Ｃ２１＝（Ｒ_２１＋Ｒ_２２）／Ｒ_２２×Ｖ_ＲＥＦ
となるようにフィードバックがかかる。上述のように、Ｖ_Ｃ２１＝Ｖ_ＯＵＴであるから、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの目標電圧Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）}は、
Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）＝}（Ｒ_２１＋Ｒ_２２）／Ｒ_２２×Ｖ_ＲＥＦ
となる。

図５は、コントローラ３００の構成例を示す回路図である。コントローラ３００は、ピーク電流モードのコントローラである。バックコンバータ２０２は、スイッチングトランジスタＭ_１とインダクタＬ_１の間に設けられた電流センス抵抗Ｒ_ＣＳを含む。電流センス抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下に相当する電流検出信号Ｖ_ＣＳが、コントローラ３００の電流センス（ＣＳ）ピンに入力される。

コントローラ３００の内部回路は、ＧＮＤピンに供給されるスイッチングライン２０４の電圧Ｖ_Ｓをグランドとして動作する。コントローラ３００は、パルス変調器３０１、オシレータ３０６、ドライバ３１４、昇圧パルス発生器３２０を備える。

オシレータ３０６は所定の周波数で発振し、セットパルスＳ_ＳＥＴおよびスロープ信号Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}を発生する。パルス変調器３０１は、オシレータ３０６が生成する信号Ｓ_ＳＥＴ，Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}と同期してパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。

基準電圧源３０８は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを発生する。エラーアンプ３０２は、ＦＢピンにフィードバックされた電圧Ｖ_ＦＢと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅し、誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。スロープ補償器３１０は、ＣＳピンに入力される電流検出信号Ｖ_ＣＳにスロープ信号Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}を重畳する。コンパレータ３０４は、誤差信号Ｖ_ＥＲＲと、スロープ信号Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}が重畳された電流検出信号Ｖ_ＣＳ’を比較し、Ｖ_ＣＳ’＞Ｖ_ＥＲＲとなるとリセットパルスＳ_{ＲＥＳＥＴ}をアサート（たとえばハイレベル）する。フリップフロップ３１２は、リセットパルスＳ_{ＲＥＳＥＴ}のアサートに応答してオフレベル（たとえばローレベル）に遷移し、セットパルスＳ_ＳＥＴに応答してオンレベル（たとえばハイレベル）に遷移するパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。ドライバ３１４はパルス信号Ｓ_ＰＷＭにもとづいてスイッチングトランジスタＭ_１のゲート駆動パルスＶ_Ｇを生成する。スタータ回路３１６は、ＶＨピンに入力される直流電圧Ｖ_ＤＣを受け、コントローラ３００の起動時にＶ_ＩＮピンを介してキャパシタＣ_２３を充電する。

昇圧パルス発生器３２０は、オシレータ３０６が生成するクロック信号ＣＫにもとづいて、昇圧パルスＳ_１を生成する。昇圧パルス発生器３２０は、クロック信号ＣＫを受け、フライングキャパシタＣ_２２に印加するバッファあるいはインバータであってもよい。

なお、クロック信号ＣＫの周波数（すなわちスイッチングトランジスタＭ_１のスイッチング周波数）が、チャージポンプ回路２１２の動作周波数に適しているとは限らない。そこで昇圧パルス発生器３２０は、クロック信号ＣＫを逓倍あるいは分周する分周器を含み、チャージポンプ回路２１２の動作に最適な周波数を有する昇圧パルスＳ_１を生成してもよい。

続いて第１の実施の形態に関連する変形例を説明する。
（第１変形例）
昇圧回路２１０の構成は、図４に限定されない。図６（ａ）、（ｂ）は、昇圧回路２１０の変形例を示す回路図である。図６（ａ）のチャージポンプ回路２１２ａは、ダイオードＤ_２２、Ｄ_２３に代えてスイッチＭ_２２，Ｍ_２３と、スイッチＭ_２２，Ｍ_２３の駆動回路２１４を備える。駆動回路２１４は、オシレータ３０６が生成するクロック信号ＣＫと同期して、スイッチＭ_２２，Ｍ_２３を駆動する。駆動回路２１４はコントローラ３００に内蔵してもよい。またＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチＭ_２２，Ｍ_２３をコントローラ３００に内蔵してもよい。

図６（ｂ）には、２個のフライングキャパシタＣ_２２，Ｃ_２４を備える２段のチャージポンプ回路２１２ｂが示される。整流素子の順方向電圧を無視すれば、昇圧電圧は以下の式で表される。
Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}＝Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＡＭＰ×２
チャージポンプ回路の段数は特に限定されず、３段以上であってもよい。

（第２変形例）
スイッチングトランジスタＭ_１は、コントローラ３００に外付けされてもよい。図７は、第２変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２００の回路図である。コントローラ３００は、スイッチングトランジスタＭ_１のゲートと接続されるＯＵＴピンを備える。ドライバ３１４は、ＯＵＴピンからゲート駆動パルスＶ_Ｇを出力する。その他の構成は、図５と同様である。

（第３変形例）
コントローラ３００の構成は図５や図７のそれらに限定されず、平均電流モードのコントローラや、電圧モードのコントローラを用いてもよい。また、バックコンバータ２０２は同期整流型であってもよい。

（第２の実施の形態）
図８は、実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２００を備えるＡＣ／ＤＣコンバータ１００の回路図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、整流回路１０４、平滑キャパシタ１０６およびＤＣ／ＤＣコンバータ２００を備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、非絶縁型のバックコンバータ（降圧コンバータ）２０２、昇圧回路２１０、コントローラ３００および周辺部品を含む。バックコンバータ２０２の構成は、図１のそれと同様であり、スイッチングトランジスタＭ_１、整流ダイオードＤ_１、インダクタＬ_１、出力キャパシタＣ_１を含む。

コントローラ３００は、ＶＨピン、ＯＵＴピン、ＧＮＤピン、ＶＩＮピン、ＦＢピンを備える。コントローラ３００は、市販のコントローラを用いればよく、その構成は特に限定されない。

スイッチングトランジスタＭ_１のソースと接続される配線をスイッチングライン２０４と称する。コントローラ３００のＧＮＤピン（グランド）は、スイッチングライン２０４と接続されている。コントローラ３００は、ＦＢピンにフィードバックされる電圧Ｖ_ＦＢが所定の目標値と一致するようにデューティ比（あるいは周波数）が変化するパルス信号を生成し、パルス信号に応じたゲート駆動パルスＶ_Ｇを、ＯＵＴピンを介してスイッチングトランジスタＭ_１のゲートに供給する。ＦＢピンには、出力電圧Ｖ_ＯＵＴと相関を有する電圧をフィードバックすればよく、その電圧は特に限定されない。

昇圧回路２１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００（バックコンバータ２０２）の出力電圧Ｖ_ＯＵＴおよびゲート駆動パルスＶ_Ｇを受ける。そして昇圧回路２１０はその出力ＯＵＴに、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを昇圧して得られる電源電圧Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}を発生し、コントローラ３００の入力ピン（ＶＩＮ）に供給する。この電源電圧Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}は、スイッチングライン２０４の電圧Ｖ_Ｓに対して一定の電位差ΔＶ、高い状態を維持しながら変動する。
Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}＝Ｖ_Ｓ＋ΔＶ …（１）

電位差ΔＶは、昇圧回路２１０による昇圧電圧幅をＶ_ＡＤＤとするとき、
ΔＶ＝Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＡＤＤ …（２Ａ）
で与えられる。なお別の観点から見ると、昇圧回路２１０が発生する電位差ΔＶは、昇圧回路２１０による昇圧率をα（ただしα＞１）として、式（２Ｂ）のように表してもよい。
ΔＶ＝α×Ｖ_ＯＵＴ …（２Ｂ）

電位差ΔＶは、スイッチングトランジスタＭ_１のゲートしきい値電圧Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}より大きくなるように定められる。
ΔＶ＞Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）} …（３）

以上がＤＣ／ＤＣコンバータ２００の構成である。続いてその動作を説明する。図９は、図８のＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作波形図である。定常状態において、スイッチングトランジスタＭ_１がとなるデューティ比Ｄでスイッチングすると、Ｖ_ＯＵＴ≒Ｄ×Ｖ_ＤＣに安定化される。このときスイッチングラインの電圧Ｖ_Ｓは、Ｖ_ＤＣと−Ｖ_Ｆの間をスイッチングする。

上述のように、電源電圧Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}は、スイッチングライン２０４の電圧Ｖ_Ｓに対して電位差ΔＶだけ高い状態を維持しながら変動する。この電位差ΔＶはスイッチングトランジスタＭ_１のゲートしきい値電圧Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}より大きい。
Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}＝Ｖ_Ｓ＋ΔＶ …（４）
ただし、ΔＶ＝Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＡＤＤ＞Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}

コントローラ３００のＶＩＮピンとＧＮＤピンの電位差、すなわちコントローラ３００の電源電圧Ｖ_ＤＤはＶ_ＤＤ＝Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}−Ｖ_Ｓ＝ΔＶとなる。コントローラ３００が、ＯＵＴピンとＧＮＤピンの間すなわちスイッチングトランジスタＭ_１のゲートソース間に発生可能な電圧（ゲートソース間電圧）Ｖ_ＧＳの最大振幅は電源電圧Ｖ_ＤＤ＝ΔＶあるが、ΔＶ＞Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}が成り立っているため、コントローラ３００はスイッチングトランジスタＭ_１を確実にターンオンすることができる。

図１のＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ｒでは、ΔＶ＝Ｖ_ＤＤ≒Ｖ_ＯＵＴであったため、Ｖ_ＯＵＴ＞Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}とする必要があった。これに対して図８のＤＣ／ＤＣコンバータ２００によれば、ΔＶ＝Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＡＤＤが成り立っているため、Ｖ_ＯＵＴ＜Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}とすることができる。すなわち、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの目標電圧を、ゲートしきい値電圧Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}に制約されずに任意に設定することができ、従来よりも低くすることができる。

本発明は、図８のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。

図１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の具体的な構成例を示す回路図である。昇圧回路２１０は、第１ダイオードＤ_２１、第１キャパシタＣ_２１およびチャージポンプ回路２１２を備える。

第１キャパシタＣ_２１の一端は、スイッチングライン２０４と接続される。第１ダイオードＤ_２１は、アノードにＤＣ／ＤＣコンバータ２００（バックコンバータ２０２）の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを受け、カソードが第１キャパシタＣ_２１の他端と接続される。

チャージポンプ回路２１２は、スイッチングライン２０４をグランドとして構成される。チャージポンプ回路２１２は、第１キャパシタＣ_２１の両端間電圧Ｖ_Ｃ２１を入力電圧として受け、ゲート駆動パルスＶ_Ｇに応じた昇圧動作を行う。

チャージポンプ回路２１２は電圧加算型のチャージポンプであり、第２ダイオードＤ_２２，第３ダイオードＤ_２３、フライングキャパシタＣ_２２、出力キャパシタＣ_２３を含む。チャージポンプ回路２１２の昇圧動作によって、出力キャパシタＣ_２３の両端間には、電圧Ｖ_Ｃ２３が発生する。ここではダイオードの順方向電圧は無視している。
Ｖ_Ｃ２３≒Ｖ_Ｃ２１＋Ｖ_ＡＭＰ …（５）
Ｖ_ＡＭＰはスイッチングライン２０４の電位Ｖ_Ｓを基準としたときのゲート駆動パルスＶ_Ｇの振幅である。順方向電圧を考慮すると、
Ｖ_Ｃ２３＝Ｖ_Ｃ２１＋Ｖ_ＡＭＰ−２Ｖ_Ｆ …（６）
となる。

図１０の電圧Ｖ_Ｃ２１は図１の電圧Ｖ_ＩＮに相当する電圧であり、したがってＶ_ＯＵＴと等しい。また出力キャパシタＣ_２３の電圧Ｖ_Ｃ２３は、図９のΔＶである。したがって式（５）は式（７）に書き換えられる。
ΔＶ＝Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＡＭＰ …（７）
このように、図１０の昇圧回路２１０によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のＶＩＮピンに適切な電源電圧Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}を供給できる。

たとえばコントローラ３００のＦＢピンには、第１キャパシタＣ_２１の両端間電圧Ｖ_Ｃ２１を抵抗Ｒ_２１，Ｒ_２２によって分圧した電圧Ｖ_ＦＢがフィードバックされる。この場合、ゲート駆動パルスＶ_Ｇは、Ｖ_ＦＢ＝Ｖ_Ｃ２１×Ｒ_２２／（Ｒ_２１＋Ｒ_２２）が内部の基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するように生成される。したがって、
Ｖ_Ｃ２１＝（Ｒ_２１＋Ｒ_２２）／Ｒ_２２×Ｖ_ＲＥＦ
となるようにフィードバックがかかる。上述のように、Ｖ_Ｃ２１＝Ｖ_ＯＵＴであるから、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの目標電圧Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）}は、
Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）＝}（Ｒ_２１＋Ｒ_２２）／Ｒ_２２×Ｖ_ＲＥＦ
となる。

図１１は、コントローラ３００の構成例を示す回路図である。コントローラ３００は、ピーク電流モードのコントローラである。バックコンバータ２０２は、スイッチングトランジスタＭ_１とインダクタＬ_１の間に設けられた電流センス抵抗Ｒ_ＣＳを含む。電流センス抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下に相当する電流検出信号Ｖ_ＣＳが、コントローラ３００の電流センス（ＣＳ）ピンに入力される。

コントローラ３００の内部回路は、ＧＮＤピンに供給されるスイッチングライン２０４の電圧Ｖ_Ｓをグランドとして動作する。コントローラ３００は、パルス変調器３０１、オシレータ３０６、ドライバ３１４、スタータ回路３１６を含む。オシレータ３０６は所定の周波数で発振し、セットパルスＳ_ＳＥＴおよびスロープ信号Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}を発生する。パルス変調器３０１は、オシレータ３０６が生成する信号Ｓ_ＳＥＴ，Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}と同期してパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。

基準電圧源３０８は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを発生する。エラーアンプ３０２は、ＦＢピンにフィードバックされた電圧Ｖ_ＦＢと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅し、誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。スロープ補償器３１０は、ＣＳピンに入力される電流検出信号Ｖ_ＣＳにスロープ信号Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}を重畳する。

コンパレータ３０４は、誤差信号Ｖ_ＥＲＲと、スロープ信号Ｖ_{ＳＬＯＰＥ}が重畳された電流検出信号Ｖ_ＣＳ’を比較し、Ｖ_ＣＳ’＞Ｖ_ＥＲＲとなるとリセットパルスＳ_{ＲＥＳＥＴ}をアサート（たとえばハイレベル）する。フリップフロップ３１２は、リセットパルスＳ_{ＲＥＳＥＴ}のアサートに応答してオフレベル（たとえばローレベル）に遷移し、セットパルスＳ_ＳＥＴに応答してオンレベル（たとえばハイレベル）に遷移するパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。ドライバ３１４はパルス信号Ｓ_ＰＷＭにもとづいてスイッチングトランジスタＭ_１のゲート駆動パルスＶ_Ｇを生成する。スタータ回路３１６は、ＶＨピンに入力される直流電圧Ｖ_ＤＣを受け、コントローラ３００の起動時に、Ｖ_ＩＮピンを介してキャパシタＣ_２３を充電する。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（第４変形例）
昇圧回路２１０の構成は、図１０に限定されない。図１２（ａ）、（ｂ）は、昇圧回路２１０の変形例を示す回路図である。図１２（ａ）のチャージポンプ回路２１２ａは、ダイオードＤ_２２、Ｄ_２３に代えてスイッチＭ_２２，Ｍ_２３と、スイッチＭ_２２，Ｍ_２３の駆動回路２１４を備える。駆動回路２１４は、ゲート駆動パルスＶ_Ｇと同期して、スイッチＭ_２２，Ｍ_２３を駆動する。駆動回路２１４はコントローラ３００に内蔵してもよい。またＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチＭ_２２，Ｍ_２３をコントローラ３００に内蔵してもよい。

図１２（ｂ）には、２個のフライングキャパシタＣ_２２，Ｃ_２４を備える２段のチャージポンプ回路２１２ｂが示される。整流素子の順方向電圧を無視すれば、昇圧電圧は以下の式で表される。
Ｖ_{ＢＯＯＳＴ}＝Ｖ_ＯＵＴ＋Ｖ_ＡＭＰ×２
チャージポンプ回路の段数は特に限定されず、３段以上であってもよい。

（第５変形例）
コントローラ３００の構成は図１１のそれに限定されず、平均電流モードのコントローラや、電圧モードのコントローラを用いてもよい。また、バックコンバータ２０２は同期整流型であってもよい。

（用途）
続いて、第１あるいは第２の実施の形態で説明したＤＣ／ＤＣコンバータ２００の用途を説明する。

図１３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００を備える電子機器９００を示す図である。図７の電子機器９００は冷蔵庫であるが、電子機器９００の種類は特に限定されず、洗濯機、掃除機、炊飯器など、電源装置を内蔵するいわゆる白物家電に広く採用される。あるいはＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、照明装置にも採用しうる。

プラグ９０２は、図示しないコンセントから商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、筐体９０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００により生成された直流出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、同じ筐体９０４内に搭載される、図示しないインバータ、コンバータ、マイコン、照明機器、アナログ回路、デジタル回路などの負荷に供給される。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

Ｐ_１ 入力端子
Ｐ_２ 出力端子
Ｍ_１ スイッチングトランジスタ
Ｃ_１ 出力キャパシタ
Ｌ_１ インダクタ
Ｄ_１ 整流ダイオード
１００ ＡＣ／ＤＣコンバータ
１０４ 整流回路
１０６ 平滑キャパシタ
２００ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２０２ バックコンバータ
２０４ スイッチングライン
２１０ 昇圧回路
２１２ チャージポンプ回路
Ｄ_２１ 第１ダイオード
Ｃ_２１ 第１キャパシタ
３００ コントローラ
３０１ パルス変調器
３０２ エラーアンプ
３０４ コンパレータ
３０６ オシレータ
３０８ 基準電圧源
３１０ スロープ補償器
３１２ フリップフロップ
３１４ ドライバ
３１６ スタータ回路
３２０ 昇圧パルス発生器
８００ ＡＣアダプタ
８０２ プラグ
８０４ 筐体
８０６ コネクタ
８１０，９００ 電子機器
９０２ プラグ
９０４ 筐体

Claims (14)

1. 非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   スイッチングトランジスタを含むバックコンバータと、
   前記スイッチングトランジスタのソースと接続されるスイッチングラインがグランドに接続され、前記スイッチングトランジスタを駆動するとともに、昇圧パルスを生成するコントローラと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を受け、前記昇圧パルスを利用して、前記コントローラの電源電圧を生成する昇圧回路と、
   を備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記スイッチングトランジスタは、前記コントローラと同一のパッケージに内蔵されていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記コントローラは、
   オシレータと、
   前記オシレータが生成する信号と同期してパルス信号を生成するパルス幅変調器と、
   前記パルス信号に応じて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
   前記オシレータが生成する信号にもとづいて前記昇圧パルスを生成する昇圧パルス発生器と、
   を含むことを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記昇圧パルスは、前記スイッチングトランジスタのゲートに供給されるゲート駆動パルスであることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記昇圧回路は、
   一端が前記スイッチングラインと接続される第１キャパシタと、
   アノードに前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を受け、カソードが前記第１キャパシタの他端と接続される第１ダイオードと、
   前記スイッチングラインをグランドとして構成され、前記第１キャパシタの両端間電圧を入力電圧として受け、前記昇圧パルスに応じた昇圧動作を行うチャージポンプ回路と、
   を含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記コントローラは、前記第１キャパシタの前記他端の電圧をフィードバック電圧として受け、前記フィードバック電圧が基準電圧と一致するように前記スイッチングトランジスタを駆動することを特徴とする請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 前記チャージポンプ回路は、第１キャパシタの両端間電圧と前記昇圧パルスの振幅を加算した電圧を生成することを特徴とする請求項５または６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 前記チャージポンプ回路は、複数のダイオードを含むことを特徴とする請求項５から７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. 前記チャージポンプ回路は、複数のスイッチを含み、
   前記昇圧パルスと同期して前記複数のスイッチを駆動する駆動回路をさらに備えることを特徴とする請求項５から７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
10. 前記複数のスイッチおよび前記駆動回路は、前記コントローラと同一の半導体基板に集積化されることを特徴とする請求項９に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
11. 非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータのコントローラであって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
    前記コントローラに加えて、
    バックコンバータと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧および昇圧パルスに応じて、前記コントローラの電源電圧を生成する昇圧回路と、
    を備え、
    前記コントローラは、
    スイッチングトランジスタと、
    前記スイッチングトランジスタのソースと接続される接地ピンと、
    前記スイッチングトランジスタのドレインと接続されるハイ電圧ピンと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に応じてフィードバック電圧を受けるべきフィードバックピンと、
    オシレータと、
    前記オシレータと同期して、前記フィードバック電圧と基準電圧が近づくようにデューティ比が変化するパルス信号を生成するパルス変調器と、
    前記パルス信号にもとづいて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
    前記オシレータと同期して、前記昇圧パルスを生成する昇圧パルス発生器と、
    を備えることを特徴とするコントローラ。
12. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１１に記載のコントローラ。
13. 請求項１１または１２に記載のコントローラを備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
14. 負荷と、
    交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
    前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
    前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項１から１０、１３のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
    を備えることを特徴とする電子機器。

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