CN103152946B - 一种高效率的led驱动电路 - Google Patents

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Abstract

一种高效率的LED驱动电路，用以驱动一LED装置，包括控制电路、LED电流检测电路和功率开关管；其中，所述LED电流检测电路用以产生表征所述LED装置的驱动电流的反馈信号；所述控制电路与所述LED电流检测电路连接，用以接收所述反馈信号,并据此产生一PWM驱动信号；所述功率开关管接收输入电压源和所述PWM驱动信号，并据此周期性地导通和截止来驱动所述LED装置，并且保证所述LED装置的驱动电流维持恒定。

Description

一种高效率的LED驱动电路
本申请是申请号为201110005323.6，申请日为2011年01月10日，发明创造名称为“一种高效率的LED驱动电路和驱动方法”的分案申请。
技术领域
本发明涉及电子技术领域，更具体的说，涉及一种应用于LED装置的驱动电路。
背景技术
随着照明行业的不断创新和迅速发展，加之节能和环保日益重要，LED照明作为一种革命性的节能照明技术，正在飞速发展。然而，由于LED灯的亮度与光输出强度参数相关，其与它的电流及正向压降成正比，并随温度变化而变化。因此，LED的驱动需要恒流电源，以保证LED使用的安全性，同时达到理想的发光强度。可见，选择正确的LED驱动至关重要。没有好的LED驱动电源的匹配，LED照明的优势无法得以体现。
现有技术中，LED驱动电源多采用升压型转换方法。然而，基于降压型结构的驱动电源可以与很多环路控制结构进行很好的匹配，而且不用考虑稳定性的限制，滞回控制也适合在开关频率变换比较快和输入范围较小的情况下应用。这种特性刚好满足LED电源的要求。现有的降压型转换方法由于种种限制应用并不广泛。
参考图1，所示为一种现有的采用降压转换的LED驱动电路，包括功率级电路、控制电路和驱动电路等。采用这种实现方法，为了给控制电路提供供电电源，额外设置了一辅助绕组104与功率级电路中的电感105耦合来获取电量，而增加了电感的体积，不符合当今小型化的需求。另外，由于功率级电路中的功率开关管101和控制电路103不是在同一电位上，因此功率开关管101的驱动器102需要采用浮驱动技术，增加了电路复杂度，成本也相对较高；并且，一般的浮驱动电路的损耗也比采用直接驱动方式的驱动电路的损耗大一些。
参考图2，所示为另一种采用现有技术的降压转换的LED驱动电路，与图1所述的驱动电路结构不同的地方在于：其采用一单独的线性降压管201给所述控制电路提供供电电源。但是采用这种供电方法，线性稳压管的损耗会随着交流输入电源的变换而变化。对于输入电源电压较高的场合，线性稳压管的损耗也较大，并且是不可忽略的，使得驱动电路的转换效率较低。同时，由于采样电阻203只能采样功率开关管204导通时的输出电感电流，使得控制电路202无法直接接收LED上的电流信号，因此LED电流的调整精度下降。尤其对于输入电压范围较宽，输出电感的电感量变化较大的场合，LED电流的调整精度会更差。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种高效率的LED驱动电路，其可以通过外围电路的设置，配置为降压型驱动电路和升压-降压型驱动电路，以解决功率开关管驱动电路复杂以及采样精度不准的问题。
依据本发明的一实施例的LED驱动电路，用以驱动一LED装置，包括一整流桥，其接收一交流输入源以获得第一输入电平和第二输入电平，所述LED驱动电路进一步包括一功率级电路，控制电路和LED电流检测电路；其中，
所述功率级电路包括功率开关管，二极管和输出电感；
所述功率开关管包括控制端、第一功率端和第二功率端；
所述第一功率端接收所述第一输入电平；
所述第二功率端直接连接至所述LED电流检测电路，并连接至一参考电位；并且，所述LED电流检测电路与所述LED装置串联连接，用以产生表征流过所述LED装置的驱动电流的反馈信号；
所述控制电路与所述LED电流检测电路连接，用以接收所述反馈信号,并据此产生一PWM驱动信号；
所述控制端直接接收所述PWM驱动信号；
所述功率开关管根据所述PWM驱动信号周期性地导通和截止来驱动所述LED装置，并且保证所述LED装置的驱动电流维持恒定。
优选的，所述功率开关管为一功率MOSFET晶体管，所述控制端为栅极，所述第一功率端为漏极，所述第二功率端为源极。
进一步的，所述控制电路包括一误差放大器和一PWM控制器；其中，
所述误差放大器接收所述反馈信号和第一基准源，并产生第一误差信号；
所述PWM控制器接收所述第一误差信号以产生所述PWM驱动信号。
优选的，所述二极管，所述输出电感与所述功率开关管形成一降压型驱动电路；其中，所述二极管连接在所述第二输入电平和所述功率开关管的第二功率端之间；所述LED电流检测电路、所述LED装置和所述输出电感连接在所述功率开关管的第二功率端和所述第二输入电平之间的连线上。
优选的，所述LED电流检测电路为一检测电阻。
优选的，所述LED驱动电路进一步包括一输出电容，所述输出电容与所述LED装置并联连接。
优选的，所述LED驱动电路进一步包括第二二极管和第一滤波电容；其中，
所述第二二极管的第一端连接至所述输出电感和所述LED装置的公共连接点，所述第二二极管的第二端连接至第一滤波电容的一端，所述第一滤波电容的另一端连接至所述参考电位；所述第二二极管的第二端和所述第一滤波电容的公共连接点上的电压作为输入至所述控制电路的偏置电源。
进一步的，所述二极管，所述输出电感，所述功率开关管和一输出电容组成一升压-降压型驱动电路；其中，
所述输出电感串联连接在所述第二输入电平和所述功率开关管的第二功率端之间；
所述二极管、所述LED装置和所述LED电流检测电路依次串联连接在所述第二输入电平和所述功率开关管的第二功率端之间；
所述输出电容连接在所述二极管和所述LED装置的公共连接点和所述功率开关管的第二功率端之间。
优选的，所述二极管和所述LED装置的公共连接点上的电压作为输入至所述控制电路的偏置电源。
优选的，所述功率开关管为一复合功率开关管；所述复合功率开关管包括第一功率开关管和第二功率开关管；其中，所述第一功率开关管的第一功率端为所述复合功率开关管的第一功率端，所述第二功率开关管的第二功率端为所述符合功率开关管的第二功率端，所述第二功率开关管的控制端为所述复合功率开关管的控制端；所述第一功率开关管的第二功率端连接至所述第二功率开关管的第一功率端；所述第一功率开关管的控制端和所述第二功率开关管的第二功率端分别连接至第二基准源的两端。
优选的，所述PWM驱动信号的占空比跟随所述交流输入源的电压而变化，以使平均输入电流与所述交流输入源的电压大致成比例。
采用本发明的LED驱动电路，至少可以达到以下有益效果：
（1）可以根据输入电源和输出电压的关系，设置不同的外围电路，而配置为与应用场合匹配的不同的降压型驱动电路和升压-降压型驱动电路，从而可以应用于更多的场合；
（2）简化了功率开关管的驱动电路，减小了电路板的体积，降低了电路的成本；
（3）控制电路能直接接收LED的电流反馈，提高了LED电流的调制精度；
（4）控制电路能直接驱动功率开关管，有利于降低驱动损耗，同时能较容易实现软开关的驱动，减少开关损耗；
（5）不需要复杂的磁性元件如变压器或者多绕组的电感，从而进一步降低成本和功耗。
附图说明
图1所示为采用现有技术的一种降压型LED驱动电路的原理图；
图2所示为采用现有技术的另一种降压型LED驱动电路的原理图；
图3A所示为依据本发明的降压型LED驱动电路的第一实施例的原理框图；
图3B所示为依据本发明的降压型LED驱动电路的第二实施例的原理框图；
图3C所示为采用降压型LED驱动电路的交流输入电源、输出电压和输入平均电流的波形图；
图4A所示为依据本发明的升压-降压型LED驱动电路的第一实施例的原理框图；
图4B所示为依据本发明的升压-降压型LED驱动电路的第二实施例的原理框图；
图4C所示为采用升压-降压型LED驱动电路的交流输入电源、输出电压和输入平均电流的波形图；
图5A所示为依据本发明的具有串联的两个功率开关管的功率电路的原理框图；
图5B所示为采用图5A所示的功率电路的降压型LED驱动电路的原理框图；
具体实施方式
以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
本发明实施例的LED驱动电路通过设置不同的外围电路，而配置为与应用场合匹配的不同的降压型驱动电路和升压-降压型驱动电路。
以下详细说明采用本发明的降压型LED驱动电路的各个实施例。
参考图3A，其为采用本发明的降压型LED驱动电路的一实施例的原理框图。在该实施例中，交流输入电源AC经过整流桥和滤波电容C2后，转换为一直流电源，其具有第一输入电平Vin +和第二输入电平Vin -。
功率开关管Q1、输出二极管D1、输出电感L1、输出电容C1构成一成降压型拓扑结构的功率级电路。当然输出电容C1并不是必须的，在某些应用场合，其可以省略。这里，以功率开关管Q1为N型功率MOSFET为例进行说明。功率开关管Q1的漏极连接至所述第一输入电平，源极连接至地；输出二极管D1连接在所述第二输入电平Vin -和功率开关管Q1的源极之间；输出电感L1连接在所述LED装置和所述第二输入电平之间；输出电容C1并联连接在所述LED装置和输出电感L1的公共连接点和功率开关管Q1的源极之间，从而减小了所述LED装置上的交流电上的交流电流。
LED电流检测电路305串联连接在所述LED装置和输出电感L1的组成的输出回路上，并且直接连接至控制电路301的反馈输入端，从而控制电路301可以精确获取所述LED装置的电流信息。
PWM控制电路302、误差放大器303和第一基准源304组成控制电路301，以根据所述LED装置电流检测电路305检测到的所述LED装置的电流信息产生相应的驱动信号。其中，所述LED电流检测电路305的A端连接至所述第一基准源304的一端，B端连接至所述误差放大器的反相输入端，所述第一基准源304的另一端连接至所述误差放大器303的同相输入端；误差放大器303的输出连接至PWM控制电路302；PWM控制电路302的输出连接至所述功率开关管Q1的栅极。
可见，采用图3A所示的降压型LED驱动电路，LED电流检测电路305可以精确的检测所述LED装置的电流，并获得一反馈信号Vsense；误差放大器303的两个输入端分别接收所述反馈信号Vsense和第一基准源304的基准信号Vref，以获得一误差信号Verror；PWM控制电路302接收所述误差信号Verror以产生相应的驱动信号来驱动所述功率开关管Q1，从而控制功率开关管Q1的导通和截止状态，进而使得所述LED装置的电流能够维持基本恒定。并且，功率开关管Q1采用直接驱动的方式，实现较简单、使得电路更加稳定，成本和驱动功耗也相对减小。
本领域技术人员可以轻易得知，功率开关管Q1可以为不同类型的开关器件；LED电流检测电路305可以为检测电阻等检测元件；输出电感L1也可以连接在所述LED装置和所述功率开关管的第二功率端之间；输出电容C1可以并联连接至所述输出回路等各种不同的连接方式。
参考图3B，其为采用本发明的降压型LED驱动电路的另一实施例的原理框图。在图3A所示的降压型LED驱动电路的实施例的基础上，增加了偏置电源电路。其包括二极管D2和电容C3。二极管D2的一端连接至所述LED装置和输出电感L1的公共连接点C，另一端连接电容C3的一端，电容C3的另一端连接至D端；二极管D2和电容C3的公共连接点上的电压作为输入至所述控制电路301的偏置电源。在该实施例中，输出电容C1在某些场合中也可以省略。
其余部分电路的工作方式和连接方式与图3A所示的降压型LED驱动电路相同，在此不再赘述。
可见，采用图3B所示的降压型LED驱动电路，不仅实现了对LED电流的精确检测，提高了电路的转换精度以及简化了功率开关管的驱动，降低了成本以及驱动损耗；而且，通过二极管D2形成的二极管峰值整流电路，将LED的输出电压转换为控制电路301的偏置电源。显然，这样的供电方式，降低损耗的同时也降低了实现成本。
当然,如果LED上的输出电压太高,控制电路301需要有降压的稳压器；如果LED上的输出电压太低，输出电感L1上需要加以辅助绕组来产生控制电路301的偏置电源；或者使用电荷泵技术来产生更高的电压来作为控制电路301的偏置电源。这些技术都属于本领域技术人员的常识，在此不再赘述。
采用图3A或者图3B所示的降压型LED驱动电路，如果控制电路采用合适的高功率因数的调制技术，输入平均电流Iin可以实现较低的谐波。
参考图3C，所示为采用降压型LED驱动电路的交流输入电源AC、经过整流得到的输入电压Vin，输出电压Vout和输入平均电流Iin的波形图。
但是，如果输出电压Vout和输入峰值电压Vinpk差值较小，输入电流的死角Φ也会相应变大，输入平均电流Iin的谐波会随之上升。交流输入电源的场合，功率因数会变低。所以，采用图3A或者图3B所示的降压型LED驱动电路适用于功率因数要求相对较低，或者输出电压Vout和输入峰值电压Vinpk差值相对较大的场合。
采用降压型拓扑结构的LED驱动电路，由于功率开关管Q1的最高耐压为输入峰值电压Vinpk，并且功率开关管Q1的峰值电流大小与所述LED装置的电流大小基本相同，所以采用降压型驱动电路，降低了电路的损耗，提高了电路的调整效率，并且降低了实现成本。
以下详细说明采用本发明的升压-降压型LED驱动电路的实施例。
参考图4A，所示为依据本发明的升压-降压型LED驱动电路的一实施例的原理框图。在该实施例中，交流输入电源AC经过整流桥和滤波电容C2后，转换为一直流电源Vin，其具有第一输入电平Vin +和第二输入电平Vin -。
功率开关管Q1’、输出二极管D1’、输出电感L1’、输出电容C1’构成一升压-降压型拓扑结构的功率级电路。这里，以功率开关管Q1’为N型的功率MOSFET为例进行说明，功率开关管Q1’的漏极连接至所述第一输入电平，源极连接至控制电路401的地；输出电感L1’连接在所述第二输入电平和功率开关管Q1’的源极之间；输出二极管D1’连接在所述LED装置和所述第二输入电平之间；输出电容C1’并联连接在LED和LED电流检测电路405组成的输出回路的两端。
因为LED电流检测电路405串联连接在所述LED装置和功率开关管Q1’的源极之间，所以控制电路401可以精确地获取所述LED装置的电流信息。
PWM控制电路402、误差放大器403和第一基准源404组成控制电路401，以根据所述LED装置电流检测电路405检测到的所述LED装置的电流产生相应的驱动信号。其中，所述LED电流检测电路405的B’端连接至所述基准源404的一端，A’端连接至所述误差放大器的反相输入端，所述基准源404的另一端连接至所述误差放大器403的同相输入端；误差放大器403的输出连接至PWM控制电路402；PWM控制电路402的输出连接至所述功率开关管Q1’的栅极。
可见，采用图4A所示的升压-降压型LED驱动电路，LED电流检测电路405可以精确的检测所述LED装置的电流，并获得一反馈信号Vsense；误差放大器403的两个输入端分别接收所述反馈信号Vsense和第一基准源404的基准信号Vref，以获得一误差信号Verror；PWM控制电路402接收所述误差信号Verror以产生相应的驱动信号来驱动所述功率开关管Q1’，从而控制功率开关管Q1’的导通和截止状态，进而使得所述LED装置的电流能够维持基本恒定。并且，功率开关管Q1’采用直接驱动的方式，实现较简单、使得电路更加稳定，成本也相对减小。
本领域技术人员可以轻易得知，功率开关管Q1’可以为不同类型的开关器件；LED电流检测电路405可以为检测电阻等检测元件；输出电容C1’可以并联连接至所述输出回路等各种不同的连接方式。
参考图4B，所示为依据本发明的升压-降压型LED驱动电路的另一实施例的原理框图。在图4A所示的依据本发明的升压-降压型LED驱动电路的实施例的基础上，增加了控制电路401的偏置电源提供电路。所述输出二极管D1’和所述LED装置的公共连接点上的电压直接作为输入至控制电路401的偏置电源BIAS。
其余部分电路的工作方式和连接方式与图4A所示的升压-降压型LED驱动电路相同，在此不再赘述。
可见，采用图4B所示的升压-降压型LED驱动电路，不仅实现了对LED电流的精确检测，提高了电路的转换精度以及简化了功率开关管的驱动，降低了成本以及驱动损耗；而且，可以直接将LED的输出电压转换为控制电路301的偏置电源。显然，这样的供电方式，降低损耗的同时也降低了实现成本。
当然,如果LED上的输出电压如果太高,控制电路401需要有降压的稳压器；如果LED上的输出电压如果太低，输出电感L1’上需要加以辅助绕组来产生控制电路401的偏置电源。这些技术都属于本领域技术人员的常识，在此不再赘述。
采用图4A或者图4B所示的升压-降压型LED驱动电路，如果控制电路401采用合适的高功率因数的调制技术，输入平均电流Iin可以实现较低的谐波。
参考图4C，所示为采用升压-降压型LED驱动电路的交流输入电源AC、经过整流得到的输入电压Vin，输出电压Vout和输入平均电流Iin的波形图。
由于输入平均电流Iin没有死角，升压-降压型LED驱动电路比降压型LED驱动电路会取得更好的功率因数。同时，输出电压对功率因数的影响较小,升压-降压型LED驱动电路可以使用于任意的输出电压和输入电压组合。相比于图3A或者3B所示的降压型LED驱动电路，在同样的输入输出条件下，采用升压-降压型LED驱动的实现方式，其中功率开关管和输出二极管需承受输入峰值电压和输出电压的总和，因而功率开关管需要有更好的耐压性能；同时，功率开关管、二极管和输出电感的峰值电流为输出电流和输入电流的总和，输出电容的电流也会相对较大，因此相对的实现成本和电路损耗也会随之增大。
如果采用本发明的LED驱动电路的功率开关管的耐压不够时,以下详细说明采用两个串联的功率开关管的实现高压复合功率管的实施例。
参考图5A，所示为依据本发明的采用两个串联的功率开关管的组成的复合功率开关管的功率电路的原理框图。在该实施例中，包括上功率开关管502、下功率开关管503和基准源501；其中，上功率开关管502的第一功率端连接电平VD，作为复合功率管的第一功率端;上功率开关管502的控制端连接至基准源501的一端，上功率开关管502的第二功率端连接至下功率开关管503的第一功率端；下功率开关管503的第二功率端分别连接至基准源501的另一端，并作为该复合功率管的第二功率端，并连接至电平VS；下功率开关管503的控制端作为该复合功率管的控制端，并连接至驱动电压VG。
对于输入电压较高的应用场合，采用单一的功率开关管可能不能满足高耐压的要求。因此，此时就可以采用这种由两个串联连接的功率开关管组成符合功率开关管的实现方式。基准源501可以保护下功率开关管503不会承受很高的电压，一般在基准源501的电压值VREF2左右，而且上功率开关管502的最高耐压可降为输入电源VIN和基准源Vref2之差。
以下以降压型的LED驱动电路为例，详细说明采用图5A所示的复合功率开关管形成的LED驱动电路的工作原理。
参考图5B，所示为采用图5A所示的采用两个串联的功率开关管的功率电路的降压型的LED驱动电路的原理框图。
在该实施例中，交流输入电源AC经过整流桥和滤波电容C2后，转换为一直流电源Vin，其具有第一输入电平Vin +和第二输入电平Vin -。
串联连接的上功率开关管502和下功率开关管503、输出二极管511、输出电容514、输出电感512一起组成一降压型拓扑结构。这里以功率开关管502和503为N型MOSFET为例。功率开关管502和503,以及启动电路501组成一复合的高压功率开关管。上功率开关管502的源极连接下功率开关管503的漏极，上功率开关管502的漏极连接第一输入电平Vin +，下功率开关管503的源极连接至地。启动电路501包括稳压管504、电阻517和电容518。其中，电阻517的一端连接至第一输入电平Vin +，另一端连稳压管504的一端,稳压管504的另一端连接下功率开关管503的源极。公共连接点E处的电压相当于图5A中的基准电压Vref2。电容518和稳压管504并联，以降低基准电压Vref2的AC阻抗。通过这种连接方式，下功率开关管503上的耐压不超过基准电压Vref2,上功率开关管502上的耐压降为输入电压峰值VINPK和基准电压Vref2之差。
输出二极管511连接在第二输入电平Vin -和功率开关管503的源极之间；输出电感512和LED装置515串联连接在第二输入电平Vin -和功率开关管503的源极之间，以减小LED装置515上的交流电流；输出电容514并联连接在所述LED装置515的两端，以进一步减小LED装置515上的交流电流。
LED电流检测电路513串联在LED装置515和输出电感512组成的输出回路上，并且直接连接至控制电路508的反馈输入端,从而控制电路508可以精确获取所述LED装置的电流信息Vsense。
控制电路508包括PWM控制电路505、误差放大器506和基准源507。在该实施例中，基准源507的一端连接至功率开关管503的源极，另一端连接至误差放大器506的反相输入端，即接收第一基准信号Vref1；LED电流检测电路513直接检测到的表征LED装置515的电流信息Vsense连接至误差放大器506的同相输入端；误差放大器506输出的误差信号Verror输入至PWM控制电路505；PWM控制电路505根据接收到的误差信号Verror以产生相应的驱动信号。
优选的，可以在功率开关管503的漏极和公共连接点E之间进一步连接一二极管521，吸收漏感尖峰并进行箝位。
当系统上电时，输入电压通过电阻517和输出回路（输出电感512，LED电流检测电路513和LED装置515)对电容518进行充电，公共连接点E处的电压逐渐上升至稳压管504的箝位电压Vref2，从而系统开始工作。并且将功率开关管503的漏源极电压箝位至电压Vref2左右。控制电路508的启动电流由E端出的基准电压Vref2经过电阻522获得。当电容520上的电压达到最低启动电压后，控制电路508开始工作，产生驱动信号来驱动功率开关管503的导通和截止，从而产生足够大的输出电流来驱动LED装置515。
二极管509、滤波电容510组成偏置电源提供电路。其中，二极管509的一端连接至所述LED装置515和输出电感512的公共连接点，另一端和滤波电容510的一端的公共连接点为F端，滤波电容510的另一端连接至地；二极管509和滤波电容510的公共连接点F端上的电压经过电阻519和电容520的再次滤波，而作为输入至控制电路508的偏置电源BIAS。
可见，采用图5B所示的LED驱动电路，LED电流检测电路513可以精确的检测所述LED装置的电流，并获得一反馈信号Vsense；误差放大器506的两个输入端分别接收所述反馈信号Vsense和基准源507的基准信号Vref1，以获得一误差信号Verror；PWM控制电路505接收所述误差信号Verror以产生相应的驱动信号来驱动所述功率开关管503，从而控制功率开关管503的导通和截止状态。
当功率开关管503导通时，功率开关管502的源极连接至地，栅极接收基准电压Vref2，功率开关管502随之导通；当功率开关管503截止时，功率开关管503随之截止。从而，功率开关管502和503根据所述PWM控制电路505输出的驱动信号进行相应的开关动作。
采用图5B所示的依据本发明的LED驱动电路，功率开关管503采用直接驱动的方式，实现较简单、使得电路更加稳定，成本和驱动功耗也相对减小。并且，串联连接的功率开关管502也使得电路的耐压性能增强。
并且，通过二极管509形成的二极管峰值整流电路，将LED的输出电压转换为控制电路508的偏置电源。显然，这样的供电方式，降低损耗的同时也降低了实现成本。
当然,如果LED上的输出电压如果太高,控制电路508需要有降压的稳压器；如果LED上的输出电压如果太低，输出电感512上需要加以辅助绕组来产生控制电路508的偏置电源。这些技术都属于本领域技术人员的常识，在此不再赘述。
本领域技术人员可以轻易得知，功率开关管502和503可以为不同类型的开关器件；LED电流检测电路513可以为检测电阻等检测元件；输出电容514并不是必须的，并且其可以连接至所述输出回路的不同位置。
尽管以上详细介绍了采用复合功率开关管的降压型LED驱动电路，但是本领域技术人员可以轻易得知，其他类型的驱动电路如升压-降压型或者升压型LED驱动电路均可以给予同样原理而实现，在此不再一一赘述。
依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。例如本发明的实施例都使用N型功率MOSFET管，本发明的原理也可以应用于其他类型的功率器件，例如P型的功率MOSFET管或者功率NPN管或者功率PNP管，本说明书就不具体叙述所有的实施例。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (7)

1.一种高效率的LED驱动电路，用以驱动一LED装置，包括一整流桥，其接收一交流输入源以获得第一输入电平和第二输入电平，其特征在于，所述LED驱动电路进一步包括一功率级电路，控制电路和LED电流检测电路；其中，
所述功率级电路包括功率开关管，二极管、输出电感和输出电容；
所述功率开关管包括控制端、第一功率端和第二功率端；
所述第一功率端直接连接至所述第一输入电平；
所述第二功率端直接连接至所述LED电流检测电路的第一端，并连接至所述控制电路的地；
所述输出电感串联连接在所述第二输入电平和所述功率开关管的第二功率端之间；
所述二极管、所述LED装置和所述LED电流检测电路依次串联连接在所述第二输入电平和所述功率开关管的第二功率端之间；所述二极管的阳极连接至所述第二输入电平，阴极连接至所述LED装置；
所述输出电容连接在所述二极管和所述LED装置的公共连接点和所述功率开关管的第二功率端之间；
所述LED电流检测电路用以产生表征流过所述LED装置的驱动电流的反馈信号；
所述控制电路与所述LED电流检测电路连接，用以接收所述反馈信号,并据此产生一PWM驱动信号；
所述控制端直接接收所述PWM驱动信号；
所述功率开关管根据所述PWM驱动信号周期性地导通和截止来驱动所述LED装置，并且保证所述LED装置的驱动电流维持恒定。
2.根据权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述功率开关管为一功率MOSFET晶体管，所述控制端为栅极，所述第一功率端为漏极，所述第二功率端为源极。
3.根据权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述控制电路包括一误差放大器和一PWM控制器；其中，
所述误差放大器接收所述反馈信号和第一基准源，并产生第一误差信号；
所述PWM控制器接收所述第一误差信号以产生所述PWM驱动信号。
4.根据权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述LED电流检测电路为一检测电阻。
5.根据权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述二极管和所述LED装置的公共连接点上的电压作为输入至所述控制电路的偏置电源。
6.根据权利要求1所述的LED驱动电路，其特征在于，所述功率开关管为一复合功率开关管；所述复合功率开关管包括第一功率开关管和第二功率开关管；其中，所述第一功率开关管的第一功率端为所述复合功率开关管的第一功率端，所述第二功率开关管的第二功率端为所述复合功率开关管的第二功率端，所述第二功率开关管的控制端为所述复合功率开关管的控制端；所述第一功率开关管的第二功率端连接至所述第二功率开关管的第一功率端；所述第一功率开关管的控制端和所述第二功率开关管的第二功率端分别连接至第二基准源的两端。
7.根据权利要求1所述的LED驱动电路,其特征在于，所述PWM驱动信号的占空比跟随所述交流输入源的电压而变化，以使平均输入电流与所述交流输入源的电压成比例。
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