CN102106067A - Dc-dc转换器的延迟补偿 - Google Patents

Dc-dc转换器的延迟补偿 Download PDF

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博比·雅各布·丹尼尔
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Abstract

公开了一种控制DC-DC转换器的方法，该方法提供了对例如由于比较器操作中的延迟而引起的循环延迟的补偿。参考迟滞转换器示例了该方法，但是该方法不限于迟滞转换器。

Description

DC-DC转换器的延迟补偿
技术领域
本发明涉及电源，具体涉及用在电源中的DC-DC转换器。
背景技术
许多电设备特别是大多数现代电子设备利用直流(DC)电源进行工作。然而，至少就关注的常设电源而言，至少供家庭用户使用的绝大多数固定电力是交流(AC)供电的形式，这种交流供电以额定电压传送至千家万户，额定电压取决于地理位置典型地为110V、220V、240V。因此，对于能够从AC市电转换为DC形式电功率的电功率转换器存在巨大的需求。
此外，对于由DC电源供电的电设备或电子设备，设备利用多种DC电压电平变得越来越常见。因此，个人电脑可以具有24V的DC电源，但是还包括一些以24V、12V或5V工作的系统或部件。作为另一示例，个人移动设备如PDA或移动电话可以用提供4.8V固定电压的电池来工作，但是还包括以不同电压如1.7V或3.3V工作的电路或集成电路(IC)。可从NXP半导体购得的示例个人计算机芯片GreenchipTM提供12V、5V和3.3V中每一电压。移动闪存典型地需要3.5V至4V之间的电压。同样来自NXP的迟滞(hysteretic)降压转换器LED驱动器IC如CoalaTM芯片利用24V设计输入提供范围在6V至22V的输出。
为了传送与所提供的DC电压不同的DC电压，普遍使用DC-DC转换器。
DC-DC转换器的示例是迟滞转换器。迟滞DC-DC转换器典型地具有可切换地连接至电感器的输入。电感器的另一侧可以连接至电容器并提供稳定的DC输出。使用晶体管对或其他开关对，去往电感器的输入在额定电源电压与额定地电压之间切换。因此通过电感器的电流交替地增大和减小。因此输出处的平均电压在第一近似下取决于输入电压的占空系数(mark-space ratio)：在一种极端情况下，如果输入电压始终是额定电源电压，则输出电压也是额定电源电压；在相反的极端情况下，如果输入电压始终是额定地电压，则输出电压也是额定地电压。对于去往电感器的输入在周期时间的50％内为高的典型占空系数，输出电压额定地是电源电压的50％。通常，对于降压转换器，输出电压(Vout)等于按占空比(dutycycle)来缩放的输入电压(vVn)：
Vout＝Vin.占空比
在这样的迟滞转换器中，通过电感器的电流典型地具有锯齿波形。电流从预期的最小值或谷值线性地增大，直到该电流达到预期的最大值或峰值。一旦电流达到了该最大预期值，就将输入切换至低，电流再次从峰值线性地减小至预期谷值。一旦电流达到预期谷值，就再次切换输入，这次将输入切换至高或电源电压，电感器中的电流再次开始上升。因此，电流具有近似锯齿的波形。波形典型地不是对称的：也就是说，典型地电流上升的速率与电流下降的速率不同。
在具体设备中，该电流周期或电流循环(loop)通常不符合上述理想化的锯齿。引起不准确性的循环中一个具体延迟或循环延迟是由于比较器而引起的延迟：为了确定何时切换输入电压，感测电感器电流(通常利用感测电阻器两端的电压)；利用比较器将该电压与基准值相比较；然而由于比较器进行比较所花费的时间，在稍晚于电流经过基准值的时刻才切换输入电压。因此，由于该延迟，存在超出预期峰值或谷值的电流过冲和/或下冲。
在迟滞转换器中，平均电流在峰值和谷值之间的当中。预期的平均电流在内部设置的基准峰值与谷值之间的当中。然而，如果电流经过基准值的时刻到转换器相反切换的时刻之间存在延迟Td，这将引起等于Td×dI/dt_rise的电流过冲，其中，I是通过电感器的电流，dI/dt是电流变化速率，dI/dt_rise是指上升期间的电流斜率。等同的下冲等于Td×dI/dt_fall。
这导致以下两种效果：首先，纹波超出预期，超出的量等于过冲之和，其中可以将纹波定义为通过电感器的最大电流和最小电流之间的变化；其次，如果上升和下降斜率即dI/dt_rise和dI/dt_fall不同(一般情况下是这样的)，则实际平均电流和预期平均电流(是基准峰值和谷值的均值)之间会存在偏差。
美国专利申请公布US 2007/0103126公开了一种对由于过冲和下冲之间的失配而引起的DC偏移加以补偿的方法。基于所测量的过冲，电感器电流的下降时间段增大，使得电流下降至基准值以下。由于电流下降速率通常低于电流上升速率，所以谷值处的循环延迟所引起的下冲通常比峰值处经历的过冲小。然而，下冲时间段在时间上被故意增大，使得下冲电流等于过冲电流：因此效果相互抵消，得到的平均电流是基准峰值和谷值的均值。因此，该现有技术补偿了平均电流偏移，但是实际上增大了输出纹波。此外，这种方法是计算密集的并且不考虑由于工艺、电压和温度变化而引起的循环延迟Td的变化。这些变化可能是重要的。
因此仍然需要对DC-DC转换器中的循环延迟加以补偿的方法。
发明内容
本发明的目的是提供了一种补偿DC-DC转换器中循环延迟的改进方法。
根据本发明，提供了一种控制DC-DC转换器的方法，所述DC-DC转换器具有第一状态和第二状态，第一状态和第二状态中的每一个状态是充电状态或放电状态，DC-DC转换器被设置为根据信号的预定限值将状态从第一状态改变到第二状态，在改变指令与状态从第一状态改变到第二状态之间具有延迟，该方法包括以下步骤：
(a)确定表示DC-DC转换器处于第一状态时信号的变化速率的速率信号，
(b)确定表示延迟的延迟信号，
(c)根据速率信号和延迟信号来确定过冲，以及
(d)将预定限值偏移与过冲相对应的量。
有利地，第一状态是充电状态，第二状态是放电状态。备选地，第一状态是放电状态，第二状态是充电状态。因此，本发明涉及从充电到放电的转变和从放电到充电的转变之一或这两者。
优选地，信号是电压，因为这提供了特别便于测量和处理的信号。
典型地，过冲等于电压的变化速率乘以延迟。
有利地，步骤(a)可以包括在第一电容器两端施加电压的拷贝以产生结果电流，步骤(c)可以包括利用结果电流的镜像对第二电容器进行充电。这些表示上述步骤的特别方便的实现方式，这些实现方式可以通过使用模拟部件来容易且低成本地实现。备选地，可以通过数字处理来实现这些步骤。
有利地，在步骤(c)，可以通过在与延迟信号相对应的充电时间段结束时确定第二电容器两端的电压来确定过冲。
本发明的上述有利但非限制性的方面同样可应用于放电与充电状态之间的转变(细节上作必要改动)。
有利地，本发明包括如上所述在充电到放电转变期间控制DC-DC转换器，然后如上所述在放电到充电转变期间控制DC-DC转换器。因此，本发明包括在电流循环两端对转换器的完全控制。
在特别方便的实现方式中，DC-DC转换器在迟滞控制下可操作。备选地或附加地，DC-DC转换器可以在峰值电流控制和/或谷值电流控制下可操作。
通过参考以下描述的实施例，本发明的这些和其他方面将变得清楚并且得以阐述。
附图说明
参考附图，仅以示例的方式描述本发明的实施例，附图中：
图1是根据本发明一方面的采用循环延迟补偿的迟滞转换器的示意图；
图2示出了根据现有技术的迟滞转换器的输出电流的变化；
图3示出了针对根据本发明实施例操作的迟滞转换器，输出电流以及峰值基准电平和谷值基准电平随时间的变化；
图4示出了图1的示意图中各个节点的波形。
图5是实现峰值循环延迟的电路图；
图6示出了与图5的电路相对应的波形；以及
图7是实现谷值循环延迟的电路图。
应注意，附图是图示性的而不是按比例绘制的。为了附图的清楚和方便，图中的相对尺度和比例被示为在尺寸上放大或缩小。相同的附图标记通常用于表示修改的不同实施例中相应或类似的特征。
具体实施方式
图1示出了采用循环延迟补偿的迟滞转换器。区域1中所示的基本转换器包括串联连接在电源电压Vin与地电平4之间的高侧开关2和低侧开关3。高侧开关2与低侧开关3之间的中间节点LX连接至电容器4以及电感器5的一个端子。高侧开关2与低侧开关3由相应的驱动器22和23来驱动；驱动器22和23均由控制器7来控制。
利用连接在负载9与地之间的感测电阻器8来感测来自电感器5的输出电流。
在该具体示例中，负载9被示为发光二极管(LED)串；然而，负载不限于LED，而是例如可以是荧光灯、正在充电的电池、PC电路、移动设备电子装置等。在每一种情况下，必须将电流感测电阻器放在合适的位置以获得准确的电流：因此，可以适当地将电流感测电阻器放在电感器的开关侧、或放在开关与电源之间、或放在开关与地之间。
在控制装置10中具有差分放大器和比较器11。
至上述内容为止，该迟滞转换器与现有技术的迟滞转换器相同。在这种现有技术转换器的操作中，利用感测电阻器8来感测通过电感器和负载的电流。将感测电阻器8两端的电压输入至比较器和差分放大器11。在比较器11中将该电压与峰值电压(Vpeak)(未示出)相比较以实现峰值比较，并且将该电压与谷值电压(Vval)(未示出)相比较以实现相应的谷值比较。将来自比较器的输出(以13示出)输入至控制装置7，以分别驱动高侧开关2和低侧开关3。
相反，如图1所示，本发明的实施例并入了附加的控制功能。现在将描述功能块，然后描述本实施例的操作。具体地，除了将感测电压输入至比较器和差分放大器11以外，还利用电压镜(voltage mirror)或电压缓冲器14将该感测电压施加到方向性电流镜(directional currentmirror)15。方向性电流镜15对第一电容器C1充电，并且通过二极管16对锯齿发生器17充电。锯齿发生器17通过定时模块18来控制，且操作用于对电容器2反复充电并提供锯齿电压输出19(V-saw)。通过二极管31将锯齿电压19连接至峰值偏移发生器30。在比较器输出13的反相信号(inverse)13’的控制下，在偏移发生器30中使用锯齿输出19来对电容器3充电。此外，还通过二极管41将锯齿输出19输入至谷值偏移发生器40。在该控制块中，在比较器输出13的控制下对电容器C3充电。将分别从偏移发生器30和40输出的峰值电压偏移32和谷值电压偏移42施加到预定的峰值电压34和谷值电压44，以分别产生调节后的峰值电压35和调节后的谷值电压45。这些调节后的电压经由复用器50来复用，并作为基准电压51提供给差分放大器和比较器11。
现在将参考图2和3给出本发明该实施例的操作概述；然后参考图4的波形更详细地说明如图1所示的该实施例的实现方式。
图2示出了感测电阻器两端的电压随时间的变化，其中感测电阻器两端的电压表示来自转换器的输出电流。在初始上升时间段之后，电压200被示为以锯齿形式变化，在201、201’和201”处是峰值，在202、202’和202”处是谷值。看到预定的峰值电平201略低于连续实际峰值201、201’和201”的值。此外，预定的谷值电平220稍高于202、202’和202”处所示的实际谷值。由于预定谷值与实际谷值之差大于预定峰值210与实际峰值201之差，所以实际电压的均值(与电平202和202之间的中点相对应)将高于根据预定谷值和峰值来计算的平均值(在电平210与220之间)：因此，在期望的平均电压(210和220之间的中点)与实际平均电压(202和201之间的中点)之间存在DC偏移。
参考图3可以容易地理解本发明该实施例的操作。该图示出了根据本发明该实施例操作的迟滞转换器的感测电阻器两端的电压随时间的变化。感测电压32与图2所示的感测电压具有相同的上升梯度，并且类似地具有相同的下降梯度。然而，在这种情况下，感测电压300的实际峰值301、301’和301”的值与预定的基准峰值电平210相同。这是因为基准峰值210偏移了电平212，电平212对应于没有补偿的情况下转换器的基准电平210和实际峰值电平201之差。对预定的峰值电压210施加偏移212产生了调节后的峰值电压211、211’。比较器使用该电平211、211’来确定切换的时刻。
通过比较图3和图2可以得到对本实施例该方面的更好理解。图3中的阴影三角形305在面积和形状方面与图2中的阴影三角形205一致。图2中三角形205的高度表示超出预期预定电压峰值的感测电压过冲；相反，三角形305的底相对于峰值电压210下降一定的量，使得三角形305的顶点与预定峰值电压210处于相同的电平，其中三角形305的底处于调节后的峰值电压211，三角形305的顶点301’表示实际峰值电压。
在本发明的该实施例中，对感测电压的谷值电平应用类似补偿方法(细节上作必要改动(mutatis mutandis))。也就是说，通过将预定的谷值电平增大偏移222以得到调节后的谷值电平221、221’，避免了下冲而不是过冲。在感测电压300经过调节后的谷值电压221的时刻，比较器进行对切换高侧开关和低侧开关的判定。然而由于延迟，判定稍后才会起作用，而那时感测电压300已刚好达到原始预定谷值电平。
如图3所示，调节后的谷值电平221、221’与原始预定谷值电平220之间的偏移(即，偏移222)比针对峰值电压的等同偏移212大。然而，如果偏移222和221的大小相等或者如果峰值偏移212大于谷值偏移222，同样可以应用根据本发明该实施例的方法。
现在将参考图4的波形更详细地描述本发明该实施例的操作。图4中由上至下列出的波形是以下信号的波形：感测电压401；方向性电流镜15的输入11和输出12；与定时装置18的输出相对应的定时锯齿404；与图1的电压锯齿输出19相对应的电压锯齿405；对峰值电压406的偏移；以及对谷值电压407的偏移。
I1和I2表示图1所示的方向性电流镜15的相应输入和输出处的电流：I1表示流向电容器C1中的电流，因此在充电和放电两个阶段具有相反的极性；I2表示电流镜另一侧的电流，因此该电流被整流。如下所述，在两个阶段以不同方式操作的一些特定实施例中，由于有两个单独的电流镜，因此不存在来自电流镜的单一形式输出I2。
为了准确地反复补偿延迟，重要的是能够准确地反复计算对电压峰值和电压谷值34和44分别所需的偏移。这在该实施例中通过使用轨迹404的定时信息来实现。定时信息准确地复制了实际延迟Td。然后使用两个输入元素来构造电压锯齿405：根据定时信息404来直接确定锯齿的重复速率；根据感测电压的梯度来确定锯齿的梯度。在图1所示的具体实现方式中，通过使用Vsense的拷贝来对第一电容器(C1)充电并对电流(C.dV/dt)进行镜像(镜像后的电流然后用于对相同值的另一电容充电)，计算出感测电压的梯度，即dVsense/dt。刚好在Td之后，第二电容(C2)上的电压等于Td×dVsense/dT。然后，将电容快速放电，然后在Td的持续时间内将电容再次充电。因此，得到了锯齿，该锯齿的峰值在刚好与所需的补偿量相等的值处。因此，对峰值电压的所需偏移406等于锯齿的顶点电平。通过将第二电容C2经由二极管连接至小得多的电容器C3来抽取锯齿的顶点。C3用于存储锯齿的峰值，并在下一阶段被重置为零。
一旦切换了开关，并且通过电感器的电流正在减小进而感测电压401正在减小，就形成了新的锯齿电压，如轨迹405的第二部分所示。使用相同的定时信息404，使得锯齿的时间段Td相对于轨迹405的第一部分不改变，然而锯齿的梯度现在对应于Vsense的下降速率。由于在该示例中Vsense的下降比上升要缓慢，所以锯齿的梯度低于第一部分中的梯度。锯齿在时间段Td之后被重置之前达到的峰值因此比在第一部分中达到的峰值低。因此，在该示例中，对谷值电压的偏移407小于峰值电压的等同偏移406。(为了清楚且便于理解，注意这与图3的示例所示的情形成相反关系，在图3所示的情形中，对谷值电压的偏移大于对峰值电压的偏移。)
由于在任何一个时刻，感测电压401不是在上升就是在下降而不是同时上升和下降，所以在任何时刻只需要偏移406和407之一，因此可以使用相同的电容器C3来存储针对谷值和峰值两者的偏移信息。
根据本发明的该实施例，在每个周期期间计算图1所示的调节后的峰值电压和谷值电压35和45，该调节后的峰值电压和谷值电压35和45用作比较器中的基准电平。因此，实施例自动提供了补偿而与诸如温度、输出电压等条件的变化无关。因此，由于将感测电压的梯度dVsense/dt与来自匹配延迟块的实际延迟信息一起使用，所以本发明该实施例所提供的对问题的解决方案是自对准的——始终准确地补偿下冲和过冲。
图5和7示出了根据本发明第二实施例的电路图。图5描绘了实现峰值偏移的电路，图7描绘了实现谷值偏移的电路。图7的电路与图5的电路类似，因此针对相似的部件使用相似的附图标记。此外，在这些电路具有图1中相应的部件或功能块的情况下，使用与图1中的附图标记相似的附图标记。
在图5中，对差分放大器或运算放大器(op-amp)511的正输入施加感测电压Vsense；将负输入经由高值电阻器R501连接至地。经由源极跟随器514将opamp的输出反馈至op-amp 511的负端子。这确保了负端子跟随正端子的电压；因此将op-amp的输出节点556合适地标记为vsense_follow。电容器C501连接在vsense_follow节点556与地之间，使得在Vsense上升时电容器C501两端的电压跟随Vsense。对电容器C501充电所需的电流来自于通过源极跟随器514的源极而连接的高侧电流镜515。提供电阻器R501以确保在Vsense开始下降时电容器放电。希望该电阻器在Vsense上升时具有最小的影响，因此为电阻器R501选择高电阻。
电流镜515对C501充电电流进行镜像，镜像电流通过晶体管517的源极，因此是锯齿形式的。
因此，晶体管517的漏极(与锯齿节点Vsaw(551)相对应)经由电容器502连接至地；晶体管517的栅极连接至锯齿定时输入518。锯齿定时节点518还作为栅极信号连接至晶体管560，晶体管560连接在电压锯齿节点551与地之间。因此，锯齿节点551是电容器C502两端的电压，通过在作为T_delay的精确持续时间内提供镜像电流来形成锯齿。因此，输入508在时间T_delay内为高，然后在一段时间内为低，然后在T_delay内再为高。在508的低阶段，晶体管560对c502放电。这形成了具有交替的充电和放电阶段的锯齿。
电压锯齿节点551经由二极管541对电容器C503充电，以在节点550处(即，在电容器C503的高侧)产生Vpeak-offset。峰值偏移节点550还经由重置晶体管561连接至地，重置晶体管561的栅极连接至比较器输出comp_out。
操作上，该电路如以上针对图1的示意图所述来工作。
图7描绘了实现谷值偏移并以与图5的电路以实质上相似的方式来操作的电路。因此，在图7中，对差分放大器或运算放大器(op-amp)711的负输入施加感测电压Vsense；负输入经由高值电阻器R701连接至模拟供电轨+Vcc。opamp的输出经由源极跟随器714反馈至op-amp711的正端子。这确保了正端子跟随负端子的电压；op-amp的输出节点756是vsense_follow。电容器C701连接在vsense_follow节点756与Vcc之间，使得在Vsense上升时电容器C701两端的电压跟随Vsense。对电容器C701充电所需的电流来自于通过源极跟随器714的源极而连接的低侧电流镜715。提供电阻器R701以确保电容器在Vsense开始下降时放电。希望该电阻器在Vsense上升时具有最小的影响，因此为电阻器R701选择高电阻。
电流镜715对C701充电电流进行镜像，镜像电流通过晶体管717的源极，因此是锯齿形式的。
至电压缓冲器714的低侧连接与电流镜715相连，来自电流镜715的输出仅间接地与晶体管717的源极(表现为锯齿)相连。即，与图5中来自等同电流镜515的输出直接连接至晶体管517的源极的电路不同，在这种情况下，来自电流镜715的输出通过第二电流镜753连接至晶体管717。该电流镜753包括p沟道增强模式MOSFET对。相反，电流镜715包括n沟道MOSFET；由于在该电路中需要跟随在Vsense下降时的dV/dt，所以电容器必须连接至Vcc，并且首先需要使用NMOST在低侧对电流进行镜像。
晶体管717的漏极(与锯齿节点Vsaw(551)相对应)经由电容器702连接至地；晶体管717的栅极连接至锯齿定时输入718。锯齿定时节点718还作为栅极信号连接至晶体管760，晶体管760连接在电压锯齿节点751与地之间。因此，锯齿节点751是电容器C702两端的电压，通过在作为T_delay的精确持续时间内提供镜像电流来形成锯齿。因此，输入708在时间T_delay内为高，然后在一段时间内为低，然后在T_delay内再为高。在708的低阶段，晶体管760对C702放电。这形成了具有交替的充电和放电阶段的锯齿。
电压锯齿节点751经由二极管541对电容器C703充电，以在节点750处(即，在电容器C703的高侧)产生Vvalley-offset。谷值偏移节点550还经由重置晶体管761连接至地，重置晶体管761的栅极连接至比较器输出comp_out。
以上参考图5和7描述的电流镜均具有晶体管对，该晶体管对与公共栅极相连，并且公共栅极连接至该晶体管对中输入侧晶体管的漏极，其中输出侧晶体管的漏极提供对通过输入侧晶体管的电流进行镜像的电流。然而，备选和等同形式的电流镜是本领域技术人员所熟知的，并且在实施例的范围内具有相同或相似的优点。
图6示出了与图5的电路图相对应的波形。具体地，该图示出了锯齿定时601、锯齿电压602和峰值电压偏移603。锯齿定时601是在图5的锯齿定时节点815处输入的信号的波形；锯齿电压是图5的Vsaw节点551的波形，峰值电压偏移对应于图5的Vpeak_offset节点550的波形。循环延迟持续时间等于锯齿定时间隔611。此外，在所示条件下，在时刻613之前峰值电压偏移是恒定的，在时刻613，包括op-amp 511和电压跟随器514的比较器变为高。
根据以上描述，由于两个阶段是由不同电路来实现的，所以显然在该特定实施例中并没有有效地再现图1和图4所示的信号I2。相反，在该实施例中，镜像电流仅在一个阶段中存在。I1仍然是C1的流入和流出电流，但是每个电流镜仅在这两个阶段之一中是活动的。在相反阶段，与C1并联的大电阻处理该电流。即，在充电阶段，R710工作；而在放电阶段，R501工作。
针对迟滞转换器实施例描述了本发明；然而本发明同样可以应用于其他形式的电流控制，如，峰值电流控制和谷值电流控制。
此外，参考完全使用模拟部件来实现的实施例描述了本发明。本领域技术人员清楚，等同的功能可以通过数字信号处理来实现，这样的实施例包含在本发明的范围之内。
通过阅读本公开，本领域技术人员将了解其他变化和修改。这样的变化和修改可以包含DC-DC转换器技术领域已知的等效和其他特征，这些等效和其他特征可以代替本文已描述的特征而使用或者与本文已描述的特征一起使用。
尽管所附权利要求针对特征的具体组合，然而应理解本发明公开的范围还包括在此明确或隐含地公开的任何新颖特征或者特征的任何新颖组合或者它们的一般化形式，无论其是否涉及任何权利要求中当前要求保护的发明，无论其是否消除了本发明解决的技术问题中的任何或全部。
在不同实施例中描述的特征也可以组合提供在单个实施例中。相反，为简明起见在单个实施例中描述的各种特征也可以分别提供或者以任何合适的子组合来提供。
申请人在此声明，在本申请或从本申请衍生的任何进一步申请的审查过程中，可以将新的权利要求表达为这些特征或这些特征的组合。
为了完整起见，还声明术语“包括”并不排除其他元件或步骤，术语“一”或“一种”并不排除多个，单个处理器或其他单元可以实现权利要求中阐述的若干装置的功能，权利要求中的附图标记不应解释为对权利要求的限制。

Claims (15)

1.一种控制DC-DC转换器的方法，所述DC-DC转换器具有第一状态和第二状态，第一状态和第二状态中的每一个状态是充电状态或放电状态，
DC-DC转换器被设置为根据信号的预定限值将状态从第一状态改变到第二状态，在改变指令与状态从第一状态改变到第二状态之间具有延迟，
所述方法包括以下步骤：
(a)确定表示DC-DC转换器处于第一状态时信号的变化速率的速率信号，
(b)确定表示延迟的延迟信号，
(c)根据速率信号和延迟信号来确定过冲，以及
(d)将预定限值偏移与过冲相对应的量。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，第一状态是充电状态，第二状态是放电状态。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，信号是电压。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，过冲等于电压的变化速率乘以延迟。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，步骤(a)包括在第一电容器两端施加电压的拷贝以产生结果电流，步骤(c)包括利用结果电流的镜像对第二电容器进行充电。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，在步骤(c)中，通过在与延迟信号相对应的充电时间段结束时确定第二电容器两端的电压，来确定过冲。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，第一状态是放电状态，第二状态是充电状态。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，信号是电压。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，过冲等于电压的变化速率乘以延迟。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，步骤(a)包括在第一电容器两端施加电压的拷贝以产生结果电流，步骤(b)包括利用结果电流的镜像对第二电容器进行充电。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，在步骤(c)中，通过在与延迟信号相对应的充电时间段结束时确定第二电容器两端的电压来确定过冲。
12.一种控制DC-DC转换器的方法，包括：根据权利要求2至6中任一项所述的方法来控制DC-DC转换器，然后根据权利要求7至11中任一项所述的方法来控制DC-DC转换器。
13.根据前述权利要求中任一项所述的控制DC-DC转换器的方法，其中，DC-DC转换器在迟滞控制下或者在峰值电流控制和/或谷值电流控制下可操作。
14.一种用于DC-DC转换器的控制器，所述控制器被配置为根据前述权利要求中任一项所述的方法来控制DC-DC转换器。
15.一种DC-DC转换器，适于受到根据前述权利要求中任一项所述的方法的控制。
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