TWI494732B - 電流控制電路和電流控制方法 - Google Patents

Description

電流控制電路和電流控制方法

本技術涉及電子電路，尤其是一種電流控制電路及電流控制方法。

電子電路中，通常需要對負載提供精準的電流，尤其是精準的平均電流。這些負載包括但不限於電子負載、電池、LED等。在這些負載中，LED電流，尤其是LED平均電流的準確性控制尤其重要。LED電流控制電路將作為一個示例性的實施例，用以介紹本技術。

衆所周知，LED的亮度是取決於通過LED的平均電流的大小，LED的平均電流可以通過電流控制電路進行設置。圖1示出一種LED電流控制電路100，包括：電源輸入端V_IN 、開關端SW和電源接地端GND；續流電路101，包括電感L、(負載)LED串D1~Dn，二者串聯後通過取樣電阻R_SENSE 耦接至輸入端VIN，整流器Rectifier耦接於輸入端V_IN 和開關端SW之間；電流感測電路102，包括第一電阻R1，第一誤差放大器EA1和第一電晶體T1，感測流經LED上的電流，並產生第一電流信號I_FIRST ；第一參考信號REF；以及控制電路103，包括第二電阻R2、第三電阻R3、第二開關M2、第一比較器C1和驅動器D1，根據第一電流信號I_FIRST 和第一參考信號REF，產生控制信號V_CON ；開關M1，耦接於開關端SW和電源接地 端GND，在控制信號作用下，導通和關斷。

如圖2所示，第一開關M1導通時(即SW點電壓V_SW 為低電位)，輸入端V_IN 、電感L、負載、開關M1和電源接地端GND組成的迴路導通，負載LED上電流(即電感電流I_L )開始逐漸增大。由於電流感測電路102的作用，I_FIRST 也開始逐漸增大，B點電位升高。此時，第二開關M2是導通的，第三電阻R3和第二開關M2上的壓降可以忽略不計。當B點電位升高至V_REF (REF信號的電壓值)，即I_FIRST 增大到至V_REF /R2時，第一比較器C1發生反轉，輸出低電平。第一開關M1和第二開關M2截止(即SW點電壓V_SW 為高電位)，此時負載、電感L、整流器Rectifier構成電流通路，負載LED上電流開始逐漸減小。由於電流感測電路102的作用，I_FIRST 也開始逐漸減小，B點電位降低。當B點電位降低至V_REF ，即I_FIRST 減小至V_REF /(R2+R3)時，比較器P2發生反轉，輸出高電平。即第一電流信號I_FIRST 在定限[V_REF /(R2+R3)，V_REF /R2]之間波動。相應地電感電流I_L 在定限[I_TH1 ，I_TH2 ]之間波動。

假定，第一開關M1導通和關斷的工作循環D為50%。當I_FIRST 到達定限後，系統需要一段時間來控制開啟和關斷，圖2所示的T_D1 和T_D2 為第一比較器C1和驅動器的延時，即當I_FIRST 分別到達V_REF /(R2+R3)或者V_REF /R2至開關開始導通或者截止的時間。△I_TH1 和△I_TH2 分別是因延時T_D1 和T_D2 而導致的輸出電流誤差。在工作循環D為 50%時，假定T_D1 =T_D2 ，則△I_TH1 =△I_TH2 ，流過電感器L的平均電流依然準確。

輸入電源變化、LED串聯數量變化都會導致工作循環D發生變化。如圖3所示，假定，工作循環D為10%，可以近似認為，電感電流上升時間為下降時間的1/9倍。則電感上升的速率為下降速率的9倍。假定，T_D1 =T_D2 ，則△I_TH1 =9×△I_TH2 。因此，當工作循環小於50%時，平均電感電流/I_L 將會向接近I_TH1 的方向漂移，產生誤差，平均電流高於預設值。反之，當工作循環大於50%時，平均電流/I_L 將會向接近I_TH2 的方向漂移，產生誤差，平均電流低於預設值。

包括上述，負載電路產生誤差的原因還包括但不限於：電流取樣電路102的延時、在不同負載/電感電流下的延遲時間不等，非線性等；控制電路103(尤其是比較器C1)的延時、非線性、上升邊緣和下降邊緣延遲時間不等；驅動電路的延時、非線性、上升邊緣和下降邊緣延遲時間不等；工作循環變化導致的上述延時的變化、不等、非線性等。

本技術提供的電路和方法可以克服上述缺陷，提供精準的負載電流，尤其是精準的平均負載電流。為此本技術提供了一種電流控制電路，包括：續流電路，包括電感、整流器和負載；電流感測電路，感測流經負載 /電感的電流，並產生第一電流信號；補償電路，產生補償信號；第一參考信號；控制電路，根據第一電流信號、補償信號和第一參考信號，產生控制信號；開關，耦接於續流迴路，在控制信號作用下導通和關斷。

本技術還提供了一種電流控制方法，包括：使用電感、整理器為開關電源的負載提供能量；產生反映負載/電感電流的第一電流信號；提供補償電路，產生補償信號；提供第一參考信號；根據第一電流信號、補償信號和第一參考信號，產生控制信號；使用控制信號，控制開關的導通和關斷。

本技術通過將補償電路引入電路系統，補償了因工作循環、非線性、延遲時間等變化造成的負載電流誤差。

在下文所述的特定實施例代表本發明的示例性實施例，並且本質上僅為示例說明而非限制。在說明書中，提及“一個實施例”或者“實施例”意味著結合該實施例所描述的特定特徵、結構或者特性包括在本發明的至少一個實施例中。術語“在一個實施例中”在說明書中各個位置出現並不全部涉及相同的實施例，也不是相互排除其他實施例或者可變實施例。本說明書中公開的所有特徵，或公開的所有方法或過程中的步驟，除了互相排斥的特徵和/或步驟以外，均可以以任何方式組合。

下面將參考附圖詳細說明本發明的具體實施方式。貫 穿所有附圖相同的附圖標記表示相同的部件或特徵。

圖4示出了根據本技術的一個實施例的電流控制電路的方塊圖400，圖6示出的電路系統600，圖8示出的電路系統800，圖9示出的電路系統900是示例性的介紹了電路系統400的具體實現方式。如圖4所示，電路400包括：電源輸入端V_IN 、開關端SW和電源接地端GND；續流電路101，包括電感L、負載(LED)、整流器Rectifier耦接於輸入端V_IN 和開關端SW之間；電流感測電路102，感測流經負載/電感(負載或者電感，表示本領域技術人員可以根據需求做出選擇，在一個實施例中可以感測電感電流，在一個實施例中可以感測負載電流，在另外一個實施例中可以感測二者電流)上的電流，並產生第一電流信號I_FIRST ；第一參考信號REF；補償電路401，產生補償信號402；以及控制電路103，根據第一電流信號I_FIRST 、補償信號402和第一參考信號REF，產生控制信號V_CON ；開關M1，耦接於開關端SW和電源接地端GND，在控制信號作用下，導通和關斷。

根據本技術的一個實施例，電流控制電路的負載是LED。負載既可以是一個或者幾個LED，也可以是一串或者幾串LED。LED包括但不限於白光LED、藍光LED、紅光LED、黃光LED等。在其他實施例中，負載不限於LED、電池、電子負載等。

根據本技術的一個實施例，可以使用肖特基二極體作為整流器使用。在其他實施例中，可以使用P型或者N型 號MOSFET作為整流器使用。

根據本技術的一個實施例，所述負載和電感串聯後耦接於輸入端V_IN 和開關端SW之間，所述整流器耦接於輸入端V_IN 和開關端SW之間。在一個實施例中，電感L比負載靠近開關端SW，在另外一個實施例中負載比電感L更加靠近開關端SW，在其他實施例中電感L可以連接在LED串之中的某個位置。圖4中用虛線強調耦接關係，表示整理器、負載、電感即可以是直接相連接，可以是通過其他裝置、導線等間接連接。除非有特殊性說明或者排除性說明，實線的連接並不表示直接相連，也表示耦接關係。

根據本技術的一個實施例，電流控制電路還包括取樣電阻R_SENSE ，所述取樣電阻R_SENSE 和所述負載/電感串聯。該電阻既可以於靠近輸入端V_IN 的位置，可以連接於靠近開關端SW的位置，可以連接於負載中間，也可以連接負載和電感L中間。所述電流感測電路通過所述取樣電阻感測流經負載的電流。在一個實施例中，所述取樣電阻R_SENSE 具有第一端和第二端；電流感測電路包括：第一電阻R1，具有第一端和第二端，其第一端耦接於取樣電阻R_SENSE 的第一端；第一誤差放大器EA1，其第一輸入端耦接於第一電阻的第二端，第二輸入端耦接於取樣電阻的第二端；第一電晶體T1，其閘極耦接於第一誤差放大器EA1的輸出端，第一輸入端耦接於第一電阻的第二端，第二輸入端耦接於所述控制電路103。

根據本技術的一個實施例的電流控制電路的控制電路包括：遲滯產生電路，產生高閾值電壓和低閾值電壓；第一比較器，其輸入端耦接於遲滯產生電路和第一參考信號REF；驅動器D1，耦接於所述第一比較器C1的輸出端，輸出所述控制信號V_CON 。在一個實施例中，遲滯產生電路包括：第二電阻R2；第三電阻R3，耦接於第二電阻R2；第二開關M2，與所述第三電阻並聯，受所述控制信號V_CON 控制。

根據本技術的一個實施例，所述的補償信號和工作循環相關。相關表示補償信號可以反映工作循環的大小。在一個實施例中，補償信號隨工作循環增大而增大；在另外一個實施例中，補償信號隨工作循環增大而減小；在一個實施例中，二者呈線性關係。

根據本技術的一個實施例，所述的補償信號是電流信號，所述的補償信號與第一電流信號相疊加。電流控制信號既可以是正信號也可以是負信號，既可以注入電流也可以吸收電流。疊加既可以是直接或者間接相加、減、乘、除、積分、微分，也可以是經過放大、平移後進行上述幾何運算。

根據本技術的一個實施例，所述電流補償電路包括：第一低通濾波器603；第一放大器604，其第一輸入端通過低通濾波器603耦接於控制電路102，第二輸入端耦接於第一參考電壓REF；輸出端輸出所述補償信號602。

根據本技術的一個實施例，所述電流補償電路包括： 第二參考電壓VCC/2；第二低通濾波器803；第二放大器804，其第一輸入端通過低通濾波器耦接於控制電路的輸出，第二輸入端耦接於第二參考電壓VCC/2；其中，第二參考電壓VCC/2為控制電路輸出的一半。在一個實施例中，所述放大器為跨導放大器。

根據本技術的一個實施例，所述的補償信號與第一參考信號相疊加。疊加既可以是直接或者間接相加、減、乘、除、積分、微分，也可以是經過放大、平移後進行上述幾何運算。

根據本技術的一個實施例電流流控制電路，所述電補償電路包括：第三低通濾波器903；第三放大器904，其第一輸入端通過第三低通濾波器903耦接於控制電路103，第二輸入端耦接於第一參考信號REF；第四電阻R_COM ，耦接於第一參考信號REF和第三放大器904的輸出端；第一電容C_COM ，耦接於跨導放大器的第一輸入端和輸出端。在一個實施例中，所述放大器為跨導放大器。

如圖5所示的流程圖500，500公開了一種電流控制方法：步驟501，使用電感、整流器和開關器為開關電源的負載提供能量；步驟502，產生反映負載/電感電流的第一電流信號I_FIRST ；步驟503，提供補償電路，產生補償信號510；步驟504，提供第一參考信號REF；步驟505，根據第一電流信號I_FIRST 、補償信號510和第一參考信號REF，產生控制信號V_CON ；步驟506，使用控制信號V_CON ，控制所述開關的導通和關斷。所述步驟501~步驟510只 是表明其在文中出現的先後順序，並不代表本技術實施的先後順序。

根據本技術的一個實施例，電流控制方法的負載是LED。負載既可以是一個或者幾個LED，也可以是一串或者幾串LED。LED包括但不限於白光LED、藍光LED、紅光LED、黃光LED等。在其他實施例中，負載不限於LED、電池、電子負載等。

根據本技術的一個實施例，可以使用肖特基二極體作為整流器使用。在其他實施例中，可以使用P型或者N型號MOSFET作為整流器使用。

根據本技術的一個實施例，還包括提供輸入端和開關端，所述負載和電感串聯後耦接於輸入端V_IN 和開關端SW之間，所述整流器耦接於輸入端V_IN 和開關端SW之間。在一個實施例中，電感L比負載靠近開關端SW，在另外一個實施例中負載比電感L更加靠近開關端SW，在其他實施例中電感L可以連接在LED串之中的某個位置。整流器、負載、電感和其他裝置、電路既可以是直接相連接，可以是通過其他裝置、導線等間接連接。

根據本技術的一個實施例，電流控制方法還包括提供取樣電阻R_SENSE ，所述取樣電阻R_SENSE 和所述負載/電感串聯。該電阻既可以於靠近輸入端V_IN 的位置，可以連接於靠近開關端SW的位置，可以連接於負載中間，也可以連接負載和電感L中間。所述電流感測電路通過所述取樣電阻感測流經負載的電流。在一個實施例中，所述取樣電 阻具有第一端和第二端；電流感測電路包括：第一電阻R1，具有第一端和第二端，其第一端耦接於取樣電阻R_SENSE 的第一端；第一誤差放大器P1，其第一輸入端耦接於第一電阻的第二端，第二輸入端耦接於取樣電阻的第二端；第一電晶體T1，其閘極耦接於第一誤差放大器EA1的輸出端，第一輸入端耦接於第一電阻的第二端，第二輸入端耦接於所述控制電路103。

根據本技術的一個實施例的電流控制方法：產生所述控制信號包括：提供遲滯產生電路，產生高閾值電壓和低閾值電壓；提供第一比較器，耦接於所述遲滯產生電路和所述第一參考信號；提供驅動器，耦接於所述第一比較器的輸出端，輸出所述控制信號。遲滯產生電路，產生高閾值電壓和低閾值電壓；第一比較器，其輸入端耦接於遲滯產生電路和第一參考信號；驅動器，耦接於所述第一比較器的輸出端，輸出所述控制信號。在一個實施例中，遲滯產生電路包括：第二電阻R2；第三電阻R3，耦接於第二電阻R2；第二開關M2，與所述第三電阻並聯，受所述控制信號V_CON 控制。

根據本技術的一個實施例，基於工作循環信號產生補償信號510，所述的補償信號和工作循環相關。相關表示補償信號反映工作循環的大小。在一個實施例中，補償信號510隨工作循環增大而增大；在另外一個實施例中，補償信號510隨工作循環增大而減小；在一個實施例中，二者呈線性關係。

根據本技術的一個實施例，所述的補償信號510是電流信號，將所述補償信號510與第一電流信號I_FIRST 相疊加。電流控制信號既可以是正信號也可以是負信號，既可以注入電流也可以吸收電流。疊加既可以是直接或者間接相加、減、乘、除、積分、微分，也可以是經過放大、平移後進行上述幾何運算。

根據本技術的一個實施例，所述電流補償電路包括：第一低通濾波器603；第一放大器604，其第一輸入端通過低通濾波器603耦接於控制電路102，第二輸入端耦接於第一參考電壓REF；輸出端輸出所述補償信號602。

根據本技術的一個實施例，所述電流補償電路包括：第二參考電壓VCC/2；第二低通濾波器803；第二放大器804，其第一輸入端通過低通濾波器耦接於控制電路的輸出，第二輸入端耦接於第二參考電壓VCC/2；其中，第二參考電壓VCC/2為控制電路輸出的一半。在一個實施例中，所述放大器為跨導放大器。

根據本技術的一個實施例，所述的補償信號510與第一參考信號相疊加。疊加既可以是直接或者間接相加、減、乘、除、積分、微分，也可以是經過放大、平移後進行上述幾何運算。

根據本技術的一個實施例電流控制方法，所述電補償電路包括：第三低通濾波器903；第三放大器904，其第一輸入端通過第三低通濾波器903耦接於控制電路103，第二輸入端耦接於第一參考信號REF；第四電阻R_COM ， 耦接於第一參考信號REF和第三放大器904的輸出端；第一電容C_COM ，耦接於跨導放大器的第一輸入端和輸出端。在一個實施例中，所述放大器為跨導放大器。

如圖6所示的電路系統600，作為本技術可以實現的一個具體實施例。電路600包括：電源輸入端V_IN 、開關端SW和電源接地端GND；雖然600顯示本系統的一端連接至電源，另外一端連接至接地端GND。但是在另外一個實施例中，可以將GND連接至負電源。同樣，電源輸入端V_IN 、開關端SW和電源接地端GND都可以使用一個或者幾個埠，焊盤(pad)或者引腳。

續流電路101，包括電感L、負載，整流器Rectifier。雖然600使用一串LED D1~Dn(N大於等於1)作為示例性的負載。在另外一個實施例中，還可以是幾串等數目或者不等數目的LED串並聯作為負載。圖600用肖特基二極體作為示例性的整流器使用，但是在另外一個實施例中，還可以使用同步開關作為整流器使用，NMOS/PMOS/IGBT是同步開關的最優選擇。相應地，系統需要輸出一個與V_CON 互補/同向的信號用以控制同步開關。圖600中，示例的顯示了電感和LED的連接關係，負載和電感串聯後耦接於輸入端V_IN 和開關端SW之間，電感距離開關端SW更近一些。由於串聯迴路中各個裝置電流基本相等(不考慮漏電等因素的影響)，在其他的實施例中，LED可以放於電感之後，更接近開關端SW。也可 以將電感放在LED串中間任一位置。同樣也可以在開關端和輸出端之間添加其他裝置組件。比如在V_IN 埠和A之間，或者LED串之前添加一個導通電阻很小的PMOS裝置。當系統不工作時，PMOS關斷，使得系統做到關斷絕緣，沒有漏電流；當系統工作時，PMOS裝置導通，由於導通阻抗比較小，只產生很小的損耗，從而不影響電路系統工作。整流器耦接於輸入端V_IN 和開關端SW之間。在其他一些實施例中，整流器可以通過其他開關、取樣電阻、霍爾效應裝置耦接於輸入端V_IN 和開關端SW之間。同樣，圖600示出的耦接關係式是示例性的，在其他的實施例中，可以將整理器、電感和負載耦接於開關端SW和接地端GND之間，開關耦接於電源V_IN 和開關端SW之間組成一個降壓電路的結構。在其他的實施例中，還可以將電感、負載、整流器和開關組合成Boost、Buck-Boost、Flyback結構，這些組合都是不脫離本技術的保護範圍的。

電流感測電路102，感測流經負載上的電流，並產生第一電流信號I_FIRST 。在系統600中，還包括一取樣電阻R_SENSE ，連接於A和LED之間。R_SENSE 一般是0.01歐姆~數歐姆，數值只為推薦示例性的優化值而非限制性電阻數值，用戶可以根據需求靈活選擇。同樣，由於串聯通路中電流基本相等，取樣電阻可以以連接於LED串中間，或者LED和電感之間，以及電感之後。在一個實施例中，還可以不使用取樣電阻，而是直接取樣LED或者電感上 的電流。在另外一個實施例中，可以使用電流取樣電路取樣V_IN 與SW之間電壓差，或者A點與SW電壓差，或者SW電壓，或者其他可以反映負載/電感上電流的其他兩點之間電壓差，使得電流取樣電路類比負載上的電流變化，輸出一個和負載/電感電流呈一定關係的信號。只要輸出信號和負載/電感上電流保持邏輯關係，都應當認為是一種電流取樣。圖600所示的系統，電流感測電路包括：所述取樣電阻R_SENSE 具有第一端和第二端，第一端耦接於點A，第二段耦接至負載；第一電阻R1，具有第一端和第二端，其第一端耦接於取樣電阻R_SENSE 的第一端；第一誤差放大器EA1，其第一輸入端耦接於第一電阻的第二端，第二輸入端耦接於取樣電阻的第二端；第一電晶體T1，其閘極耦接於第一誤差放大器EA1的輸出端，第一輸入端耦接於第一電阻R1的第二端，第二輸入端耦接於所述控制電路103。

由於放大器的負反饋作用，第一電阻R1的第二段和取樣電阻的第二段將保持同電位，則兩個電阻上的電位差相等， I_FIRST ×R1=I_RSENSE ×R_SENSE (1)

I_FIRST =I_RSENSE ×R_SENSE /R1 (2)

其中，I_FIRST 為通過第一電阻R1的電流，I_RSENSE 為通過檢測電阻R_SENSE 的電流.在600示出的實施例中，I_RSENSE 等於電感電流I_L ，也等於負載電流。一般R1已經定制於晶片內部，R_SENSE 放於晶片外部，通過選擇不同的 R_SENSE 設置負載上的電流。由於放大器並非理想放大器，第一電阻R1的第二端和取樣電阻的第二端不可能完全相等，就會產生一個失調電壓△，同樣，可以根據需要，主動設置失調電壓△的方式，使得 I_FIRST =I_RSENSE ×R_SENSE R1+△/R1 (3)

其中，△/R1是一個直流分量，表示第一電流具有一個初始電流值。

在以下的分析中，為清晰說明本技術，假定I_FIRST =K×I_SENSE (4)

其中K即可以是一個恒定的數值，也可以是一個函數。在如實施例600中，K=R_SENSE /R1。

補償電路601，產生補償信號602。根據本技術的一個實施例，所述電補償電路包括：低通濾波器603；第一放大器604，其第一輸入端通過低通濾波器603耦接於控制電路103的遲滯電壓產生點B，第二輸入端耦接於第一參考電壓REF；輸出端輸出所述補償信號602。600所示的補償信號是電流信號，在其他實施例中可以是電壓信號。所述的補償信號602與第一電流信號I_FIRST 相疊加。疊加並非一定是二者相加，也可以是二者相減，相乘除，或者積分微分等，或者將其中一個、兩個或者多個信號進行放大、縮小、幾何運算後再疊加。電流控制信號既可以是正信號也可以是負信號，既可以注入電流也可以吸收電流。在一個實施例中可以使用跨導放大器。

電路600示出一個第一參考信號REF，REF可以是一 個隨溫度變化很小的基準電壓/電流，也可以是一個PTAT(隨溫度升高)電壓/電流，也可以是一個IPTAT(隨溫度升高降低)電壓/電流。為分析的方便，在以下的分析中假定REF是一個電壓信號。

控制電路103，根據第一電流信號I_FIRST 、補償信號602和第一參考信號REF，產生控制信號V_CON 。在一個實施例中，控制電路103包括遲滯產生電路，產生高閾值電壓V_B1 和低閾值電壓V_B2 。所述的遲滯產生電路包括：第二電阻耦接於遲滯產生點B點和C點之間；第三電阻，耦接於C和接地端GND；第二開關M2，與所述第三電阻並聯，受所述控制信號V_CON 控制。可以使用NMOS電晶體實現第二開關。由於NMOS開關導通時，相比於第三電阻R3，其導通電阻非常小。可以近似的認為，當開關導通時候，C點的電位為接地電位。

第一比較器P1，其第一輸入端耦接於遲滯產生電路。在一個實施例中，連接於遲滯電壓產生點B點，改變所述控制信號的高低電平；其第二端耦接於第一參考信號REF；驅動器D1，耦接於所述第一比較器C1的輸出端，輸出所述控制信號V_CON 。

正常工作時，當控制信號V_CON 為高電平時候，負載上電流逐漸增大，B點電壓也逐漸增大。此時，由於第二開關M2導通，C點電位為接地電位，當B點電壓升高到V_REF (第一參考信號REF的電壓值)時，比較器的輸出將輸出低電平，關閉M1和M2，此時，補償電流I_COM 和第 一電流信號I_FIRST 疊加後流過第二電阻R2，假定比較器反轉時刻電感電流I_SENSE 數值為I_TH1 ，可以得到， (I_COM +K×I_TH1 )×R2=V_REF (5)

由(5)可以得到，I_TH1 =(V_REF /R2-I_COM )/K (6)

如圖7所示，M2突然截止後，由於電流將流經R3。因此C點電壓突變並升高，B點升高至高閾值電壓V_B1 ， V_B1 =(R3+R2)×V_REF /R2 (7)

可以得到B點電壓的突變值△V_B1 ，△V_B1 =V_B1 -V_REF =R3×V_REF /R2 (8)

B點電壓突變後，V_CON 保持低電平。由於M1保持關閉，電流將沿著負載、電感L、整流器組成的路徑流動，電感上電流I_SENSE 持續減小，第一電流信號I_FIRST 也持續減小，從而導致B點電壓降低。當B點電壓降低到V_REF 的時候，比較器發生反轉，輸出高電平，M1和M2重新導通。此時，補償電流I_COM 和第一電流信號I_FIRST 疊加後流過第二電阻R2和第三電阻R3，假定比較器反轉時刻電感電流I_SENSE 數值為I_TH2 ，可以得到，(I_COM +K×I_TH2 )×(R3+R2)=V_REF (9)

由(9)可以得到，I_TH2 =(V_REF /(R3+R2)-I_COM )/K (10)

M2突然導通後，由於電流將流經M2，因此B點電壓降突變並降低，此時將降低至低閾值電壓V_B2 ，V_B2 =R2×V_REF /(R3+R2) (11)

可以得到B點電壓的突變值△V_B2 ，△V_B2 =V_REF -V_B2 =R3×V_REF /(R3+R2) (12)

那麽B點電壓的平均值/V_B 為，/V_B =V_REF ×[1+△V_B1 ×(1-D)/2-△V_B2 ×D/2] (13)

其中D為工作循環。由於R3的作用一般是提供遲滯電壓，在一個實施例中有R2>>R3，則△V_B1 △V_B2 ，那麽當工作循環小於50%時，B點電壓的平均值/V_B 將大於電壓V_REF ，當工作循環大於50%時，B點電壓的平均值/V_B 將小於電壓V_REF 。在一個實施例中，如果不忽略R3的影響，嚴格的遵守△V_B1 >△V_B2 ，那麽，當△V_B1 ×(1-D_EXACT )-△V_B2 ×D_EXACT =0 (14)

即，D_EXACT =△V_B1 /(△V_B1 +△V_B2 )=(R3+R2)/(R3+2×R2) (15)

時補償電路提供的補償信號I_COM 為零。當工作循環小於D_EXACT 時，B點電壓的平均值/V_B 將大於電壓V_REF ，當工作循環大於D_EXACT 時，B點電壓的平均值/V_B 將小於電壓V_REF 。

在一個實施例中，使用低通濾波器將B點電壓的平均值輸出至D點。在一個實施例中，將電流從放大器流入控制電路定義為正，將放大器從B點吸入電流定義為負。跨導放大器的正端耦接至第一參考信號REF，第二端耦接至D點，則輸出的電流控制信號I_COM ，I_COM =G_M ×(/V_B -V_REF ) (16)

其中，G_M 為跨導放大器的跨導，反映了放大器將兩 個輸入端電壓差轉化為電流信號的能力。

更具上述/V_B 和工作循環的分析，可以得出：在一個實施例中，工作循環小於50%時，B點電壓的平均值/V_B 將大於電壓V_REF ，I_COM 為正，電流從放大器通過B點流入控制電路；當工作循環大於50%時，A點電壓的平均值/V_B 將小於電壓V_REF ，I_COM 為負，放大器從B點吸入電流。

根據(6)和(10)，可以得到平均負載/電感電流 /I_SENSE =(I_TH1 +I_TH2 )/2=(REF/(R3+R2)+REF/R2-2×I_COM )/K/2 (17)

在一個實施例中，工作循環小於50%時，I_COM 為正，/I_SENSE 將減小。克服了“在一個實施例中，……因此，當工作循環小於50%時，平均電流/I_L 將會向接近I_TH1 的方向漂移，產生誤差，平均電流高於預設值”；當工作循環大於50%時，I_COM 為負，/I_SENSE 將增大，克服了“反之，當工作循環大於50%時，平均電流/I_L 將會向接近I_TH2 的方向漂移，產生誤差，平均電流低於預設值”。

開關M1，耦接於開關端SW和電源接地端GND，在控制信號作用下，導通和關斷。可以使用NMOS電晶體IGBT等實現第一開關。在600所示的系統中，開關M1和M2控制端一起耦接於驅動器的輸出，在其他實施例中兩個信號可以不耦接於同一節點，例如將M2的控制信號耦接於驅動器之前。

圖8所示的系統800，是根據本技術的另外一個實施 例。與600的區別在於，補償電路801，產生補償信號802。根據本技術的一個實施例，所述電補償電路801包括：低通濾波器803；第一放大器804，其第一輸入端通過低通濾波器803耦接於第一比較器C1的輸出，第二輸入端耦接於第二參考電壓VCC/2；VCC是晶片的內部電源，等於比較器或者反相器輸出的高電平信號。

800的工作流程如下：比較器的輸出經過低通濾波器後，如果工作循環小於50%，那麽比較器的負端電壓將小於VCC/2，跨導放大器804將向B點注入電流，即I_COM 為正。根據(17)，I_SENSE 將減小，克服了“在一個實施例中，……因此，當工作循環小於50%時，平均電流/I_L 將會向接近I_TH1 的方向漂移，產生誤差，平均電流高於預設值”；當工作循環大於50%時，I_COM 為負，/I_SENSE 將增大，克服了“反之，當工作循環大於50%時，平均電流/I_L 將會向接近I_TH2 的方向漂移，產生誤差，平均電流低於預設值”。

圖9所示的系統900，是根據本技術的另外一個實施例。與600的區別在於，補償電路901，產生補償信號902。根據本技術的一個實施例，所述電補償電路901包括：第三低通濾波器903；第三放大器904，其第一輸入端通過低通濾波器903耦接於第一比較器C1的輸出，第二輸入端耦接於第一參考信號REF；第四電阻R_COM ，耦接於第一參考信號和第三放大器904的輸出端；第一電容C_COM ，耦接於第三放大器904的第一輸入端和輸出端。

900的工作流程如下：如對600的分析，根據(13)，當工作循環小於50%時，B點電壓的平均值/V_B 將大於電壓V_REF ，即V_E 大於V_REF 。跨到放大器904將吸入電流，V₉₀₂ 的電壓降低。當工作循環大於50%時，B點電壓的平均值/V_B 將小於電壓V_REF ，V₉₀₂ 的電壓升高。

根據(6)和(10)，將I_COM 設置為零，用V₉₀₂ 代替V_REF ，可以得到高低定限電壓I_TH3 、I_TH4 為，I_TH3 =V₉₀₂ /R2/K (18)

I_TH4 =V₉₀₂ /(R3+R2)/K (19)

從而可以得到，負載/電感的平均電流/I_L3 為，/I_L3 =(I_TH1 +I_TH2 )/2=[V₉₀₂ /(R3+R2)+V₉₀₂ /R2]/K/2

工作循環小於50%時，V₉₀₂ 降低導致I_L3 減低，克服了“在一個實施例中，……因此，當工作循環小於50%時，平均電流/I_L 將會向接近I_TH1 的方向漂移，產生誤差，平均電流高於預設值”；當工作循環大於50%時，V₉₀₂ 升高導致I_L3 升高，克服了“反之，當工作循環大於50%時，平均電流/I_L 將會向接近I_TH2 的方向漂移，產生誤差，平均電流低於預設值”。

本技術通過將補償電路引入系統，提供了精準的負載電流。如何實現補償電路，不是本技術要重點討論的，因此，不在一一列舉具體實施例。

同樣，上述實施例主要是針對工作循環的影戲而作示例性介紹。這些實施例還可以用於克服電路延時的影響， 比如對於電流取樣電路，電流小時延時較大，電流大的時候延時較小。補償電路可以取樣可以反映第一電流信號的大小的信號，並補償控制迴路。這些都是在本技術的覆蓋之內。

儘管本發明已經結合其具體示例性實施方式進行了描述，很顯然的是，多種備選、修改和變形對於本領域技術人員是顯而易見的。由此，在此闡明的本發明的示例性實施方式是示意性的而並非限制性。可以在不脫離本發明的精神和範圍的情況下作出修改。

在本公開內容中所使用的量詞“一個”、“一種”等不排除複數。文中的“第一”、“第二”等僅表示在實施例的描述中出現的先後順序，以便於區分類似部件。“第一”、“第二”在申請專利範圍中的出現僅為了便於對申請專利範圍的快速理解而不是為了對其進行限制。申請專利範圍中的任何附圖標記都不應解釋為對範圍的限制。

100‧‧‧LED電流控制電路

101‧‧‧續流電路

102‧‧‧電流感測電路

103‧‧‧控制電路

400‧‧‧電路系統

401‧‧‧補償電路

402‧‧‧補償信號

600‧‧‧電路系統

601‧‧‧補償電路

602‧‧‧補償信號

603‧‧‧低通濾波器

604‧‧‧第一放大器

800‧‧‧電路系統

801‧‧‧補償電路

802‧‧‧補償信號

803‧‧‧低通濾波器

804‧‧‧第一放大器

900‧‧‧電路系統

901‧‧‧補償電路

902‧‧‧補償信號

903‧‧‧第三低通濾波器

904‧‧‧第三放大器

本發明將通過例子並參照附圖的方式說明，其中：圖1示出一種LED電流控制電路100。

圖2是工作循環為50%時電感器L的電流I_L 和開關SW波形圖。

圖3是工作循環為90%時電感器L的電流I_L 圖。

圖4是實施例400的系統結構圖。

圖5是一個實施例的工作流程圖。

圖6是實施例600的電路圖。

圖7是實施例600工作時產生高低閾值的波形。

圖8是實施例800的電路圖。

圖9是實施例900的電路圖。

101‧‧‧續流電路

102‧‧‧電流感測電路

103‧‧‧控制電路

400‧‧‧電路系統

401‧‧‧補償電路

402‧‧‧補償信號

Claims (10)

1. 一種電流控制電路，包括：續流電路，包括電感、整流器和負載；電流感測電路，感測流經負載/電感的電流，並產生第一電流信號；補償電路，產生補償信號；第一參考信號；控制電路，根據第一電流信號、補償信號和第一參考信號，產生控制信號；開關，耦接於續流迴路，在控制信號作用下導通和關斷；其中，該補償信號與該第一電流信號相疊加，該補償電路包括：低通濾波器，第一放大器，其第一輸入端通過低通濾波器耦接於該控制電路，第二輸入端耦接於該第一參考信號，輸出端輸出該補償信號。
2. 根據申請專利範圍第1所述的電流控制電路，其中，該負載是LED。
3. 根據申請專利範圍第1所述的電流控制電路，其中，還包括輸入端和開關端，該負載和電感串聯後耦接於輸入端和開關端之間，該整流器耦接於輸入端和開關端之間。
4. 根據申請專利範圍第1所述的電流控制電路，其 中，還包括取樣電阻，該取樣電阻和該負載/電感串聯，該電流感測電路透過該取樣電阻感測流經負載/電感的電流。
5. 根據申請專利範圍第4所述的電流控制電路，其中，該取樣電阻具有第一端和第二端；該電流感測電路包括：第一電阻，具有第一端和第二端，其第一端耦接於取樣電阻的第一端；第一誤差放大器，其第一輸入端耦接於第一電阻的第二端，第二輸入端耦接於取樣電阻的第二端；第一電晶體，其閘極耦接於第一誤差放大器的輸出端，第一輸入端耦接於第一電阻的第二端，第二輸入端耦接於該控制電路。
6. 根據申請專利範圍第1所述的電流控制電路，其中，該控制電路包括：遲滯產生電路，產生高閾值電壓和低閾值電壓；第一比較器，耦接於該遲滯產生電路和該第一參考信號；驅動器，耦接於該第一比較器的輸出端，輸出該控制信號。
7. 根據申請專利範圍第6所述的電流控制電路，其中，該遲滯產生電路包括：第二電阻； 第三電阻，耦接於該第二電阻；第二電晶體，與該第三電阻並聯，受該控制信號控制。
8. 根據申請專利範圍第1所述的電流控制電路，其中，該補償信號是於工作循環相關的信號。
9. 一種電流控制電路，包括：續流電路，包括電感、整流器和負載；電流感測電路，感測流經負載/電感的電流，並產生第一電流信號；補償電路，產生補償信號；第一參考信號；控制電路，根據第一電流信號、補償信號和第一參考信號，產生控制信號；開關，耦接於續流迴路，在控制信號作用下導通和關斷；其中，該補償信號與該第一電流信號相疊加，該電補償電路包括：第二參考電壓，低通濾波器，第二放大器，其第一輸入端透過低通濾波器耦接於控制電路的輸出，第二輸入端耦接於第二參考電壓，輸出端輸出該補償信號；其中，第二參考電壓為控制電路輸出電壓高電平的一半。
10. 一種電流控制電路，包括： 續流電路，包括電感、整流器和負載；電流感測電路，感測流經負載/電感的電流，並產生第一電流信號；補償電路，產生補償信號；控制電路，根據第一電流信號和補償信號，產生控制信號；開關，耦接於續流迴路，在控制信號作用下導通和關斷；其中，該電補償電路包括：低通濾波器，第三放大器，其第一輸入端透過低通濾波器耦接於控制電路，第二輸入端耦接於第一參考信號，輸出端輸出該補償信號；第四電阻，耦接於第一參考信號和第三放大器的輸出端；第一電容，耦接於第三放大器的第一輸入端和輸出端。