CN108233707A - 非绝缘型的dc/dc 转换器及其控制器、电子设备 - Google Patents

非绝缘型的dc/dc 转换器及其控制器、电子设备 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种可生成低电压的非绝缘型的DC/DC转换器。Buck转换器(202)包含开关晶体管(M1)。在控制器(300)的接地上，连接有与开关晶体管(M1)的源极连接的开关线(204)。控制器(300)驱动开关晶体管(M1)，并且生成升压脉冲(S1)。升压电路(210)接受DC/DC转换器(200)的输出电压(VOUT)，并利用升压脉冲(S1)来生成控制器(300)的电源电压(VBOOST)。

Description

非绝缘型的DC/DC转换器及其控制器、电子设备
技术领域
本发明涉及非绝缘型的DC/DC转换器。
背景技术
冰箱、洗衣机、电饭锅等各种家电产品接受来自外部的商用交流电来进行工作。在这样的家电产品或电子设备(以下总称为电子设备)中，内置有对商用交流电压进行AC/DC(交流/直流)转换的电源装置(AC/DC转换器)。
图1是表示本发明人所研究的AC/DC转换器100R的基本构成的框图。AC/DC转换器100R主要包括整流电路104、平滑电容器106以及DC/DC转换器200R。
整流电路104为对交流电压VAC进行全波整流的二极管电桥电路。整流电路104的输出电压被平滑电容器106平滑化，并被转换为直流电压VDC。
洗衣机或冰箱等家电产品的电端子不向外部露出，且作为产品整体具有绝缘构造。在这样的家电产品中，代替绝缘型的反激式转换器，使用非绝缘型的DC/DC转换器。非绝缘型的DC/DC转换器200R在输入端子P1上接受直流电压VDC，对其进行降压，并将被稳定在目标值的输出电压VOUT供给被连接于输出端子P2上的负载(未图示)。DC/DC转换器200R包含非绝缘型的Buck转换器202、控制器300以及其它的外围部件。Buck转换器202包含开关晶体管M1、电感器L1、整流二极管D1、以及输出电容器C1。
控制器300R驱动开关晶体管M1，并使输出端子P2上产生被稳定了的输出电压VOUT。开关晶体管M1为N沟道MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。控制器300R的接地(GND)引脚与开关晶体管M1的源极连接，因此控制器300R的接地成为开关晶体管M1的源极电压VS，与开关晶体管M1的开关同步地变动。
在DC/DC转换器200R的输出端子(输出线)P2和GND引脚之间，设置有二极管D2及电容器C2。控制器300R的电源(VIN)引脚与二极管D2和电容器C2的连接节点连接。控制器300R的电源电压VDD成为VIN引脚和GND引脚的电位差，因此与电容器C2的两端间电压VC2相等。
在开关晶体管M1截止的期间，开关晶体管M1的源极电压VS为－VF。即，在电容器C2的一端上施加VOUT－VF，在另一端上施加－VF。VF为二极管的正向电压。此时，电容器C2的两端间电压VC2被充电至VOUT，因此控制器300R的电源电压VDD与输出电压VOUT相等。
在开关晶体管M1的截止期间，GND引脚的源极电压VS跳升到直流电压VDC附近。此时，电容器C2的另一端的输入电压VIN为VDC+VOUT。因为VIN＞VOUT，所以通过整流二极管D2将电容器C2和输出端子P2断开，并维持电容器C2的两端间电压。因此，在开关晶体管M1的截止期间，控制器300R的电源电压VDD也与输出电压VOUT相等。
控制器300R的高电压(VH)引脚被输入直流电压VDC。控制器300R的内部的启动器电路在DC/DC转换器200R起动时，利用直流电压VDC来对电容器C2进行充电，并产生自身的电源电压VIN。
在控制器300R的反馈(FB)引脚上，被反馈由电阻R11、R12对电容器C2的产生电压VC2进行分压后的电压VFB。控制器300R对开关晶体管M1的栅极驱动脉冲VG的占空比(或者频率)进行反馈控制，使得反馈电压VFB与内部的基准电压VREF一致。结果，输出电压VOUT被稳定在目标电压VOUT(REF)。
VOUT(REF)＝VREF×(R11+R12)/R12
[现有技术文献]
[专利文献]
专利文献1:日本特开2001-136735号公报
发明内容
[发明要解决的课题]
针对图1的DC/DC转换器200R研究后，本发明人认识到以下的问题。
如上所述，DC/DC转换器200R的电源电压VDD依赖于输出电压VOUT。为了使开关晶体管M1变为导通，必须VDD＞VGS(th)成立，因此，就需要VOUT＞VGS(th)成立。VGS(th)为开关晶体管M1的栅极阈值电压。
如此，存在如下这样的问题：关于DC/DC转换器200R，其输出电压VOUT的设定范围(下限)受开关晶体管M1的特性(栅极阈值电压VGS(th))制约。
本发明鉴于上述问题而完成，其一个方案的示例性的目的之一在于提供一种可生成低电压的DC/DC转换器。
[用于解决技术课题的技术方案]
本发明的一个方案涉及非绝缘型的DC/DC转换器。DC/DC转换器包括：Buck转换器，其包含开关晶体管；控制器，其接地上被连接与开关晶体管的源极连接的开关线，驱动开关晶体管，并且生成升压脉冲；以及升压电路，其接受DC/DC转换器的输出电压，并利用升压脉冲来生成控制器的电源电压。
根据该方案，能够利用升压电路对输出电压进行升压，生成比输出电压高的电源电压。因此，能够降低DC/DC转换器的输出电压的设定值。
也可以是，开关晶体管被内置于与控制器同一封装中。
也可以是，控制器包含：振荡器；脉冲宽度调制器，其与振荡器所生成的信号同步地生成脉冲信号；驱动器，其根据脉冲信号来驱动开关晶体管；以及升压脉冲发生器，其基于振荡器所生成的信号来生成升压脉冲。
也可以是，升压电路包含：第1电容器，其一端与开关线连接；第1二极管，其在阳极上接受DC/DC转换器的输出电压，阴极与第1电容器的另一端连接；以及电荷泵电路，其被以开关线为接地地构成，并接受第1电容器的两端间电压作为输入电压，进行与升压脉冲相应的升压动作。
也可以是，控制器将第1电容器的另一端的电压作为反馈电压来接受，并驱动开关晶体管，使得反馈电压与基准电压一致。
由此，能够将DC/DC转换器的输出电压稳定在与基准电压相应的目标电压。
也可以是，电荷泵电路生成将第1电容器的两端间电压与升压脉冲的振幅相加后的电压。
也可以是，电荷泵电路包含多个二极管。
也可以是，电荷泵电路包含多个开关。还可以是，进一步包括驱动电路，该驱动电路与升压脉冲同步地驱动多个开关。
也可以是，多个开关及驱动电路被集成在与控制器相同的半导体基板上。
本发明的另一方案涉及电子设备。也可以是，电子设备包括：负载；二极管整流电路，其对交流电压进行全波整流；平滑电容器，其将二极管整流电路的输出电压平滑化，生成直流输入电压；以及DC/DC转换器，其对直流输入电压进行降压，并向负载供给。
本发明的另一方案涉及非绝缘型的DC/DC转换器的控制器。DC/DC转换器除控制器之外，还包括：Buck转换器；以及升压电路，其根据DC/DC转换器的输出电压及升压脉冲来生成控制器的电源电压。控制器包括：开关晶体管；接地引脚，其与开关晶体管的源极连接；高电压引脚，其与开关晶体管的漏极连接；反馈引脚，其应该根据DC/DC转换器的输出电压来接受反馈电压；振荡器；脉冲调制器，其与振荡器同步地生成占空比变化的脉冲信号，使得反馈电压和基准电压趋近；驱动器，其基于脉冲信号来驱动开关晶体管；以及升压脉冲发生器，其与振荡器同步地生成升压脉冲。
也可以是，控制器被一体集成在一个半导体基板上。
另外，以上构成要素的任意组合、或将本发明的构成要素或表现形式在方法、装置、以及系统等之间相互置换后的方案，作为本发明的方案也是有效的。进而，用于解决此问题的手段的叙述并非全都是不可缺少的特征，因此，所记载的这些特征的变形也能够成为本发明。
发明效果
根据本发明的一个方案，能够降低DC/DC转换器的输出电压。
附图说明
图1是表示本发明人所研究的AC/DC转换器的基本构成的框图。
图2是包括第1实施方式的DC/DC转换器的AC/DC转换器的电路图。
图3是图2的DC/DC转换器的动作波形图。
图4是表示图2的DC/DC转换器的具体的构成例的电路图。
图5是表示控制器的构成例的电路图。
图6的(a)、(b)是表示升压电路的变形例的电路图。
图7是第2变形例的DC/DC转换器的电路图。
图8是包括第2实施方式的DC/DC转换器的AC/DC转换器的电路图。
图9是图8的DC/DC转换器的动作波形图。
图10是表示图8的DC/DC转换器的具体的构成例的电路图。
图11是表示控制器的构成例的电路图。
图12的(a)、(b)是表示升压电路的变形例的电路图。
图13是表示包括AC/DC转换器的电子设备的图。
[附图标记说明]
P1 输入端子
P2 输出端子
M1 开关晶体管
C1 输出电容器
L1 电感器
D1 整流二极管
100 AC/DC转换器
104 整流电路
106 平滑电容器
200 DC/DC转换器
202 Buck转换器
204 开关线
210 升压电路
212 电荷泵电路
D21 第1二极管
C21 第1电容器
300 控制器
301 脉冲调制器
302 误差放大器
304 比较器
306 振荡器
308 基准电压源
310 斜率补偿器
312 触发器
314 驱动器
316 启动器电路
320 升压脉冲发生器
800 AC适配器
802 插头
804 壳体
806 连接器
810、900 电子设备
902 插头
904 壳体
具体实施方式
以下，基于优选的实施方式参照附图说明本发明。对于各附图所示的相同或等同的构成要素、部件、以及处理，标注同样的附图标记，并适当省略重复的说明。此外，实施方式并非限定发明，仅是示例，并非实施方式中所记述的全部特征或其组合都是发明的本质性内容。
在本说明书中，所谓“构件A与构件B连接的状态”，还包含构件A与构件B物理性地直接连接的情况、或构件A与构件B经由对电连接状态没有影响、或者不阻碍功能的其它构件间接地连接的情况。
同样，所谓“构件C被设置于构件A与构件B之间的状态”，除包含构件A与构件C、或者构件B与构件C直接连接的情况之外，还包含经由对电连接状态没有影响、或者不阻碍功能的其它构件间接地连接的情况。
(第1实施方式)
图2是包括第1实施方式的DC/DC转换器200的AC/DC转换器100的电路图。AC/DC转换器100包括整流电路104、平滑电容器106以及DC/DC转换器200。
DC/DC转换器200包含非绝缘型的Buck转换器(降压转换器)202、升压电路210、控制器300以及外围部件。Buck转换器202的构成与图1所示同样，包含开关晶体管M1、整流二极管D1、电感器L1、以及输出电容器C1。
控制器300包括VH引脚、GND引脚、VIN引脚、FB引脚、以及升压(BOOST)引脚。Buck转换器202的开关晶体管M1被内置于与控制器300相同的封装中。
GND引脚与开关晶体管M1的源极连接。与GND引脚连接的布线称为开关线204。控制器300以GND引脚的电位(即开关线204的电位VS)作为接地来进行动作。控制器300生成占空比(或者频率)变化的脉冲信号，使得被反馈于FB引脚上的电压VFB与预定的目标值一致，并将与脉冲信号相应的栅极驱动脉冲VG向开关晶体管M1的栅极供给。在FB引脚上反馈与输出电压VOUT具有关联的电压即可，该电压不被特别地限定。
控制器300产生升压脉冲S1，并从BOOST引脚输出。升压脉冲S1被向升压电路210输入。例如，升压脉冲S1的占空比优选不依赖于DC/DC转换器200的动作状态，被固定于50％附近(40～60％)的预定值。
升压电路210接受DC/DC转换器200(Buck转换器202)的输出电压VOUT，利用升压脉冲S1来在其输出OUT上产生使输出电压VOUT升压后得到的电源电压VBOOST，并向控制器300的输入引脚(VIN)供给。该电源电压VBOOST相对于开关线204的电压VS维持比其高一定的电位差ΔV的状态地进行变动。
VBOOST＝VS+ΔV…(1)
在将由升压电路210产生的升压电压幅值设为VADD时，电位差ΔV由
ΔV＝VOUT+VADD…(2A)
给出。另外，若从另一角度来看，也可以是，将由升压电路210产生的升压率设为α(但是α＞1)，而升压电路210所产生的电位差ΔV如算式(2B)那样表示。
ΔV＝α×VOUT…(2B)
电位差ΔV被设定得比开关晶体管M1的栅极阈值电压VGS(th)大。
ΔV＞VGS(th)…(3)
以上为DC/DC转换器200的构成。接下来说明其动作。图3是图2的DC/DC转换器200的动作波形图。在稳定状态下，开关晶体管M1以占空比D进行切换时，被稳定在VOUT≒D×VDC。此时，开关线的电压VS在VDC和－VF之间切换。
如上述所述，相对于开关线204的电压VS，电源电压VBOOST维持比其高电位差ΔV的状态进行变动。该电位差ΔV比开关晶体管M1的栅极阈值电压VGS(th)大。
VBOOST＝VS+ΔV…(4)
但是，ΔV＝VOUT+VADD＞VGS(th)
控制器300的VIN引脚与GND引脚的电位差，即控制器300的电源电压VDD为VDD＝VBOOST－VS＝ΔV。虽然控制器300在开关晶体管M1的栅极源极间可产生的电压(栅极源极间电压)VGS的最大振幅为电源电压VDD＝ΔV，但是因为ΔV＞VGS(th)成立，所以控制器300能够可靠地使开关晶体管M1变为导通。
在图1的DC/DC转换器200R中，因为ΔV＝VDD≒VOUT，所以需要使VOUT＞VGS(th)。对此，因为根据图2的DC/DC转换器200，ΔV＝VOUT+VADD成立，所以能够使VOUT＜VGS(th)。即，能够不受栅极阈值电压VGS(th)制约地任意设定输出电压VOUT的目标电压，并能够使其比以往降低。
作为变形例，也考虑将栅极驱动脉冲VG用作升压脉冲S1。如此，因为若栅极驱动脉冲VG的占空比发生变化，则升压脉冲S1的占空比就发生变化，所以可能发生对升压动作不理想的状况。在本实施方式中，能够将升压脉冲S1的占空比预先设定为最适合于升压动作的值。
以下，并非为了缩小本发明的范围，而是为了帮助理解及明确发明的本质或电路动作，来说明与第1实施方式相关的具体的构成例或实施例。
图4是表示图2的DC/DC转换器200的具体的构成例的电路图。升压电路210包括第1二极管D21、第1电容器C21以及电荷泵电路212。
第1电容器C21的一端与开关线204连接。第1二极管D21在阳极上接受DC/DC转换器200(Buck转换器202)的输出电压VOUT，阴极与第1电容器C21的另一端连接。
电荷泵电路212被以将开关线204作为接地的方式构成。电荷泵电路212将第1电容器C21的两端间电压VC21作为输入电压来接受，并进行与升压脉冲S1相应的升压动作。
电荷泵电路212为电压相加型的电荷泵，包含第2二极管D22、第3二极管D23、飞跨电容器(Flying-capacitor)C22、以及输出电容器C23。通过电荷泵电路212的升压动作，在输出电容器C23的两端间产生电压VC23。在此，忽视了二极管的正向电压。
VC23≒VC21+VAMP…(5)
VAMP为以开关线204的电位VS为基准时的升压脉冲S1的振幅。若考虑正向电压，则
VC23＝VC21+VAMP－2VF…(6)。
图4的电压VC21为与图1的电压VIN相当的电压，因此与VOUT相等。此外，输出电容器C23的电压VC23为图3的ΔV。因此算式(5)被改写为算式(7)。
ΔV＝VOUT+VAMP…(7)
如此，通过图4的升压电路210，能够向DC/DC转换器200的VIN引脚供给适当的电源电压VBOOST。
例如在控制器300的FB引脚上，被反馈将第1电容器C21的两端间电压VC21用电阻R21、R22分压后的电压VFB。在此情况下，栅极驱动脉冲VG被生成，使得VFB＝VC21×R22/(R21+R22)与内部的基准电压VREF一致。因此，以
VC21＝(R21+R22)/R22×VREF
的方式进行反馈。如上述所述，因为VC21＝VOUT，所以输出电压VOUT的目标电压VOUT(REF)成为
VOUT(REF)＝(R21+R22)/R22×VREF。
图5是表示控制器300的构成例的电路图。控制器300是峰值电流模式的控制器。Buck转换器202包含被设置于开关晶体管M1和电感器L1之间的电流感测电阻RCS。与电流感测电阻RCS的电压降相当的电流检测信号VCS被向控制器300的电流感测(CS)引脚输入。
控制器300的内部电路将以被供给到GND引脚的开关线204的电压VS为接地来进行动作。控制器300包括脉冲调制器301、振荡器306、驱动器314、以及升压脉冲发生器320。
振荡器306以预定的频率进行振荡，并产生设置脉冲SSET及斜率信号VSLOPE。脉冲调制器301与振荡器306所产生的信号SSET、VSLOPE同步地生成脉冲信号SPWM。
基准电压源308产生基准电压VREF。误差放大器302将由FB引脚反馈的电压VFB与基准电压VREF的误差放大，并生成误差信号VERR。斜率补偿器310将斜率信号VSLOPE重叠在CS引脚所被输入的电流检测信号VCS上。比较器304将误差信号VERR与重叠有斜率信号VSLOPE的电流检测信号VCS’进行比较，若VCS’＞VERR，则将复位脉冲SRESET置于有效(例如高电平)。触发器312生成脉冲信号SPWM，该脉冲信号SPWM响应复位脉冲SRESET的置于有效而转换为截止电平(例如低电平)，并响应设置脉冲SSET的置于有效而转换为导通电平(例如高电平)。驱动器314基于脉冲信号SPWM来生成开关晶体管M1的栅极驱动脉冲VG。启动器电路316接受VH引脚所被输入的直流电压VDC，并在控制器300起动时经由VIN引脚来对电容器C23充电。
升压脉冲发生器320基于振荡器306所生成的时钟信号CK来生成升压脉冲S1。升压脉冲发生器320可以是接收时钟信号CK，并对飞跨电容器C22施加的缓冲器或者反相器。
另外，时钟信号CK的频率(即开关晶体管M1的切换频率)不限于与电荷泵电路212的动作频率相适。因此，升压脉冲发生器320也可以包含对时钟信号CK进行倍频或者分频的分频器，并生成最适合于电荷泵电路212的动作的频率的升压脉冲S1。
接下来说明与第1实施方式相关联的变形例。
(第1变形例)
升压电路210的构成不限定于图4。图6的(a)、(b)是表示升压电路210的变形例的电路图。图6的(a)的电荷泵电路212a中取代二极管D22、D23而包括开关M22、M23，以及开关M22、M23的驱动电路214。驱动电路214与振荡器306所生成的时钟信号CK同步地驱动开关M22、M23。也可以是，驱动电路214内置于控制器300。此外，还可以是，将由MOSFET构成的开关M22、M23内置于控制器300中。
在图6的(b)中，表示了包括2个飞跨电容器C22、C24的两级电荷泵电路212b。如果忽视整流元件的正向电压，则升压电压由以下的算式表示。
VBOOST＝VOUT+VAMP×2
电荷泵电路的级数不被特别的限定，也可以在3级以上。
(第2变形例)
也可以是，开关晶体管M1被外接在控制器300上。图7是第2变形例的DC/DC转换器200的电路图。控制器300包括与开关晶体管M1的栅极连接的OUT引脚。驱动器314从OUT引脚输出栅极驱动脉冲VG。其它的构成与图5同样。
(第3变形例)
控制器300的构成不限定于图5或图7所示，也可以使用平均电流模式的控制器、或电压模式的控制器。此外，Buck转换器202也可以为同步整流型。
(第2实施方式)
图8是包括实施方式的DC/DC转换器200的AC/DC转换器100的电路图。AC/DC转换器100包括整流电路104、平滑电容器106以及DC/DC转换器200。
DC/DC转换器200包含非绝缘型的Buck转换器(降压转换器)202、升压电路210、控制器300以及外围部件。Buck转换器202的构成与图1所示同样，包含开关晶体管M1、整流二极管D1、电感器L1、以及输出电容器C1。
控制器300包括VH引脚、OUT引脚、GND引脚、VIN引脚、以及FB引脚。控制器300使用市场出售的控制器即可，其构成并不被特别地限定。
将与开关晶体管M1的源极连接的布线称为开关线204。控制器300的GND引脚(接地)与开关线204连接。控制器300生成占空比(或者频率)变化的脉冲信号，使得被反馈于FB引脚上的电压VFB与预定的目标值一致，并将与脉冲信号相应的栅极驱动脉冲VG经由OUT引脚供给到开关晶体管M1的栅极。在FB引脚上反馈与输出电压VOUT具有关联的电压即可，该电压不被特别地限定。
升压电路210接受DC/DC转换器200(Buck转换器202)的输出电压VOUT及栅极驱动脉冲VG。然后，升压电路210在其输出OUT上产生将输出电压VOUT升压而得到的电源电压VBOOST，并向控制器300的输入引脚(VIN)供给。该电源电压VBOOST相对于开关线204的电压VS维持高一定的电位差ΔV的状态地进行变动。
VBOOST＝VS+ΔV…(1)
在将由升压电路210产生的升压电压幅值设为VADD时，电位差ΔV由
ΔV＝VOUT+VADD…(2A)
给出。另外，若从另一角度来看，也可以是，将由升压电路210产生的升压率设为α(α＞1)，而升压电路210所产生的电位差ΔV如算式(2B)那样表示。
ΔV＝α×VOUT…(2B)
电位差ΔV被设定得比开关晶体管M1的栅极阈值电压VGS(th)大。
ΔV＞VGS(th)…(3)
以上为DC/DC转换器200的构成。接下来说明其动作。图9是图8的DC/DC转换器200的动作波形图。在稳定状态下，开关晶体管M1以占空比D进行切换时，被稳定在VOUT≒D×VDC。此时，开关线的电压VS在VDC和－VF之间切换。
如上所述，相对于开关线204的电压VS，电源电压VBOOST维持比其高电位差ΔV的状态进行变动。该电位差ΔV比开关晶体管M1的栅极阈值电压VGS(th)大。
VBOOST＝VS+ΔV…(4)
但是，ΔV＝VOUT+VADD＞VGS(th)
控制器300的VIN引脚与GND引脚的电位差，即控制器300的电源电压VDD为VDD＝VBOOST－VS＝ΔV。虽然控制器300在OUT引脚与GND引脚之间、即开关晶体管M1的栅极源极间可产生的电压(栅极源极间电压)VGS的最大振幅为电源电压VDD＝ΔV，但是因为ΔV＞VGS(th)成立，所以控制器300能够可靠地使开关晶体管M1变为导通。
在图1的DC/DC转换器200R中，因为ΔV＝VDD≒VOUT，所以需要使VOUT＞VGS(th)。与此不同，根据图8的DC/DC转换器200，因为ΔV＝VOUT+VADD成立，所以能够使VOUT＜VGS(th)。即，能够不受栅极阈值电压VGS(th)制约地任意设定输出电压VOUT的目标电压，并能够使其比以往降低。
本发明被理解为图8的框图或电路图、或者涉及从上述的说明导出的各种装置、电路的方案，并不限定于特定的构成。以下，并非为了缩小本发明的权利要求范围，而是为了帮助理解及明确发明的本质或电路动作，来说明更具体的构成例或变形例。
图10是表示DC/DC转换器200的具体的构成例的电路图。升压电路210包括第1二极管D21、第1电容器C21以及电荷泵电路212。
第1电容器C21的一端与开关线204连接。第1二极管D21在阳极上接受DC/DC转换器200(Buck转换器202)的输出电压VOUT，阴极与第1电容器C21的另一端连接。
电荷泵电路212被以开关线204为接地地构成。电荷泵电路212接受第1电容器C21的两端间电压VC21作为输入电压，并进行与栅极驱动脉冲VG相应的升压动作。
电荷泵电路212为电压相加型的电荷泵，包含第2二极管D22、第3二极管D23、飞跨电容器C22、以及输出电容器C23。通过电荷泵电路212的升压动作，在输出电容器C23的两端间产生电压VC23。在此，忽视了二极管的正向电压。
VC23≒VC21+VAMP…(5)
VAMP为以开关线204的电位VS为基准时的栅极驱动脉冲VG的振幅。若考虑正向电压，则
VC23＝VC21+VAMP－2VF…(6)。
图10的电压VC21为与图1的电压VIN相当的电压，因此与VOUT相等。此外，输出电容器C23的电压VC23为图9的ΔV。因此算式(5)被改写为算式(7)。
ΔV＝VOUT+VAMP…(7)
如此，通过图10的升压电路210，能够向DC/DC转换器200的VIN引脚供给适当的电源电压VBOOST。
例如在控制器300的FB引脚上，被反馈将第1电容器C21的两端间电压VC21用电阻R21、R22分压后的电压VFB。在此情况下，栅极驱动脉冲VG被生成，使得VFB＝VC21×R22/(R21+R22)与内部的基准电压VREF一致。因此，以
VC21＝(R21+R22)/R22×VREF
的方式进行反馈。如上所述，因为VC21＝VOUT，所以输出电压VOUT的目标电压VOUT(REF)成为
VOUT(REF)＝(R21+R22)/R22×VREF。
图11是表示控制器300的构成例的电路图。控制器300是峰值电流模式的控制器。Buck转换器202包含被设置于开关晶体管M1和电感器L1之间的电流感测电阻RCS。与电流感测电阻RCS的电压降相当的电流检测信号VCS被输入到控制器300的电流感测(CS)引脚。
控制器300的内部电路以被供给到GND引脚的开关线204的电压VS为接地来进行动作。控制器300包含脉冲调制器301、振荡器306、驱动器314、以及启动器电路316。振荡器306以预定的频率进行振荡，并产生设置脉冲SSET及斜率信号VSLOPE。脉冲调制器301同步于振荡器306所产生的信号SSET、VSLOPE地生成脉冲信号SPWM。
基准电压源308产生基准电压VREF。误差放大器302将被反馈于FB引脚的电压VFB与基准电压VREF的误差放大，并生成误差信号VERR。斜率补偿器310将斜率信号VSLOPE重叠在被输入到CS引脚的电流检测信号VCS上。
比较器304将误差信号VERR与重叠有斜率信号VSLOPE的电流检测信号VCS’进行比较，若VCS’＞VERR，则将复位脉冲SRESET置于有效(例如高电平)。触发器312生成脉冲信号SPWM，该脉冲信号SPWM响应复位脉冲SRESET的置于有效而转换为截止电平(例如低电平)，并响应设置脉冲SSET的置于有效而转换为导通电平(例如高电平)。驱动器314基于脉冲信号SPWM来生成开关晶体管M1的栅极驱动脉冲VG。启动器电路316接受被输入于VH引脚的直流电压VDC，并在控制器300起动时经由VIN引脚来对电容器C23充电。
以上，以实施方式为基础说明了本发明。本领域技术人员应理解的是，该实施方式仅为示例，其各构成要素或各处理过程的组合中可能有各种变形例，并且那样的变形例也在本发明的范围内。以下，说明这样的变形例。
(第4变形例)
升压电路210的构成不限定于图10。图12的(a)、(b)是表示升压电路210的变形例的电路图。在图12的(a)的电荷泵电路212a中，取代二极管D22、D23而包括开关M22、M23，以及开关M22、M23的驱动电路214。驱动电路214与栅极驱动脉冲VG同步地驱动开关M22、M23。也可以是，驱动电路214内置于控制器300。此外，还可以是，将由MOSFET构成的开关M22、M23内置于控制器300中。
在图12的(b)中，表示了包括2个飞跨电容器C22、C24的两级电荷泵电路212b。如果忽视整流元件的正向电压，则升压电压由以下的算式表示。
VBOOST＝VOUT+VAMP×2
电荷泵电路的级数不被特别的限定，也可以在3级以上。
(第5变形例)
控制器300的构成不限定于图11所示，也可以使用平均电流模式的控制器、或电压模式的控制器。此外，Buck转换器202也可以为同步整流型。
(用途)
接下来，说明在第1或第2实施方式中说明了的DC/DC转换器200的用途。
图13是表示包括AC/DC转换器100的电子设备900的图。虽然图7的电子设备900是冰箱，但是电子设备900的种类不被特别地限定，且被洗衣机、吸尘器、以及电饭锅等内置有电源装置的白色家电广泛采用。或者AC/DC转换器100也可以采用于照明装置。
插头902从未图示的插座接受商用交流电压VAC。AC/DC转换器100被安装于壳体904内。由AC/DC转换器100生成的直流输出电压VOUT被供给相同壳体904内所安装的未图示的反相器、转换器、微机、照明设备、模拟电路、以及数字电路等负载。
虽然基于实施方式，使用具体的语句来说明了本发明，但是实施方式仅表示本发明的原理、应用，对于实施方式，在不脱离权利要求书所规定的本发明的思想的范围内，可能有多种变形例或配置的变更。

Claims (14)

1.一种非绝缘型的DC/DC转换器，其特征在于，包括：
Buck转换器，其包含开关晶体管，
控制器，其接地上被连接与上述开关晶体管的源极连接的开关线，驱动上述开关晶体管，并且生成升压脉冲，以及
升压电路，其接受上述DC/DC转换器的输出电压，并利用上述升压脉冲来生成上述控制器的电源电压。
2.如权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，上述开关晶体管被内置于与上述控制器同一封装中。
3.如权利要求1或2所述的DC/DC转换器，其特征在于，上述控制器包含：
振荡器，
脉冲宽度调制器，其与上述振荡器所生成的信号同步地生成脉冲信号，驱动器，其根据上述脉冲信号来驱动上述开关晶体管，以及
升压脉冲发生器，其基于上述振荡器所生成的信号来生成上述升压脉冲。
4.如权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，上述升压脉冲为被供给到上述开关晶体管的栅极的栅极驱动脉冲。
5.如权利要求1、2、4的任何一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，上述升压电路包含：
第1电容器，其一端与上述开关线连接，
第1二极管，其在阳极上接受上述DC/DC转换器的输出电压，阴极与上述第1电容器的另一端连接，以及
电荷泵电路，其被以上述开关线为接地地构成，接受上述第1电容器的两端间电压作为输入电压，并进行与上述升压脉冲相应的升压动作。
6.如权利要求5所述的DC/DC转换器，其特征在于，上述控制器将上述第1电容器的上述另一端的电压作为反馈电压来接受，并驱动上述开关晶体管，使得上述反馈电压与基准电压一致。
7.如权利要求5所述的DC/DC转换器，其特征在于，上述电荷泵电路生成将第1电容器的两端间电压与上述升压脉冲的振幅相加后的电压。
8.如权利要求5～7的任何一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，上述电荷泵电路包含多个二极管。
9.如权利要求5所述的DC/DC转换器，其特征在于，上述电荷泵电路包含多个开关，
本DC/DC转换器还包括与上述升压脉冲同步地驱动上述多个开关的驱动电路。
10.如权利要求9所述的DC/DC转换器，其特征在于，上述多个开关及上述驱动电路被集成于与上述控制器相同的半导体基板上。
11.一种非绝缘型的DC/DC转换器的控制器，其特征在于，
上述DC/DC转换器除上述控制器之外，还包括：
Buck转换器，以及
升压电路，其根据上述DC/DC转换器的输出电压及升压脉冲来生成上述控制器的电源电压；
上述控制器包括：
开关晶体管，
接地引脚，其与上述开关晶体管的源极连接，
高电压引脚，其与上述开关晶体管的漏极连接，
反馈引脚，其根据上述DC/DC转换器的输出电压而接受反馈电压，
振荡器，
脉冲调制器，其与上述振荡器同步地生成占空比变化的脉冲信号，使得上述反馈电压与基准电压趋近，
驱动器，其基于上述脉冲信号来驱动上述开关晶体管，以及
升压脉冲发生器，其与上述振荡器同步地生成上述升压脉冲。
12.如权利要求11所述的控制器，其特征在于，被一体集成在一个半导体基板上。
13.一种DC/DC转换器，其特征在于，包括如权利要求11或12所述的控制器。
14.一种电子设备，其特征在于，包括：
负载，
二极管整流电路，其对交流电压进行全波整流，
平滑电容器，其将上述二极管整流电路的输出电压平滑化，生成直流输入电压，以及
对上述直流输入电压进行降压，并向负载供给的如权利要求1、2、4、11的任何一项所述的DC/DC转换器。
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