CN102227863B - 快速恢复控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种控制电路，布置来基于反馈电压(VF)在连续的第一、第二和第三时间段期间产生控制信号(VC)，用于控制开关式电源(SMPS，102)的至少一个晶体管，其中在第一和第三时间段期间，控制电路适于将SMPS的输出电压调节为第一电压电平，在第二时间段期间，控制电路适于控制SMPS输出低电压，所述控制电路包括存储器(304)，适于存储在第一时间段的末尾由控制电路产生的控制信号的表示，其中控制电路适于在第三时间段的开始基于所存储的表示而输出控制信号。

Description

快速恢复控制电路
技术领域
本发明涉及用于控制DC-DC电压转换器的输出电压的控制电路，尤其涉及用于对DC开关式电源(SMPS)产生控制信号的控制电路。
背景技术
DC开关式电源(SMPS)用来将电路的电源电压转换为不同的DC电压电平。DC-DC转换器的输出电压可以低于输入电压(例如，在降压转换器的情况下)，可以高于输入电压(例如，在升压转换器的情况下)，或者可以高于或低于输入电压(例如，在升降压转换器的情况下)。这种电路包括开关晶体管，并且这些电路的输出电压受开关晶体管的占空比的控制。
为了调节开关晶体管的占空比，从而调节输出电压，已提出过模拟和数字控制电路。数字控制电路相对于模拟控制电路具有这样的优点，即使用较少的芯片表面面积，因此在许多应用(诸如便携式电脑、移动电话、数码相机等)中，数字控制电路是优选的技术方案。
已知的数字控制电路的一个问题是，其通常在功耗方面效率较差。
发明内容
本发明的实施例的目的在于，至少部分地克服现有技术中的一个或多个问题。
根据本发明的一方面，提供一种控制电路，布置来基于反馈电压在连续的第一、第二和第三时间段期间产生控制信号，用于控制开关式电源的至少一个晶体管，其中在第一和第三时间段期间，控制电路适于将SMPS的输出电压调节为第一电压电平，在第二时间段期间，控制电路适于控制SMPS输出低电压，所述控制电路包括：存储器，适于存储在第一时间段的末尾由控制电路产生的控制信号的表示，其中控制电路适于在第三时间段的开始基于所存储的表示而输出控制信号。
根据本发明的一个实施例，控制电路是数字控制电路，并且控制信号的所述表示是数字值。
根据本发明的另一个实施例，所述控制信号是PWM(脉冲宽度调制)信号，其占空比确定所述开关式电源的输出电压，并且控制信号的所述表示是数字占空比值。
根据本发明的另一个实施例，控制电路包括：数字控制器，适于在连续的多个循环中输出数字值；以及数字脉冲宽度调制块，布置来从数字控制器接收数字值并基于该数字值产生控制信号。
根据本发明的另一个实施例，控制电路适于在第三时间段的开始的数字控制器的N个循环中基于所存储的表示来输出控制信号，其中N至少等于2。
根据本发明的另一个实施例，数字控制器包括另一个存储器，布置来在第一时间段的末尾存储反馈电压的表示；以及控制电路适于在第三时间段的开始基于所存储的控制信号的表示来输出控制信号，直到反馈电压达到确定值。
根据本发明的另一个实施例，控制电路还包括比较器，布置来比较另一存储器中所存储的反馈电压的表示和第三时间段期间反馈电压的表示，其中控制电路布置为基于比较器的输出来确定反馈电压达到确定值的时间。
根据本发明的另一个实施例，数字控制器适于基于使用查找表、抖动控制、和模糊逻辑中的一个或多个的控制算法来确定数字值。
根据本发明的另一个实施例，控制电路还包括缓冲器，其耦合到存储器并布置来输出数字值。
根据本发明的另一方面，提供一种DC-DC电压转换器，其包括上述控制电路和耦合到该控制电路的开关式电源。
根据本发明的另一个实施例，所述开关式电源是降压转换器、升压转换器、以及升降压转换器中的一个。
根据本发明的另一方面，提供一种电子装置，包括：电源单元，布置来产生电源电压；以及上述DC-DC电压转换器，布置来将DC电源电压转换为不同于电源电压电平的电压电平。
根据本发明的另一个实施例，所述DC-DC电压转换器布置来驱动至少一个发光二极管。
根据本发明的另一方面，提供一种基于反馈电压在连续的第一、第二和第三时间段期间产生控制信号的方法，该控制信号用于控制开关式电源的至少一个晶体管，其中在第一和第三时间段期间，控制电路适于将SMPS的输出电压调节为第一电压电平，在第二时间段期间，控制电路适于控制SMPS输出低电压，所述方法包括以下步骤：将在第一时间段的末尾由控制电路产生的控制信号的表示存储到存储器中；以及在第三时间段的开始基于存储在存储器中的表示来输出控制信号。
根据本发明的另一个实施例，所述方法还包括接收表示第一、第二和第三时间段的定时的指令信号。
根据本发明的另一个实施例，所述方法还包括：在第一和第三时间段期间，通过数字控制器在连续的多个循环中产生数字值；通过数字脉冲宽度调制块基于该数字值产生控制信号，其中，在第三时间段的开始的数字控制器的多个循环中输出基于存储在存储器中的表示的控制信号。
根据本发明的另一个实施例，所述方法还包括：在第一时间段的末尾在另一个存储器中存储反馈电压的表示；通过比较器比较第三时间段期间的反馈电压的表示和所存储的反馈电压的表示，其中在第三时间段的开始输出基于存储在存储器中的表示的控制信号，直到比较结果达到确定值。
附图说明
本发明的上述及其他目的、特征、方面和优点根据以下参考附图对实施例的详细描述而变得显而易见，这些描述为示例性的而非限制性的，其中：
图1示出了DC-DC电压转换器的示例的示意图；
图2示出了图1所示DC-DC电压转换器的输出电压和指令信号的时序图的示例；
图3示出了根据本发明的实施例的DC-DC电压转换器的示意图；
图4示出了根据本发明的实施例的图3所示DC-DC电压转换器的更详细的示意图；
图5示出了根据本发明的实施例的图4所示DC-DC电压转换器的信号的时序图；
图6示出了根据本发明的实施例的图4所示DC-DC电压转换器的更详细的数字控制器的示意图；
图7示出了根据本发明的另一个实施例的图4所示数字控制器的可选实施例的示意图；以及
图8示出了根据本发明的实施例的电子装置的示意图。
在所有附图中，相同的特征采用相同的参考标号来标记。
具体实施方式
图1示出了DC-DC电压转换器100的示例的示意图。DC-DC电压转换器100包括开关式电源(SMPS)102，耦合到用于接收输入电压VIN的输入线104，并且耦合到用于提供输出电压VOUT的输出线106。
输出电压VOUT驱动负载108，在该示例中，负载108包括耦合在输出线106与地之间的一连串LED(发光二极管)110。输出线106还耦合到控制电路112，并且输出电压向控制电路112提供反馈电压VF。控制电路112在输入线114上接收参考电压VREF，并且在输入线116上接收指令信号(CMD)。基于信号VF、VREF和CMD，控制电路112产生控制信号VC，其提供在线118上以控制SMPS 102。特别地，控制信号VC控制SMPS 102中的一个或多个开关来调整输出电压VOUT。
可以设计特定类型的负载来由DC-DC电压转换器100周期性地驱动。例如，可以将LED 110控制为一闪一闪以减小其亮度，以及通过控制接通周期的占空比，可以调整LED的亮度。因此，电压VOUT可以是方波的形式，其具有例如约100Hz的频率，使得LED的闪烁对人眼来说是不可觉察的。
图1中的指令信号CMD用来激活或停用控制电路112，从而使SMPS 102的输出电压VOUT在高值与低值之间交替。
图2示出了根据一个示例的指令信号CMD和输出电压VOUT的时序图。指令信号CMD是方波，具有周期tP，每个周期包括持续时间tON的高脉冲和持续时间tOFF的低脉冲。在高脉冲期间，DC-DC电压转换器100的输出电压VOUT被控制为等于参考电压VREF。特别地，激活控制电路112来调节输出电压，以使得反馈电压VF等于参考电压VREF。在低脉冲期间，DC-DC电压转换器的输出电压VOUT下降到低电平VL，例如接地。特别地，停用控制电路112以使得向SMPS 102输出恒定的低电压，例如接地。
如图2所示，SMPS的输出电压VOUT在tOFF时间段的开始快速下降到VL。但是，在下一个tON时间段的开始，输出电压VOUT再次缓慢地上升到VREF。图2中将该上升时间标记为tR。该延迟由控制电路112在线118上实现与期望的输出电压对应的控制信号VC所需的循环数而产生。例如，控制电路使用抖动控制、查找表或模糊逻辑来确定控制信号VC，并且这些控制算法通常需要几十甚至几百个循环来得出正确的电平。
在输出电压达到期望的电平之前，负载不能根据需要操作。例如，在负载为LED的情况下，在达到特定电压之前，LED不能导通。因此，DC-DC电压转换器100在时间段tR期间输出的功率基本被浪费，从而导致较低的效率。
图3示出了DC-DC电压转换器300。DC-DC电压转换器300的与图1所示DC-DC电压转换器100相同的元件采用相同的参考标号来标记，并且不对其进行再次详细描述。
在DC-DC电压转换器300中，用控制电路302代替控制电路112。控制电路302接收反馈电压VF，在该示例中为SMPS 102的输出电压vOUT，但是在其他实施例中可以为不同的电压。控制电路302还接收指令信号CMD和参考电压VREF，并且输出控制电压VC。控制电路302与控制电路112之间的一个不同是，控制电路302包括存储器304，用于存储在指令信号CMD的tON时间段的末尾由控制电路302所产生的控制信号VC的表示。然后，在指令信号CMD的随后的tON时间段的开始，控制电路302输出存储在存储器304中的值，在下文中将更详细地说明。
图4更详细地示出了图3所示的DC-DC电压转换器300。在该示例中，SMPS 102是升压转换器。SMPS 102包括电阻器404，其一端耦合到输入线104，另一端耦合到电感器406的一端。例如，电阻器404表示电感器406的电阻，电感器406通常由线圈形成。电感器406的另一端耦合到晶体管408的一个主电流端子和二极管410的负极，在该示例中，晶体管408为MOS晶体管，二极管410表示晶体管408的内部结。二极管410的正极耦合到晶体管408的另一个主电流端子，晶体管408的另一个主电流端子还耦合到地。晶体管408的栅节点耦合到缓冲器414的输出端。电感器406还耦合到二极管412的正极。二极管412的负极耦合到SMPS 102的输出线106，并且还耦合到在输出线106与地之间串联耦合的电容器416和电阻器418。
与图1所示示例一样，图4中的负载108包括一连串二极管110。在该示例中，负载108不直接耦合到地，而是通过电阻器420耦合到地，并且从电阻器420与负载108之间的节点421取到控制电路302的反馈电压VF。因此，在该示例中，反馈电压VF基于通过负载的电流，通过负载的电流也通过电阻器420。在该示例中，参考电压VREF等于节点421的期望电压。
控制电路302包括模数转换器(ADC)422，其输入端耦合到节点421，用于接收反馈电压VF。数字控制器424耦合到ADC的输出端，并且数字脉冲宽度调制块(DPWM)426耦合到数字控制器424的输出端。
ADC 422将信号VF转换为数字形式，并且将其作为数字信号VF(n)提供给数字控制器424。数字控制器424基于VF(n)和在输入线114接收的参考电压VREF产生数字占空比信号d(n)。数字占空比信号d(n)输出到DPWM块426，并且当指令信号CMD为高时，d(n)的最新值还存储在存储器304中。DPWM块426输出控制信号VC到SMPS102的缓冲器414。
现在将描述图4的SMPS 102的操作。
当指令信号CMD为高时，控制信号VC为方波，其占空比确定SMPS 102的输出电压。在控制电压VC为高的第一阶段期间，晶体管408被控制为导通。因此，在第一阶段期间，电流从输入线104流过电阻器404、电感器406和晶体管408到地。在第二阶段期间，控制信号VC变低，晶体管408被控制为不导通。因此，在第二阶段期间，电流继续流过电感器406，但是此时为流过二极管412到输出线106和负载108。电荷在第二阶段期间存储在电容器416上。第二阶段结束后，重复第一阶段，期间，通过存储在电容器416上的电荷，电流继续提供到负载108。
为了调节输出电压电平VOUT，从而调节反馈电压VF，控制信号VC具有占空比D。通过以下公式近似给出输出电压VOUT与输入电压VIN的比，假设该电路处于连续操作模式，即，电感器中的电流从不降为零并且忽略电阻：
VOUT/VIN＝1/(1-D)
D为占空比，为0到1之间的值，其中0表示开关从不导通，1表示开关始终导通。因此，占空比越接近1，输出电压越高。应该注意，占空比长时间保持非常接近或等于0或1不是有利的，因为这将导致输出电压下降为低于输入电压的电平。
以下将参考图5的时序图来描述图4的控制电路302的操作。
如图5所示，在第一时间段t1期间，指令信号为高。在该时间段期间，ADC 422以确定的时间间隔(例如，每10μs)采样反馈电压VF，并且将该电压电平转换为数字值VF(n)。值VF(n)和VREF例如都为12位，并且都被提供到数字控制器424。数字控制器424基于VF(n)和VREF来产生数字占空比信号d(n)。存在多种可以用来产生d(n)的数字控制技术。例如，所述控制技术可以包括抖动、查找表、模糊逻辑、或者这些技术的组合。作为一个示例，在图5中示出了连续的d(n)值在时间段t1期间收敛到最终值dL(n)。基于信号d(n)，DPWM块426产生具有相应占空比的控制信号VC。如图5所示，该占空比在时间段t1期间基于d(n)值的上升而增大，并且最后达到对应于约50％的值。尽管在图5中的时间段t1期间仅示出信号d(n)和VC的几个周期，但是实际上可以存在更多的d(n)值和VC周期。
在t1后的时间段t2期间，指令信号CMD为低。这导致占空比值d(n)变低，从而控制信号VC也变低，并且DC-DC电压转换器300的输出电压VOUT将下降到低值，例如等于接地电平。信号CMD一变低，占空比信号d(n)的最后值dL(n)就存储在存储器304中。可替换地，在信号CMD为高的时间段t1期间，占空比信号d(n)的每个新的值连续地存储到存储器304中覆写前一值，以使得当CMD变低时，存储在存储器304中的值为最新的值dL(n)。
在t2后的时间段t3期间，CMD再次为高。在时间段t3开始的N个循环中，不产生新的d(n)值，数字控制器424输出来自存储器304的最后值dL(n)到DPWM块426。如图5所示，在保持时间段tH期间输出值dL(n)，保持时间段tH例如具有介于两个和几百个循环之间的持续时间。该持续时间tH允许SMPS 102的输出电压在通过数字控制器424施加正常控制算法之前稳定。由于值dL(n)，DC-DC电压转换器300的输出电压VOUT将迅速达到其在t1时间段末尾的值。保持时间段tH之后，数字控制器424通过基于反馈电压VF(n)和参考电压VREF产生新的d(n)值来恢复操作。
图6更详细地示出了图4所示的数字控制器424。在该示例中，用来产生信号d(n)的控制技术基于查找表，尽管在替换实施例中可以采用其他技术。
比较器602比较反馈电压VF(n)和参考电压VREF，并且提供表示反馈信号中误差的等于VF(n)-VREF的误差信号Ve(n)。误差信号Ve(n)提供至控制算法块603。控制算法块603包括查找表A 604，其接收误差信号Ve(n)，并且其输出耦合到加法器606。误差信号Ve(n)还提供到延迟块608，其提供延迟后的误差信号到另一个查找表B 610和另一个延迟块612，延迟块612提供二次延迟的误差信号到另一个查找表C 614。查找表610和614的输出也提供到加法器606。加法器606的输出为下一个占空比值d(n+1)，其提供至缓冲器616。缓冲器616在下一循环、输出线618上提供占空比信号d(n)。输出线618还作为另一个输入提供至加法器606以及另一个延迟元件620，另一个延迟元件620将d(n)延迟一个循环，并且将延迟的占空比信号d(n-1)作为再一个输入输出到加法器606。缓冲器616的输出还提供至存储器304。存储器304在线116上接收指令信号CMD。
每个表A、B、C包括一系列可能的输入值(例如以输入范围的形式)，并且输出与每个输入值范围有关的值。
表A直接连接到输入302，并产生输出α(Ve(n))，该输出的值在查找表A中对应于输入Ve(n)的值。
表B产生输出β(Ve(n-1))，该输出的值在查找表B中对应于输入Ve(n-1)的值。
表C产生输出γ(Ve(n-2))，该输出的值在查找表C中对应于输入Ve(n-2)的值。
控制算法块603的传递函数为：
d(n+1)＝d(n)+d(n-1)+α(Ve(n))+β(Ve(n-1))+γ(Ve(n-2))
当指令信号CMD变低时，存储器304通过存储来自缓冲器616的输出的最后值dL(n)来操作。然后，存储器304输出d(n)的低值(例如等于全零)至缓冲器616。然后，在指令信号CMD为低的同时，从缓冲器616输出该d(n)的低值。当CMD下次变高时，存储的最后值dL(n)从存储器304输出到缓冲器616，并且该值从缓冲器616输出预定的N个循环。N例如介于2与几百之间。N被选择为足够高，使得在控制回路中存在非常小的或者没有不稳定的风险。特别地，N应该被选择为使得在N个循环之后，DC-DC电压转换器的输出电压相对接近期望值，从而使得数字控制器可以继续将该值调节为期望值。
例如，N的值可以存储在存储器(未示出)中，并且可以采用计数器(也未示出)来确定已经过N个循环的时间。在CMD变高后的第N个循环之后，缓冲器重置为从加法器606接收值d(n+1)，其稍后被输出一个循环。
图7示出了图4的数字控制器424的替代实施例。
在图7的数字控制器424中，没有详细示出控制算法块603，例如，其可以实施与图6所示数字控制器424中所采用的查找表相同或不同的控制算法。图7的控制算法块603可以接收也可以不接收缓冲器616的输出作为输入。
在该实施例中，不是预定的循环数，而是基于来自比较器602的误差信号Ve(n)来确定循环数N。特别地，当指令信号CMD变低时，不仅将来自缓冲器616的最后值dL(n)存储在存储器304中，还将误差信号的最后值VeL(n)存储到存储器704中。然后，当指令信号CMD再次变高时，通过比较块706比较新的误差信号值Ve(n)和误差信号的最后值VeL(n)。一旦误差信号Ve(n)变得足够接近最后值VeL(n)，例如在几个值的范围内，则从比较块706提供输出信号至存储器304，表示应该再次使用控制算法。然后，存储器复位缓冲器616，使得在输出线618上输出来自控制算法块603的值d(n+1)。从而，基于反馈信号返回到其在指令信号CMD变低之前的电平的速度来控制循环数N。
图8示出了电子装置800，包括功率单元PU 802，其向DC-DC电压转换器804提供电源电压VDD，DC-DC电压转换器804例如为图3所示转换器300，并且包括例如为降压、升压、或升降压转换器的SMPS。来自DC-DC电压转换器804的在线806上的输出电压VOUT提供至负载808，负载808例如为通过不同于VDD的电压供电的任意负载。
电子装置800例如是便携式电脑、移动电话、便携式游戏控制台、媒体播放器、个人数字助理(PDA)、数码相机、或其他装置。
因此，已描述了用于控制SMPS的控制电路，其中设有存储器来存储控制电路停用之前控制信号的表示，并且在控制电路的下一个激活周期的开始从控制电路输出该值。有利的是，这使得SMPS可以非常快地返回到其在控制电路停用之前的状态。
有利地，根据一些实施例，在确定的N个循环中，或者在SMPS的电压达到确定值之前，控制电路输出所存储的控制信号的表示。这有利地确保了控制回路的稳定性。
描述了本发明的至少一个示例性实施例，许多改变、变型和改进对于本领域技术人员来说将显而易见。
例如，尽管关于升压SMPS描述了实施例，但是，可替换地，此处所描述的控制电路可以用来控制其他类型的SMPS，诸如降压转换器或升降压转换器。
此外，尽管已描述的实施例中DC-DC电压转换器的负载为一连串LED，但是，在可选实施例中，负载可以是需要有规律地在接通和断开间切换的任意其他类型的负载。
此外，尽管已描述的实施例中提供至控制电路的反馈电压VF是输出电压VOUT或者图4中节点420处的电压，但是，在替代实施例中，反馈电压可以是从另一节点提供。

Claims (13)

1.一种控制电路，布置来基于反馈电压(VF)在连续的第一、第二和第三时间段(t1，t2，t3)期间产生控制信号(VC)，用于控制开关式电源(SMPS，102)的至少一个晶体管(408)，其中在第一和第三时间段期间，控制电路适于将开关式电源的输出电压调节为第一电压电平，并且在第二时间段期间，控制电路适于控制开关式电源输出低电压(VL)，其特征在于，所述控制电路包括：
存储器(304)，适于存储在第一时间段(t1)的末尾由控制电路产生的控制信号的表示(dL(n))；
数字控制器(424)，适于在连续的多个循环中输出数字值(d(n))，其中数字控制器包括另一个存储器(704)，布置来在第一时间段的末尾存储反馈电压的表示(VeL(n))；以及
数字脉冲宽度调制(DPWM)块(426)，布置来从数字控制器接收数字值(d(n))并基于所述数字值产生所述控制信号，其中控制电路适于在第三时间段的开始的数字控制器的N个循环中基于所存储的控制信号的表示来输出控制信号，直到反馈电压达到确定值为止。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其中控制电路是数字控制电路，并且其中控制信号的所述表示是数字值。
3.根据权利要求1或2所述的控制电路，其中所述控制信号是PWM(脉冲宽度调制)信号，其占空比确定所述开关式电源的输出电压，并且其中控制信号的所述表示是数字占空比值。
4.根据权利要求1所述的控制电路，还包括比较器(706)，布置来比较所述另一个存储器中所存储的反馈电压的表示和第三时间段期间反馈电压的表示(VeL(n))，其中控制电路布置为基于所述比较器的输出来确定所述反馈电压达到确定值的时间。
5.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述数字控制器适于基于使用查找表、抖动控制、和模糊逻辑中的一个或多个的控制算法来确定所述数字值。
6.根据权利要求1所述的控制电路，还包括缓冲器(616)，其耦合到所述存储器并布置来输出所述数字值(d(n))。
7.一种DC-DC电压转换器，其特征在于，包括权利要求1至6中的任一项所述的控制电路和耦合到所述控制电路的开关式电源。
8.根据权利要求7所述的DC-DC电压转换器，其中开关式电源是降压转换器、升压转换器、以及升降压转换器中的一个。
9.一种包括布置来产生电源电压的电源单元的电子装置，其特征在于，还包括：
权利要求7或8所述的DC-DC电压转换器，布置来将所述DC电源电压转换为不同于电源电压电平的电压电平(VoUT)。
10.根据权利要求9所述的电子装置，其中所述DC-DC电压转换器布置来驱动至少一个发光二极管(110)。
11.一种基于反馈电压(VF)在连续的第一、第二和第三时间段(t1，t2，t3)期间产生控制信号(VC)的方法，该控制信号用于控制开关式电源(SMPS，102)的至少一个晶体管(408)，其中在第一和第三时间段期间，控制电路适于将开关式电源的输出电压调节为第一电压电平，在第二时间段期间，控制电路适于控制开关式电源输出低电压(VL)，其特征在于，所述方法包括以下步骤：
在所述第一和第三时间段期间，通过数字控制器在连续的多个循环中产生数字值(d(n))，通过数字脉冲宽度调制块(426)基于所述数字值产生所述控制信号；
将在第一时间段(t1)的末尾由控制电路产生的控制信号的表示(dL(n))存储到存储器(304)中；
在第一时间段的末尾在另一个存储器(704)中存储反馈电压的表示(VeL(n))；以及
在第三时间段的开始的数字控制器的多个循环中基于存储在所述存储器中的所述表示来输出控制信号，直到所述反馈电压达到确定值为止。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括接收表示所述第一、第二和第三时间段的定时的指令信号(CMD)。
13.根据权利要求11或12所述的方法，还包括：
通过比较器比较在第三时间段期间的反馈电压的表示(VeL(n))和所存储的反馈电压的表示，其中在第三时间段的开始输出基于存储在所述存储器中的所述控制信号的表示的控制信号，直到所述比较的结果达到确定值为止。
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