JP5431980B2

JP5431980B2 - スイッチング電源の制御装置および制御方法

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Publication number: JP5431980B2
Application number: JP2010005941A
Authority: JP
Inventors: 孝浩梅木; 幹江藤
Original assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Current assignee: Asahi Kasei Microdevices Corp
Priority date: 2010-01-14
Filing date: 2010-01-14
Publication date: 2014-03-05
Anticipated expiration: 2030-01-14
Also published as: JP2011145875A

Description

本発明は、スイッチング電源の制御装置および制御方法に関し、より詳細には、ＬＥＤ等の負荷に供給される電流を制御するためのスイッチングトランジスタを備えるスイッチング電源の制御装置および制御方法に関する。

図１に、従来のスイッチング電源装置の一例を示す。スイッチング電源装置１００は、コンパレータを用いて、スイッチングトランジスタに流れる電流が設定値を超えたらスイッチングトランジスタをオフさせ、一定時間が経過した後に再びスイッチングトランジスタをオンさせるものである。この動作を繰り返すことにより、負荷であるＬＥＤに流れる電流を制御することを特徴としている。

具体的には、スイッチング電源装置１００は、電力変換部であるスイッチング電源１１０と制御部である制御装置１２０から構成されている。スイッチング電源１１０は、入力コンデンサＣ、コイルＬ、スイッチングトランジスタＳＷ、及びダイオードＤを有する。図１においては、ＬＥＤが負荷としてコイルＬとダイオードＤとの間に接続されている。制御部１２０は、ＬＥＤ負荷の電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔ（たとえば、抵抗等）、コンパレータＣｏｍｐ、フリップフロップ回路Ｆ、及びオシレータＯＳＣを有する。ここで、ノードＶｉｎには外部に設けられた電力供給源としての直流もしくは交流電源が接続され、ＬＥＤはスイッチング電源装置１００から安定した電流の供給を受ける。

図１のようにＬＥＤが負荷としてコイルＬとダイオードＤとの間に接続されているスイッチング電源１１０では、スイッチングトランジスタＳＷがオンすると、ノードＶｉｎからＬＥＤ、コイルＬ、スイッチングトランジスタＳＷの経路で電流が流れる(実線参照)。コイルＬがあるので、電流値は時間と共に増加していく。その後、スイッチングトランジスタＳＷがオフすると、コイルＬに流れていた電流はスイッチングトランジスタＳＷからダイオードＤへ経路を変更する（点線参照）。このときコイルＬにかかる電圧の向きが反転するため、電流は時間と共に減少していく。図１に記載の回路においてスイッチングトランジスタＳＷがオンした際、コイルＬに流れる電流の増加量は、出力端子Ｖｏｕｔ２からスイッチングトランジスタＳＷに流れる電流をプラスとして、下記式（１）で表され、ΔＩＬがプラスとなるので電流値は増加する。

一方、スイッチングトランジスタＳＷがオフした際、コイルＬに流れる電流の増加量は、下記式（２）で表され、ΔＩＬがマイナスとなるので電流値は減少する。

この回路方式では、ＬＥＤ負荷を流れる負荷電流のピークを一定値に制御する方法が一般的となっている。このとき、スイッチングトランジスタＳＷに流れる負荷電流を検出してオン動作の終了時を決定する。他方、オフ動作の終了時を決定するために、スイッチングトランジスタＳＷがオフしている状態の負荷電流を検出するためには、ＬＥＤ、コイルＬ、ダイオードＤの経路に電流検出用の素子を追加する必要がある。もしＶｉｎ＝ＡＣ１００Ｖといった電圧であった場合、これらの位置で電流検出を行うためには、回路が複雑になるうえ高耐圧の部品が必要となり、コスト的にも不利となる。そのため、スイッチングトランジスタＳＷのオン時に負荷電流を検出し、電流値がある一定値を超えるとスイッチングトランジスタＳＷをオフするといった電流制御を行うと共に、スイッチングトランジスタＳＷのオフ時間は一定、もしくは動作周波数一定(オン時間とオフ時間との和が一定)というように、電流値に依存しないオフ時間にて動作させることが一般的であった。

図１に示す従来の回路方式を用いたスイッチング電源装置１００では、負荷電流のピーク値のみを制御しているため、負荷の抵抗値や入力電圧が変動すると電流のリップル量が変化し、負荷電流の平均値が変動するという欠点があった。ここで、電流のリップル量とは、同一又は異なる周期で増減を繰り返す電流において隣接する、減少開始点での電流値と増加開始点での電流値との差（ＰｅａｋｔｏＢｏｔｔｏｍ）を意味する。図２は、図１の電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔの出力電圧波形およびコイルＬの電流波形をスイッチングトランジスタのオン・オフ動作とともに示している。ＶＲｅｆは、負荷電流のピーク値に対応する基準電圧を表す。スイッチングトランジスタＳＷのオン・オフに対応してコイル電流が増減するが、スイッチングトランジスタがオンしている時間のみ電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔに電流が流れるため、図２のような出力電圧波形となる。ここで、接続するＬＥＤの灯数を変化させると、コイルＬにかかる電圧が変動し、前記式（１）及び（２）に従いコイル電流波形の傾きが変化する。そのため、オフ時間もしくは動作周波数固定の従来方式の電流制御では、ＬＥＤの灯数が変わると、コイル電流の波形の傾きが変化し、また負荷の抵抗値も変化するので、負荷電流のリップル量が変化し、その結果として電流平均値が変動していた。これは、ＬＥＤ一灯当たりの明るさが灯数により変化してしまい、灯数と明るさが比例しないことを意味する。ノードＶｉｎに供給される入力電圧が変動した場合も同様の現象が生じる。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチングトランジスタがオフ時の電流を検出するための複雑な電流検出素子や高耐圧の電流検出素子を追加することなしに、スイッチング電源の負荷電流のピーク値に加えて負荷電流のリップル量を一定に制御することのできるスイッチング電源の制御装置および制御方法を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の第１の態様は、外部に設けられた電力供給源に接続される入力端子と、負荷に接続される第１及び第２の出力端子と、前記第１の出力端子と前記第２の出力端子との間に供給される負荷電流を制御するためのスイッチングトランジスタとを備えるスイッチング電源の制御装置において、前記制御装置は、前記スイッチングトランジスタのオン時の前記負荷電流を検出して、前記スイッチングトランジスタのオン時間およびオフ時間を制御する制御装置であり、前記負荷電流が第１の基準電流を超えると前記スイッチングトランジスタをオフし、（１）前記スイッチングトランジスタのオン時における前記負荷電流が、前記第１の基準電流より小さい第２の基準電流超であり、かつ前記第１の基準電流以下である時間が前記スイッチングトランジスタの前記オン時間と同一であれば、前記オフ時間を予め定めたオフ基準時間から延長し、（２）前記負荷電流が、前記第２の基準電流超であり、かつ前記第１の基準電流以下である時間が前記スイッチングトランジスタの前記オン時間未満であれば、前記オフ時間を前記オフ基準時間から短縮することを特徴とする。

また、本発明の第２の態様は、第１の態様において、前記スイッチングトランジスタのオン時の前記負荷電流を検出して、検出された負荷電流に対応する電圧を出力する電流検出回路と、前記電流検出回路が出力する電圧を前記第１の基準電流に対応する第１の基準電圧と比較して、前記電圧が前記第１の基準電圧を超えると出力信号がＨレベルであり、前記電圧が前記第１の基準電圧以下であると前記出力信号がＬレベルである第１のコンパレータと、前記電流検出回路が出力する電圧を前記第２の基準電流に対応する第２の基準電圧と比較して、前記電圧が前記第２の基準電圧を超えると出力信号がＨレベルであり、前記電圧が前記第２の基準電圧以下であると前記出力信号がＬレベルである第２のコンパレータと、前記第１のコンパレータの出力信号がＨレベルになるとリセットされて前記スイッチングトランジスタをオフするフリップフロップ回路と、前記フリップフロップ回路が前記スイッチングトランジスタをオフした時から前記オフ時間経過後に前記フリップフロップ回路をセットするオフ時間制御回路とを備え、前記オフ時間制御回路は、前記第２のコンパレータの出力信号がＨレベルである時間が前記スイッチングトランジスタの前記オン時間未満である場合に、前記オフ時間を前記オフ基準時間から短縮した値とすることを特徴とする。

また、本発明の第３の態様は、第２の態様において、前記オフ時間制御回路が、出力端子が前記フリップフロップ回路のセット端子に接続された第３のコンパレータと、前記第３のコンパレータの反転入力端子とグランド間に接続された第１のコンデンサと、前記第３のコンパレータの非反転入力端子とグランド間に接続された第２のコンデンサとを備え、前記第１のコンデンサは、前記スイッチングトランジスタのオン時に、前記フリップフロップ回路の出力信号でチャージされ、前記オフ時間は、前記第２のコンパレータの出力信号がＨレベルである時間が前記スイッチングトランジスタの前記オン時間未満である場合に、前記スイッチングトランジスタがオンであり、かつ前記第２のコンパレータの出力信号がＬレベルである時間にわたり前記第２のコンデンサをチャージすることにより短縮されることを特徴とする。

また、本発明の第４の態様は、第１〜第３のいずれかの態様の制御装置と、前記スイッチング電源とを備えることを特徴とするスイッチング電源装置である。

また、本発明の第５の態様は、外部に設けられた電力供給源に接続される入力端子と、負荷に接続される第１及び第２の出力端子と、前記第１の出力端子と前記第２の出力端子との間に供給される負荷電流を制御するためのスイッチングトランジスタとを備えるスイッチング電源の制御方法において、（ａ）前記スイッチングトランジスタのオン時に前記負荷電流を検出するステップと、（ｂ）前記負荷電流が第１の基準電流を超えると前記スイッチングトランジスタをオフするステップと、（ｃ）前記負荷電流が、前記第１の基準電流より小さい第２の基準電流超であり、かつ前記第１の基準電流以下である時間が前記スイッチングトランジスタのオン時間と同一であれば、前記スイッチングトランジスタのオフ時間を予め定めたオフ基準時間から延長した値とし、前記負荷電流が、前記第２の基準電流超であり、かつ前記第１の基準電流以下である時間が前記オン時間未満であれば、前記オフ時間を前記オフ基準時間から短縮した値とするステップと、（ｄ）前記スイッチングトランジスタをオフした時から前記オフ時間経過後に前記スイッチングトランジスタをオンするステップとを含むことを特徴とする。

また、本発明の第６の態様は、第５の態様において、（ａ）〜（ｄ）のステップを、前記オフ時間が連続して延長または短縮しなくなるまで繰り返すことを特徴とする。

本発明によるスイッチング電源の制御装置および制御方法によれば、スイッチングトランジスタのオン時に負荷電流を検出して、そのリップル量と目標値との比較を時間に換算して行い、リップル量が目標値よりも大きければオフ時間を短縮し、目標値以下であればオフ時間を延長することにより、スイッチング電源の負荷電流のピーク値に加えて負荷電流のリップル量を一定に制御することができる。

従来のスイッチング電源装置の一例を示す図である。図１の電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔの出力電圧波形およびコイルＬの電流波形をスイッチングトランジスタのオン・オフ動作とともに示す図である。ＬＥＤの灯数が増減した場合における、図１の電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔの出力電圧波形およびコイルＬの電流波形をスイッチングトランジスタのオン・オフ動作とともに示す図である。本発明の実施形態に係る、スイッチング電源の制御装置をスイッチング電源とともに示す図である。本実施形態に係る制御装置４２０の動作を説明するための図である。本実施形態に係る制御装置４２０の動作を説明するための図である。オフ時間制御回路の実施例を示す図である。図７中のＡ〜Ｄで示された点の信号を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。

図４は、本発明の実施形態に係る、スイッチング電源の制御装置をスイッチング電源とともに示している。スイッチング電源１１０は従来のものと同様であり、外部に設けられた電力供給源に接続される入力端子Ｖｉｎと、ＬＥＤ等の負荷に接続される第１の出力端子Ｖｏｕｔ１及び第２の出力端子Ｖｏｕｔ２と、第１の出力端子Ｖｏｕｔ１と第２の出力端子Ｖｏｕｔ１との間に供給される負荷電流を制御するためのスイッチングトランジスタＳＷとを備える。制御装置４２０は、スイッチングトランジスタＳＷの負荷電流を検出する電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔと、電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔより出力される信号を受けて、負荷電流が目標のピーク値に到達したことを検出する第１のコンパレータＣｏｍｐ１と、負荷電流のリップル量の大小を検出するための第２のコンパレータＣｏｍｐ２と、負荷電流のリップル量の大小によりスイッチングトランジスタＳＷのオフ時間を制御するオフ時間制御回路と、第１のコンパレータＣｏｍｐ１及びオフ時間制御回路からの出力信号により、スイッチングトランジスタＳＷのオン・オフを切り替えるフリップフロップ回路とを備える。

図５及び６を参照して、本実施形態に係る制御装置４２０の動作を説明する。

図５は、負荷電流のリップル量が目標値より少なかった場合の動作波形である。この場合、スイッチングトランジスタＳＷがオンした瞬間の電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔの出力電圧が、ボトム電圧ＶＲｅｆ２（「第２の基準電圧」に対応）よりも高くなる。

電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔの出力電圧が増加していきピーク電圧ＶＲｅｆ１（「第１の基準電圧」に対応）を超えると、第１のコンパレータＣｏｍｐ１の出力信号がＨレベルになり、フリップフロップ回路ＦがリセットされてスイッチングトランジスタＳＷがオフする。

スイッチングトランジスタＳＷがオンした瞬間の電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔの出力電圧が、ボトム電圧ＶＲｅｆ２よりも高くなるので、Ｃｏｍｐ２はＨレベルとなり、スイッチングトランジスタＳＷがオフすれば電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔの出力電圧はボトム電圧ＶＲｅｆ２以下になるので、第２のコンパレータＣｏｍｐ２の出力信号はＬレベルとなる。すなわち、Ｃｏｍｐ２がＨレベルである時間とスイッチングトランジスタＳＷがオンしている時間は同一となり、この場合においては、オフ時間制御回路はスイッチングトランジスタＳＷのオフ時間をオフ基準時間から所定の長さだけ延長する。負荷電流は、延長した長さに比例して減少し、リップル量が目標値（ピーク電圧ＶＲｅｆ１−ボトム電圧ＶＲｅｆ２）に向かって大きくなる。

ここで、オフ基準時間は、固定値でもよいし前の周期のオフ時間であってもよい。オフ基準時間が固定値の場合、延長または短縮される所定の長さはリップル量等から演算して決まる変数値である。オフ基準時間が前の周期（一周期前に限定されない）のオフ時間である場合は、延長される所定の長さは固定値であっても良いし、リップル量等から演算して決まる変数値であってもよい。回路の複雑化を防ぐためにはオフ基準時間が前の周期のオフ時間であり、延長される所定の長さが固定値であることが好ましい。

オフ時間経過後にフリップフロップ回路Ｆがオフ時間制御回路によりセットされて、再度スイッチングトランジスタＳＷがオンした瞬間の電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔの出力電圧もボトム電圧ＶＲｅｆ２より高いときは、さらにオフ時間を延長する。このように第２のコンパレータＣｏｍｐ２の出力信号がＨレベルである時間がスイッチングトランジスタのオン時間と同一である場合にオフ時間を徐々に長くしていくことで、負荷電流のリップル量を徐々に目標値に近づけることができる。

図６は、負荷電流のリップル量が目標値より大きかった場合の動作波形である。この場合、スイッチングトランジスタＳＷがオンした瞬間の電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔの出力電圧が、ボトム電圧ＶＲｅｆ２よりも低い。

電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔの出力電圧が増加していきピーク電圧ＶＲｅｆ１を超えると、第１のコンパレータＣｏｍｐ１の出力信号がＨレベルになり、フリップフロップ回路ＦがリセットされてスイッチングトランジスタＳＷがオフする。

第２のコンパレータＣｏｍｐ２の出力信号は当初、Ｌレベルである。電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔの出力電圧がボトム電圧ＶＲｅｆ２を超えるとＨレベルに変わり、スイッチングトランジスタＳＷがオフするまで続く。この場合、第２のコンパレータＣｏｍｐ２の出力信号がＨレベルとなっている時間は、スイッチングトランジスタＳＷのオン時間よりも短くなる。この場合においてオフ時間制御回路は、スイッチングトランジスタＳＷのオフ時間をオフ基準時間から所定の長さだけ短縮する。負荷電流は、短縮した長さに比例して増加し、リップル量が目標値（ピーク電圧ＶＲｅｆ１−ボトム電圧ＶＲｅｆ２）に向かって小さくなる。

オフ時間経過後に再度スイッチングトランジスタＳＷがオンした瞬間の電流検出回路Ｉ＿Ｄｅｔの出力電圧もボトム電圧ＶＲｅｆ２より低いときは、さらにオフ時間を短縮する。このように第２のコンパレータＣｏｍｐ２の出力信号がＨレベルである時間がスイッチングトランジスタのオン時間未満である場合にオフ時間を徐々に短くしていくことで、負荷電流のリップル量を徐々に目標値に近づけることができる。

上述の説明では、負荷電流を電流検出回路で電圧に変換し、その電圧をピーク電圧ＶＲｅｆ１及びボトム電圧ＶＲｅｆ２と比較しているが、負荷電流自体に着目して説明すると以下のように換言することができる。本実施形態に係る制御装置４２０は、スイッチングトランジスタＳＷのオン時に負荷電流を検出して、スイッチングトランジスタＳＷのオン時間およびオフ時間を制御するものであり、負荷電流がピーク電流（「第１の基準電流」に対応）を超えるとスイッチングトランジスタＳＷをオフする。オフ時間は、スイッチングトランジスタのオン時における負荷電流が、ピーク電流より小さいボトム電流（「第２の基準電流」に対応）以上であり、かつピーク電流以下である時間がスイッチングトランジスタのオン時間と同一であれば、オフ基準時間から延長される。一方、スイッチングトランジスタのオン時における負荷電流が、ボトム電流超であり、かつピーク電流以下である時間がオン時間未満であれば、オフ基準時間から短縮される。こうした制御を繰り返すことで、リップル量を目標値に近づけることができる。オフ時間が連続して延長または短縮されなくなれば、実際のリップル量と目標値との差が最小化されていると判断できる。

最後に、図７及び８を参照して、オフ時間制御回路の実施例を説明する。図７中のＡ〜Ｄで示された点の信号がそれぞれ図８に示されている。オフ時間制御回路７００は、出力端子がフリップフロップ回路Ｆのセット端子に接続された第３のコンパレータＣｏｍｐ３と、第３のコンパレータＣｏｍｐ３の反転入力端子とグランド間に接続された第１のコンデンサＣ１と、第３のコンパレータＣｏｍｐ３の非反転入力端子とグランド間に接続された第２のコンデンサＣ２とを備える。第１のコンデンサＣ１は、ランプ（ｒａｍｐ）回路を構成し、スイッチングトランジスタＳＷのオン時に、フリップフロップ回路Ｆの出力信号でチャージされる。オフ時には、定電流源Ｉ３によりディスチャージされる。ディスチャージの結果、反転入力が第２のコンデンサＣ２により与えられる非反転入力よりも小さくなると、第３のコンパレータＣｏｍｐ３の出力信号がＨレベルになり、フリップフロップ回路Ｆがセットされる。

本実施例の特徴は、この第２のコンデンサＣ２のチャージ量を制御することでオフ時間を延長または短縮している点にある。コンデンサＣ２のチャージ量が増えて非反転入力が大きくなれば、第３のコンパレータＣｏｍｐ３の出力信号はより早くＨレベルになる。つまり、オフ時間が短縮される。そこで、第２のコンパレータＣｏｍｐ２の出力信号がＨレベルである時間がオン時間未満であり、オフ時間の短縮が必要な場合、スイッチングトランジスタＳＷがオンであり、かつ第２のコンパレータＣｏｍｐ２の出力信号がＬレベルである時間にわたり、ＡＮＤ回路を用いて定電流源Ｉ１をオンにして第２のコンデンサＣ２を一時的にチャージする。

なお、第２のコンデンサＣ２は並列に配置された定電流源Ｉ２により常にディスチャージされているため、オフ時間は、定電流源Ｉ１がオンにならなければ徐々に延長していくことになる。この定電流源Ｉ２によるディスチャージ分を補って第２のコンデンサＣ２をチャージするためには、定電流源Ｉ２よりも定電流源Ｉ１を大きくすることが必要である。

４００スイッチング電源装置
４２０制御装置
７００オフ時間制御回路
Ｉ＿Ｄｅｔ電流検出回路
Ｆフリップフロップ回路
Ｃｏｍｐ１第１のコンパレータ
Ｃｏｍｐ２第２のコンパレータ
Ｃｏｍｐ３第３のコンパレータ
Ｃ１第１のコンデンサ
Ｃ２第２のコンデンサ
Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３定電流源

Claims

外部に設けられた電力供給源に接続される入力端子と、負荷に接続される第１及び第２の出力端子と、前記第１の出力端子と前記第２の出力端子との間に供給される負荷電流を制御するためのスイッチングトランジスタとを備えるスイッチング電源の制御装置において、
前記制御装置は、前記スイッチングトランジスタのオン時の前記負荷電流を検出して、前記スイッチングトランジスタのオン時間およびオフ時間を制御する制御装置であり、
前記負荷電流が第１の基準電流を超えると前記スイッチングトランジスタをオフし、
（１）前記スイッチングトランジスタのオン時における前記負荷電流が、前記第１の基準電流より小さい第２の基準電流超であり、かつ前記第１の基準電流以下である時間が前記スイッチングトランジスタの前記オン時間と同一であれば、前記オフ時間を予め定めたオフ基準時間から延長し、（２）前記負荷電流が、前記第２の基準電流超であり、かつ前記第１の基準電流以下である時間が前記スイッチングトランジスタの前記オン時間未満であれば、前記オフ時間を前記オフ基準時間から短縮することを特徴とする制御装置。
前記スイッチングトランジスタのオン時の前記負荷電流を検出して、検出された負荷電流に対応する電圧を出力する電流検出回路と、
前記電流検出回路が出力する電圧を前記第１の基準電流に対応する第１の基準電圧と比較して、前記電圧が前記第１の基準電圧を超えると出力信号がＨレベルであり、前記電圧が前記第１の基準電圧以下であると前記出力信号がＬレベルである第１のコンパレータと、
前記電流検出回路が出力する電圧を前記第２の基準電流に対応する第２の基準電圧と比較して、前記電圧が前記第２の基準電圧を超えると出力信号がＨレベルであり、前記電圧が前記第２の基準電圧以下であると前記出力信号がＬレベルである第２のコンパレータと、
前記第１のコンパレータの出力信号がＨレベルになるとリセットされて前記スイッチングトランジスタをオフするフリップフロップ回路と、
前記フリップフロップ回路が前記スイッチングトランジスタをオフした時から前記オフ時間経過後に前記フリップフロップ回路をセットするオフ時間制御回路と
を備え、
前記オフ時間制御回路は、前記第２のコンパレータの出力信号がＨレベルである時間が前記スイッチングトランジスタの前記オン時間未満である場合に、前記オフ時間を前記オフ基準時間から短縮した値とすることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
前記オフ時間制御回路は、
出力端子が前記フリップフロップ回路のセット端子に接続された第３のコンパレータと、
前記第３のコンパレータの反転入力端子とグランド間に接続された第１のコンデンサと、
前記第３のコンパレータの非反転入力端子とグランド間に接続された第２のコンデンサと
を備え、
前記第１のコンデンサは、前記スイッチングトランジスタのオン時に、前記フリップフロップ回路の出力信号でチャージされ、
前記オフ時間は、前記第２のコンパレータの出力信号がＨレベルである時間が前記スイッチングトランジスタの前記オン時間未満である場合に、前記スイッチングトランジスタがオンであり、かつ前記第２のコンパレータの出力信号がＬレベルである時間にわたり前記第２のコンデンサをチャージすることにより短縮されることを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
請求項１〜３のいずれかに記載の制御装置と、
前記スイッチング電源と
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
外部に設けられた電力供給源に接続される入力端子と、負荷に接続される第１及び第２の出力端子と、前記第１の出力端子と前記第２の出力端子との間に供給される負荷電流を制御するためのスイッチングトランジスタとを備えるスイッチング電源の制御方法において、
（ａ）前記スイッチングトランジスタのオン時に前記負荷電流を検出するステップと、
（ｂ）前記負荷電流が第１の基準電流を超えると前記スイッチングトランジスタをオフするステップと、
（ｃ）前記負荷電流が、前記第１の基準電流より小さい第２の基準電流超であり、かつ前記第１の基準電流以下である時間が前記スイッチングトランジスタのオン時間と同一であれば、前記スイッチングトランジスタのオフ時間を予め定めたオフ基準時間から延長した値とし、前記負荷電流が、前記第２の基準電流超であり、かつ前記第１の基準電流以下である時間が前記オン時間未満であれば、前記オフ時間を前記オフ基準時間から短縮した値とするステップと、
（ｄ）前記スイッチングトランジスタをオフした時から前記オフ時間経過後に前記スイッチングトランジスタをオンするステップと
を含むことを特徴とする制御方法。
（ａ）〜（ｄ）のステップを、前記オフ時間が連続して延長または短縮しなくなるまで繰り返すことを特徴とする請求項５に記載の制御方法。