CN103219872A - 转换控制电路及其转换器 - Google Patents

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CN103219872A CN2012100163438A CN201210016343A CN103219872A CN 103219872 A CN103219872 A CN 103219872A CN 2012100163438 A CN2012100163438 A CN 2012100163438A CN 201210016343 A CN201210016343 A CN 201210016343A CN 103219872 A CN103219872 A CN 103219872A
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Abstract

一种转换控制电路，用来控制一功率晶体管的导通与截止；此转换控制电路包括一稳压开关与一控制单元；其中，稳压开关的一端连接一外部电压输入端，另一端连接至一稳压电容，以将外部电压输入端的一输入电压转换为一电源电压；此电源电压是用来供应转换控制电路所需的电能；控制单元接收一反馈电压信号，以产生一稳压脉冲信号与一导通脉冲信号，分别用来控制稳压开关与功率晶体管的导通与截止，以定义对该稳压电容充电的一充电期间。本发明还提供一种包括上述转换控制电路的转换器。本发明可大幅降低转换器为提供控制电路运作所需的电能所进行的稳压动作中的损失，进而提高其整体转换效率。

Description

转换控制电路及其转换器
技术领域
本发明涉及一种转换控制电路及其转换器，尤其涉及一种内建稳压电路的转换控制电路及其转换器。
背景技术
近年来，非隔离式转换器因其电路简单、零件少及成本低的优势，在发光二极管(LED)照明市场广为使用。
图1为美国SUPERTEX公司所生产的发光二极管驱动芯片HV9910的应用电路图。图1中显示一降压(buck)转换器。此降压转换器具有一转换控制电路10a(即驱动芯片HV9910)、一电感L0、一个二极管D0、一功率晶体管Q0与一电流侦测电阻R0。当功率晶体管Q0导通时，电压输入端VIN所提供的电能同时供应给电感L0与发光二极管灯串20。当功率晶体管Q0截止时，储存于电感L0的电能会以电流方式供应给发光二极管灯串20，使发光二极管灯串20持续发光。转换控制电路10a依据来自电流侦测电阻R0的反馈电压信号Vcs控制功率晶体管Q0的导通与截止，稳定电流经发光二极管灯串20的电流值。
转换控制电路10a直接连接至电压输入端VIN以取得所需的电能。如图1中所示，电压输入端VIN的输入电压经由转换控制电路10a内部的线性稳压电路11转换为一电源电压VDD(此处的电源电压为7.5V)，供应转换控制电路10a运作所需的电能。转换控制电路10a于取得足够的电源电压VDD而启动后，振荡器12随即输出导通脉冲至SR正反器13的输入端S，使SR正反器13的输出端Q输出高电位信号，以导通外接的功率晶体管Q0。
当功率晶体管Q0被导通时，电流由电压输入端VIN经电感L0、发光二极管灯串20、功率晶体管Q0与电流侦测电阻R0流动至接地端。随着流经电流逐渐增加，当电流侦测电阻R0的高压端的电位上升至参考电压Vr0(例如：250mV)时，比较器COMP0输出高电位信号，使SR正反器13的输出端Q输出低电位信号，以截止功率晶体管Q0。
电感L0在外接功率晶体管Q0的导通期间会储存能量，并于外接功率晶体管Q0截止后释放能量。释放的能量以电流方式由电感L0经发光二极管灯串20及二极管D0回到电感L0，直到震荡器12产生下一个导通脉冲使外接功率晶体管Q0再度导通。当流经功率晶体管Q0的电流使电阻R0的高压端的电位上升至参考电压Vr0时，外接功率晶体管Q0会再度截止，重复上述周期动作。
如前所述，发光二极管驱动芯片HV9910采用内部高压线性稳压方式进行稳压，稳压过程所造成的功耗可以下列算式表示：
功耗(Pd)＝(Vin-VDD)×IDD...(1)
其中，Vin指电压输入端VIN的输入电压、VDD指电源电压、IDD指用来产生电源电压VDD的电流。依据发光二极管驱动芯片HV9910的使用说明书所提供的数据：VDD＝7.5V、IDD＝1mA、Vin＝264×1.414＝373V，套入算式(1)计算出来的功耗为：功耗(Pd)＝(373-7.5)×1×10-3＝0.37(W)。
依据上述计算结果可知，在高交流输入电压应用时，稳压功耗可达0.37瓦。此功耗对于一般使用的3瓦输出的发光二极管灯泡而言，稳压功耗所占比重高达12.33％，如此高功耗将导致转换器效率低落。
图2为上海晶丰明源公司(BPS)所生产的发光二极管驱动芯片BP2808的应用电路图。如图2中所示，此转换器的转换控制电路10b(即驱动芯片BP2808)内部具有一低压晶体管QL，串接至外接功率晶体管Q0。通过控制转换控制电路10b内部的低压晶体管QL的导通与截止即可同步控制外接功率晶体管Q0的导通与截止。
不同于前述驱动芯片HV9910是以固定频率(constant frequency)的方式产生导通脉冲，二者略有不同。此转换控制电路10b是以固定关断时间(constant off time)的控制方式产生导通脉冲。也就是，当截止时间到达一预定时间长度时，控制单元15随即产生导通脉冲，导通低压晶体管QL，拉低外接功率晶体管Q0的源极电位，使外接功率晶体管Q0开始导通。此时，电流开始由电压输入端VIN经电感L0、发光二极管灯串20、功率晶体管Q0，低压晶体管QL与电流侦测电阻R0流动至接地端。当电流使电流侦测电阻R0的高压端的电位上升至参考电压时，控制单元15随即关闭内部低压晶体管QL与外接功率晶体管Q0。如此重复上述周期动作。
此转换器利用一稳压二极管Z0，将来自电压输入端VIN的电能转换为供应转换控制电路10b运作所需的电源电压VDD。而不同于前述发光二极管驱动芯片HV9910的应用电路是利用转换控制电路10a内部的线性稳压电路11将电压输入端VIN所供应的输入电压转换为电源电压VDD。
由此可知，发光二极管驱动芯片BP2808采用外部元件组成线性稳压器，其稳压过程所造成的功耗可以下列算式表示：
功耗(Pd)＝(Vin-VLED-VDD)×(IDD+IZK)...(2)
其中，Vin指电压输入端VIN的输入电压，VLED指发光二极管灯串20的压降，VDD指电源电压，IDD指用来产生电源电压VDD的电流，IZK指流经稳压二极管Z0的电流。依据发光二极管驱动芯片BP2808的使用说明书所提供的数据：VDD＝12V、IDD＝0.2mA、Vin＝264×1.414＝373V、VLED＝10V、IZK＝1A，套入算式(2)计算的功耗为：功耗(Pd)＝(373-10-12)×1.2×10-3＝0.42(W)。
图3为台湾绿达(grenergy)公司所生产的发光二极管驱动芯片GR8210的应用电路图。除电源稳压方式与图2所示的上海晶丰明源公司的发光二极管驱动芯片BP2808不同外，其它动作方式大致相同。
此驱动芯片采用内部低压线性稳压方式进行电源稳压，而不是利用外接的线性稳压器。如图3中所示，转换控制电路10c内部具有一低压线性稳压电路14，一端连接至功率晶体管Q0的源极端，以取得输入电压，另一端则是连接至一外接的电容C0，以产生电源电压VDD。在控制单元15控制内部低压晶体管QL截止时，低压线性稳压电路14会产生充电电流对外接电容C0充电。此时，外接的功率晶体管Q0处于半导通状态而呈现高阻抗的特性。也就是，功率晶体管Q0是以承受高压的状态提供低压线性稳压电路14产生电源电压VDD所需的工作电流。
发光二极管驱动芯片GR8210采用内部低压线性稳压方式进行稳压，其稳压造成的功耗可以下列算式表示：
功耗(Pd)＝(Vin+VD-VDD)×IDD...(3)
其中，Vin指电压输入端VIN的输入电压，VD指二极管的压降，VDD指电源电压，IDD指用来产生电源电压VDD的电流。依据发光二极管驱动芯片GR8210的使用说明书所提供的数据：VDD＝5V、IDD＝0.9mA、Vin＝264×1.414＝373V，套入算式(3)计算的功耗为：功耗(Pd)＝(373+0.7-5)×(0.9)×10-3＝0.33(W)。
综上所述，发光二极管驱动芯片HV9910由于内含高压线性稳压器，稳压造成的线性传导损失直接产生在驱动芯片内，而容易导致驱动芯片温度上升。发光二极管驱动芯片BP2808的应用电路利用外接的电阻与稳压二极管组成线性稳压器，承受大部分线性传导损失，可以降低控制器温度。不过，若就整体电源稳压的效率而言，无论采取内部线性稳压电路或外部元件组成线性稳压器的方式，都无法有效改善稳压耗损过大的问题。
发明内容
本发明提供一种转换控制电路及其稳压转换器，可大幅降低转换器为提供控制电路运作所需的电能所进行的稳压动作中的损失，进而提高其整体转换效率。
本发明的一实施例提供一种转换控制电路，用来控制一功率晶体管的导通与截止。此转换控制电路包括一稳压开关与一控制单元。其中，稳压开关的一端连接一外部电压输入端，另一端连接至一稳压电容，以将外部电压输入端的一输入电压转换为一电源电压。此电源电压是用来供应转换控制电路所需的电能。控制单元接收一反馈电压信号，以产生一稳压脉冲信号与一导通脉冲信号，分别用来控制稳压开关与功率晶体管的导通与截止，并定义该外部电压输入端对该稳压电容充电的一充电期间。
换句话说，本发明提供一种转换控制电路，用来控制一功率晶体管的导通与截止，所述转换控制电路包括：一稳压开关，该稳压开关的一端连接一外部电压输入端，另一端连接至一稳压电容，将该外部电压输入端的一输入电压转换为一电源电压，供应该转换控制电路所需的电能；以及一控制单元，产生一稳压脉冲信号与一导通脉冲信号，分别用来控制该稳压开关与该功率晶体管的导通与截止，并定义该外部电压输入端对该稳压电容充电的一充电期间。
在本发明的一实施例中，前述充电期间的开始时间同时于或晚于导通脉冲信号的相对应脉冲的截止时间。
在本发明的一实施例中，前述充电期间的截止时间同时于或晚于导通脉冲信号的相对应脉冲的开始时间。
在本发明的一实施例中，前述电源电压的一电压值大于一默认电压值时，该转换控制电路停止对稳压电容充电。
在本发明的一实施例中，前述外部电压输入端为功率晶体管的漏极端。在本发明的另一实施例中，前述外部电压输入端为功率晶体管的源极端。
在本发明的一实施例中，此转换控制电路具有一低压晶体管，串接于功率晶体管的一源极端与一接地端之间。控制单元所产生的导通脉冲信号通过控制低压晶体管的导通状态，控制功率晶体管的导通。
在本发明的一实施例中，此控制单元具有一延迟电路，接收导通脉冲信号，产生稳压脉冲信号。在本实施例中，稳压脉冲信号的一脉冲的开始时间同时于导通脉冲信号的一相对应脉冲的开始时间，且稳压脉冲信号的脉冲的截止点晚于导通脉冲信号的相对应脉冲的截止点。
在本发明的一实施例中，导通脉冲信号的一脉冲的开始时间早于稳压脉冲信号的一相对应脉冲的开始时间，并且，稳压脉冲信号的脉冲的持续时间等同于导通脉冲信号的相对应脉冲的持续时间。
在本发明的一实施例中，导通脉冲信号与稳压脉冲信号为互补的信号。
在本发明的一实施例中，此转换控制电路，还包括一电源电压侦测电路，耦接于稳压电容。此电源电压侦测电路，用来侦测电源电压的一电压值，并且，根据侦测到的电压值与该稳压脉冲信号，控制稳压电容的充电期间的结束时间。
依据前述转换控制电路，本发明的另一实施例提供一转换器，用于发光二极管驱动。此转换器具有一功率晶体管与一转换控制电路。功率晶体管耦接于一发光二极管灯串，用来控制流经发光二极管灯串的电流。转换控制电路是用来控制功率晶体管的导通与截止。此转换控制电路包括一稳压开关与一控制单元。其中，稳压开关的一端连接一外部电压输入端，另一端连接至一稳压电容，以将外部电压输入端的一输入电压转换为一电源电压。此电源电压是用来供应控制电路所需的电能。控制单元接收一反馈电压信号，以产生一稳压脉冲信号与一导通脉冲信号，分别用来控制稳压开关与功率晶体管的导通与截止，并定义该外部电压输入端对该稳压电容充电的一充电期间。
也就是说，本发明还提供一种转换器，包括：一功率晶体管，耦接于一发光二极管灯串与一接地端之间；以及一转换控制电路，用来控制该功率晶体管的导通与截止；该转换控制电路包括：一稳压开关，该稳压开关的一端连接一外部电压输入端，另一端连接至一稳压电容，将该外部电压输入端的一输入电压转换为一电源电压，供应该转换控制电路所需的电能；以及一控制单元，产生一稳压脉冲信号与一导通脉冲信号，分别用来控制该稳压开关与该功率晶体管的导通与截止，并定义该外部电压输入端对该稳压电容充电的一充电期间。
本发明提供的转换控制电路及其交换式稳压转换器，有效的改善稳压耗损过大的问题，提高整体转换效率，降低驱动芯片温度。
关于本发明的优点与精神可以借助于以下的发明详述及所附附图得到进一步的了解。
附图说明
图1是美国SUPERTEX公司所生产的发光二极管驱动芯片HV9910的应用电路图；
图2是上海晶丰明源公司(BPS)所生产的发光二极管驱动芯片BP2808的应用电路图；
图3是台湾绿达(grenergy)公司的发光二极管驱动芯片GR8210的应用电路图；
图4是本发明的转换器的一实施例一的应用电路示意图；
图5是本发明的转换器的一实施例二的应用电路示意图；
图6是图4的转换器一实施例的动作波形图；
图7A与图7B是本发明的转换器的延迟电路一实施例的电路示意图与动作波形图；
图8A与图8B是本发明的转换器的延迟电路另一实施例的电路图及动作波型图；
图9是本发明的转换器的一实施例三的示意图；
图9A是图9的转换器的动作波形图的示意图；
图10是本发明的转换器的一实施例四的示意图；
图11是图的转换器于补偿电路补偿前的发光二极管电流与反馈电压信号的波形图；
图12是图的转换器于补偿电路补偿后的发光二极管电流与反馈电压信号的波形图；
图13是本发明的转换器一实施例五的应用电路示意图；
图14是本发明的转换器一实施例六的应用电路示意图；
图15是本发明的转换器一实施例一的应用电路示意图；
图16是本发明的转换器一实施例二的应用电路示意图；
图17是图的转换器一实施例的动作波形图；
图18A与图18B是图的延迟电路一实施例的电路示意图与动作波形图；
图19是本发明转换控制电路所产生的稳压脉冲信号与导通脉冲信号另一实施例的波形图；
图20是本发明转换控制电路所产生的稳压脉冲信号与导通脉冲信号又一实施例的波形图；
图20A与图20B是用来产生第20图的稳压脉冲信号与导通脉冲信号的延迟电路一实施例的电路示意图与动作波形图；
图20C与图20D是用来产生第20图的稳压脉冲信号与导通脉冲信号的延迟电路另一实施例的电路示意图与动作波形图；
图21是本发明的转换器一实施例三的应用电路示意图；
图22是图21的转换器于补偿电路补偿前的发光二极管电流与反馈电压信号的波形图；
图23是图21的转换器于补偿电路补偿后的发光二极管电流与反馈电压信号的波形图；
图24是本发明的转换器一实施例四的应用电路示意图；
图25是本发明的转换器一实施例五的应用电路示意图；
图26是本发明的转换器一实施例六的应用电路示意图。
【主要元件附图标记说明】
转换控制电路10a
电感L0
二极管D0
功率晶体管Q0
电流侦测电阻R0
电压输入端VIN
发光二极管灯串20
线性稳压电路11
电源电压VDD
电流IDD、IZK
振荡器12
SR正反器13
比较器COMP0
转换控制电路10b
低压晶体管QL
控制单元15
稳压二极管Z0
低压线性稳压电路14
电容C0
转换控制电路100
电感L1
二极管D1
功率晶体管Q1
电流侦测电阻R1
发光二极管灯串200
电源电压VDD、VDD”
外部电压输入端IN
反馈电压侦测端CS
稳压开关SW1
控制单元120
低压晶体管Q2
二极管D2、D3
电阻R2、R3
稽纳二极管(Zener diode)Dz1
稳压电容C1
欠压闭锁比较器130
电源开关SW2
比较器122
SR正反器124
延迟电路128、128a、228、328
定时截止电路129
延迟单元1282，，3282
或门1284
延迟单元128，2282
与门126，2284，9102
第一与门3284
反向器2286，3286
第二与门3288
电源电压侦测电路910
比较器9101
补偿电路300
第一电阻Rc1
第二电阻Rc2
输出电压VOUT
延迟信号Vde
导通脉冲信号Vp1、Vp2’、Vp2”、Vp2’”
稳压脉冲信号Vp2、Vp2_1、Vp1’、Vp1”、Vp1’”
补偿侦测信号Vcp
电源电压侦测信号Vp3、Vp3’
输出信号Vp2a
反向信号Vp2b
反馈电压信号Vcs
参考电压Vr1、Vr2、Vr3、Vr3’
电流IL
时间t1～t4
关断时间Toff
具体实施方式
图4是本发明用于发光二极管驱动的转换器一实施例的应用电路示意图。图6是此转换器的动作波形图。图4中以一降压转换器(buckconverter)为例进行说明。但是，本发明并不限与此。本发明也可应用于其他种类的非隔离式转换器，例如：升压转换器(boost converter)、升降压转换器(buck-boost converter)以及隔离式转换器，例如：反激式转换器(flyback converter)或顺向式转换器(forward converter)等。
如图4所示，此转换器具有一转换控制电路100、一电感L1、一个二极管D1、一功率晶体管Q1与一电流侦测电阻R1。其中，电感L1与发光二极管灯串200串接于电压输入端VIN与功率晶体管Q1的漏极端之间。功率晶体管Q1的源极端连接至转换控制电路100的一外部电压输入端IN，供应转换控制电路100运作所需的电能。电流侦测电阻R1的一端连接至转换控制电路100的一反馈电压侦测端CS，另一端则是接地端。电流侦测电阻R1并通过转换控制电路100耦接至功率晶体管Q1，侦测流经发光二极管灯串200的电流。
转换控制电路100具有一稳压开关SW1、一控制单元120与一内建的低压晶体管Q2。稳压开关SW1串接一个二极管D2。在本实施例中，稳压开关SW1的一端通过二极管D2耦接至外部电压输入端IN。稳压开关SW1的另一端则是连接至一稳压电容C1，以产生电源电压VDD。此稳压电容C1可采用外接或是内建的方式。不过，本发明并不限于此。二极管D2串接至稳压开关SW1以限制流经稳压开关SW1的电流，因此，二极管D2亦可设置于稳压开关SW1与稳压电容C1之间。
控制单元120通过反馈电压侦测端CS，侦测来自电流侦测电组R1的一反馈电压信号Vcs，并依据此反馈电压信号Vcs产生一导通脉冲信号Vp1与一稳压脉冲信号Vp2，分别控制低压晶体管Q2与稳压开关SW1的导通与截止。低压晶体管Q2串接于功率晶体管Q1与电流侦测电阻R1之间。通过控制此低压晶体管Q2的导通与截止，即可同步控制功率晶体管Q1的导通与截止。
起初，在转换控制电路100尚未启动时，来自电压输入端VIN的输入电压Vin经由电阻R2、R3对稳压电容C1充电，而使电源电压VDD逐渐上升。当电源电压VDD的准位达到欠压闭锁比较器130的参考电压Vr1时，欠压闭锁比较器130输出高准位信号以导通电源开关SW2，而使电源电压VDD开始供给转换控制电路100运作所需的电能。
控制单元120具有一比较器122、一SR正反器124、一延迟电路128与一定时截止电路129。其中，比较器122接收来自电流侦测电阻R1的反馈电压信号Vcs，并将此反馈电压信号Vcs与一参考电压Vr2进行比较，以产生一比较信号输出至SR正反器124的输入端R。SR正反器124依据比较信号产生一输出信号至延迟电路128。定时截止电路129接收来自SR正反器124的输出端Q的输出信号后，产生一定时电路输出信号至SR正反器124的输入端S。导通脉冲信号Vp1的时序等同于SR正反器124的输出端Q的输出信号的时序。
延迟电路128依据导通脉冲信号Vp1，产生脉冲开始时间的时序晚于导通脉冲信号Vp1的稳压脉冲信号Vp2。定时截止电路129在侦测到SR正反器124的输出端Q输出低准位信号时，开始计算一预设的固定关断时间T off(constant off time)，并于关断时间Toff计算结束后，输出脉冲信号至SR正反器124的输入端S，使SR正反器124的输出端Q输出高准位信号。
如图6所示，在时间t1，当导通脉冲信号Vp1由低准位切换至高准位以导通低压晶体管Q2时，功率晶体管Q1的源极端的电位降低，而导致功率晶体管Q1导通。此时，电流IL由电压输入端VIN经发光二极管灯串200、电感L1、功率晶体管Q1、低压晶体管Q2与电流侦测电阻R1流动至接地端。此时，电流IL会逐渐增大。
随后，在时间t2，当稳压脉冲信号Vp2导通稳压开关SW1时，低压晶体管Q2仍然维持在导通状态，但是，在外部电压输入端IN与稳压开关SW1间的二极管D2的两端仍维持于逆偏压的状态，因此仍未有电流流经稳压开关SW1。此时的电流IL维持由电压输入端VIN经发光二极管灯串200、电感L1、功率晶体管Q1、低压晶体管Q2与电流侦测电阻R1流动至接地端。在此阶段，流经发光二极管灯串200的电流IL仍然持续增加。
直到时间t3，反馈电压信号Vcs大于参考电压Vr2，SR正反器124的输出端Q输出低准位信号，导通脉冲信号Vp1切换至低准位以截止低压晶体管Q2后，外部电压输入端IN与稳压开关SW1间的二极管D2的两端转为顺向偏压的状态。此时，电流IL由电压输入端VIN经发光二极管灯串200、电感L1、功率晶体管Q1与稳压开关SW1，流动至稳压电容C1，对该稳压电容C1充电。随后，在时间t4，稳压脉冲信号Vp2切换至低准位，以截止稳压开关SW1时，电流IL停止流入稳压电容C1，结束对该稳压电容C1充电。此时，电流IL才会开始降低。
在本实施例中，导通脉冲信号Vp1的脉冲结束后，稳压脉冲信号Vp2的相对应脉冲仍持续导通一预设时间。此默认时间即为外部电压输入端IN对该稳压电容C1充电的一充电期间。请参照图6所示，此充电期间的开始时间同时于导通脉冲信号Vp1的相对应脉冲的截止时间(即时间t3)。但本发明不限于此，只要将延迟电路128的延迟时间变长，控制稳压脉冲信号Vp2于导通脉冲信号Vp1的相对应脉冲结束后一预设时间再导通，充电期间的开始时间晚于导通脉冲信号Vp1的相对应脉冲的截止时间。
其次，本实施例是在稳压电容C1的一端耦接一稽纳二极管(Zenerdiode)Dz1。当电源电压VDD大于稽纳二极管Dz1的崩溃电压时，电流IL停止流入稳压电容C1，而经由稽纳二极管Dz1所构成的一放电路径流动至接地端，以稳定电源电压VDD于一默认电压值(即稽纳二极管Dz1的崩溃电压)。
本实施例的非隔离式转换器采取交换式稳压方式，控制稳压开关SW1于低压晶体管Q2截止后仍维持导通状态，使来自外部电压输入端IN的电能够通过二极管D2与稳压开关SW1储存至稳压电容C1。此外，为了避免电源电压VDD过高，本实施例除了可通过适当设定稳压开关SW1的截止时间外，亦可在稳压电容C1的高压端连接稽纳二极管Dz1。借此，本实施例可于稳压开关SW1处于导通状态而电源电压VDD大于稽纳二极管Dz1的崩溃电压时，限制对于稳压电容C1充电的电压，过多能量由稽纳二极管Dz1分流至接地端，以免VDD电压过高损害控制元件。因此，本实施例的电源稳压过程所造成的功耗可以下列算式计算(以下算式为假定电源电压VDD并未超过稽纳二极管Dz1的崩溃电压)：
功耗(Pd)＝(VD+VSW)×ILED_valley×duty...(4)
其中，VD指二极管D2的压降，VSW指稳压开关SW1导通时的压降，ILED_valley指流经发光二极管灯串200的波谷电流，duty则是对稳压电容C1充电所占的时间比。假设前述稳压开关SW1的导通阻抗(Ron)为5欧姆、流经发光二极管灯串200的波谷电流为0.3安培、导通脉冲的周期为20微秒、前述预设时间为0.2微秒。利用算式(4)计算出来的功耗为：功耗(Pd)＝(0.7+0.3×5)×(0.3)×(200n/20u)＝0.07(W)。
在高交流输入电压应用下，本实施例的非隔离式转换器的功耗仅为0.07瓦，对于常用的3瓦的发光二极管灯泡而言，所占比重仅达2.33％。因此，本发明的非隔离式转换器可大幅改善转换器电源稳压过程对于的能源使用效率的影响。
图5是本发明转换器另一实施例的应用电路示意图。不同于图4的转换器中，导通脉冲信号Vp1是通过控制低压晶体管Q2的导通状态间接控制功率晶体管Q1的导通与截止，本实施例省略了低压晶体管Q2，直接利用导通脉冲信号Vp1控制功率晶体管Q1的导通与截止。其次，不同于图4的转换控制电路100的外部电压输入端IN连接功率晶体管Q1的源极端以撷取电能，本实施例的外部电压输入端IN则是连接功率晶体管Q1的漏极端(亦即直接连接至电感L1)以撷取电能。
其次，在图6的实施例中，导通脉冲信号Vp1经延迟电路128后，所产生的稳压脉冲信号Vp2，其整体延迟导通脉冲信号Vp1的相对应脉冲的一预设时间。不过，本发明并不限于此。图7A与图7B图为延迟电路128一实施例的电路图及动作波型图。如图7A中所示，此延迟电路128具有一延迟单元1282与一或门1284。延迟单元1282接收来自定时截止电路129的导通脉冲信号Vp1，以产生一整体延迟一默认时间的延迟信号Vde。此延迟信号Vde与导通脉冲信号Vp1同时输入或门1284，以产生稳压脉冲信号Vp2。通过此延迟电路128所产生的稳压脉冲信号Vp2的脉冲的开始时间会同时于相对应的导通脉冲信号Vp1的脉冲开始时间，且稳压脉冲信号Vp2的脉冲的截止时间会同时于延迟信号Vde的相对应脉冲的截止时间。
图8A与图8B是延迟电路128另一实施例的电路图及动作波型图。不同于图7A与图7B的实施例中，导通脉冲信号Vp1与稳压脉冲信号Vp2的相对应脉冲信号至少部分重迭，本实施例的稳压脉冲信号Vp21与导通脉冲信号Vp1是互补信号。如图8A中所示，此延迟电路228具有一延迟单元2282、一与门2284与一反向器2286。导通脉冲信号Vp1分别经过延迟单元2282与反向器2286后，产生一整体延迟一默认时间的延迟单元2282的输出信号Vp2a，与反向器2286的输出反向信号Vp2b。此延迟单元2282的输出信号Vp2a与反向信号Vp2b输入与门2284，以产生稳压脉冲信号Vp2_1。通过此延迟电路228所产生的稳压脉冲信号Vp2_1的脉冲与导通脉冲信号Vp1的相对应脉冲会是互补信号。如图8B所示，稳压脉冲信号Vp2_1的脉冲开始时间同时于导通脉冲信号Vp1的相对应脉冲的截止时间。
图9是本发明的转换器的另一实施例的示意图。相较于图4的实施例，本实施例提供一电源电压侦测电路910耦接于稳压电容C1，以侦测电源电压VDD。电源电压侦测电路910接收来自延迟电路128的稳压脉冲信号Vp2，同时侦测电源电压VDD，以输出一电源电压侦测信号Vp3，控制稳压开关SW1的导通状态。此电源电压侦测电路910具有一比较器9101与一与门9102。比较器9101比较电源电压VDD的准位与一默认参考电压值Vr3后输出一比较信号，与门9102根据比较信号与稳压脉冲信号Vp2，输出电源电压侦测信号Vp3，以控制稳压开关SW1。借此，电源电压侦测电路910是在稳压脉冲信号Vp2处于高准位且比较信号处于高准位(即电源电压VDD的准位低于默认参考电压值Vr3)时，输出高准位的电源电压侦测信号Vp3以导通稳压开关SW1。
图9A是图9的转换器的动作波形图的示意图。请同时参照图9与图9A，起初，电源电压VDD的准位低于默认参考电压值Vr3。于时间t1，外部电压输入端IN开始对稳压电容C1充电，此时，电源电压VDD的电压值开始上升，直至电源电压VDD的电压值高于默认参考电压值Vr3(即时间t2)，电源电压侦测电路910输出电源电压侦测信号Vp3为低准位，以截止稳压开关SW1，避免电源电压VDD的电压值高于参考电压值Vr3。换句话说，电源电压侦测电路910是在电源电压VDD的电压值大于默认参考电压值Vr3时，缩短对稳压电容C1充电的时间，即充电期间仅为时间t1至时间t2间，如此可避免产生过高的电源电压VDD。
在上述实施例中，在外部电压输入端IN尚未开始对稳压电容C1充电前(即时间t1前)，电源电压VDD的准位，低于默认参考电压值Vr3。此外，若在时间t1前，电源电压VDD’的准位，等于或高于默认参考电压值Vr3’，此时，电源电压侦测信号Vp3’仍维持于低准位，稳压开关SW1维持于截止状态，如此，转换器于此动作周期内，亦可减少切换稳压开关SW1造成的功率损耗。
图10是本发明转换器的另一实施例的示意图。如前所述，本发明利用一时序晚于导通脉冲信号Vp1的稳压脉冲信号Vp2，在低压晶体管Q2截止后导通稳压开关SW1，以撷取转换控制电路100运作所需的电能。但是由于转换控制电路100依据反馈电压信号Vcs控制低压晶体管Q2的动作上存在信号传输延迟，转换控制电路100侦测到反馈电压信号Vcs的准位高于参考电压Vr2的时间与导通脉冲信号Vp1的脉冲的截止时间间会存在一时间迟延。在此延迟时间内，低压晶体管Q2维持其导通状态，因此，流经发光二极管灯串200的电流IL会继续增加。
此转换器的输入电压与产生电流的关系可以下列算式表示：Δi/Δt＝(Vin-VLED)/L...(5)
其中，Δi/Δt代表流经发光二极管灯串200的电流IL的电流斜率，Vin指电压输入端VIN的输入电压，VLED指发光二极管灯串200的两端电压，L指电感L1的电感值。由算式(5)可知，电流斜率Δi/Δt与输入电压Vin、发光二极管灯串200的两端电压VLED以及电感L1的电感值L相关。在电感L1的电感值L与LED两端电压VLED不变的情况下，流经发光二极管灯串200的电流IL的电流斜率Δi/Δt则随电压输入端VIN的输入电压Vin改变。由于转换控制电路100存在一固定时间的信号传输迟延，因此，如图11所示，在不同输入电压Vin下，此固定时间的信号传输迟延会导致流经发光二极管灯串200的电流IL产生不同的峰值。
为了补偿此时间延迟，本实施例的转换器具有一补偿电路300，耦接至电流侦测电阻R1，以调整反馈电压信号Vcs的准位。如图10中所示，此补偿电路300具有一第一电阻Rc1与一第二电阻Rc2，串接于电流侦测电阻R1的高压端(即输出反馈电压信号Vcs的端点)与电感L1之间。第一电阻Rc1与第二电阻Rc2的接点输出一补偿侦测信号Vcp，以补偿导通脉冲信号Vp1因延迟电路128所导致的信号延迟。请同时参照图12，此反馈电压信号Vcs的电位相当于补偿侦测信号Vcp的电位迭加上第一电阻Rc1与第二电阻Rc2的所产生的分压。此分压的大小会随着输入电压Vin而改变，以使流经发光二极管灯串200的电流IL的峰值维持固定。
图13是本发明的转换器的又一实施例的示意图。相较于前述各个实施例均属非隔离式转换器，且应用于驱动发光二极管灯串200。本实施例将本发明的技术应用于隔离式转换器，用来将输入电压VIN转换产生输出电压VOUT。
图14是本发明的转换器的又一实施例的示意图。相较于图13的实施例，本实施例以功率晶体管Q1的漏极端作为外部电压输入端IN，并且省略低压晶体管Q2，直接利用导通脉冲信号Vp1控制功率晶体管Q1的导通与截止。
图15是本发明转换器另一实施例的应用电路示意图。不同于前述图4的转换器中，延迟电路128a依据导通脉冲信号Vp1，产生脉冲开始时间的时序晚于导通脉冲信号Vp1的稳压脉冲信号Vp2。本实施例的延迟电路128a依据来自与门126的稳压脉冲信号Vp1’，产生脉冲开始时间时序晚于稳压脉冲信号Vp1’的导通脉冲信号Vp2’。请同时参照图17，图17是图15的转换器的动作波形图。不同于前述图6的动作波形图中，外部的电压输入端VIN对稳压电容C1的充电期间的开始时间，同时或晚于导通脉冲信号Vp1的相对应脉冲的截止时间。本实施例充电期间的开始时间同时于稳压脉冲信号Vp1’的相对应脉冲的开始时间，且充电期间的截止时间同时于导通脉冲信号Vp2’的相对应脉冲的开始时间。
如图15所示，此转换器具有一转换控制电路100、一电感L1、一个二极管D1、一功率晶体管Q1与一电流侦测电阻R1。其中，电感L 1与发光二极管灯串200串接于电压输入端VIN与功率晶体管Q1的漏极端之间。功率晶体管Q1的源极端连接至转换控制电路100的一外部电压输入端IN，以供应转换控制电路100运作所需的电能。电流侦测电阻R1的一端连接至转换控制电路100的一反馈电压侦测端CS，另一端则是接地端。电流侦测电阻R1并通过转换控制电路100耦接至功率晶体管Q1，以侦测流经发光二极管灯串200的电流。
转换控制电路100具有一稳压开关SW1、一控制单元120与一内建的低压晶体管Q2。稳压开关SW1串接一个二极管D2。在本实施例中，稳压开关SW1的一端通过二极管D2耦接至外部电压输入端IN。稳压开关SW1的另一端则是连接至一稳压电容C1，以产生电源电压VDD。此稳压电容C1可采用外接或是内建的方式。不过，本发明并不限于此。二极管D2串接至稳压开关SW1以限制流经稳压开关SW1的电流，因此，二极管D2亦可设置于稳压开关SW1与稳压电容C1之间。
控制单元120通过反馈电压侦测端CS，侦测来自电流侦测电组R1的一反馈电压信号Vcs，并依据此反馈电压信号Vcs产生一稳压脉冲信号Vp1’与一导通脉冲信号Vp2’，分别控制稳压开关SW1与低压晶体管Q2的导通与截止。低压晶体管Q2串接于功率晶体管Q1与电流侦测电阻R1之间。通过控制此低压晶体管Q2的导通与截止，即可同步控制功率晶体管Q1的导通与截止。
起初，在转换控制电路100尚未启动时，来自电压输入端VIN的输入电压Vin经由电阻R2对稳压电容C1充电，而使电源电压VDD逐渐上升。当电源电压VDD的准位达到欠压闭锁比较器130的参考电压Vr1时，欠压闭锁比较器130输出高准位信号以导通电源开关SW2，而使电源电压VDD开始供给转换控制电路100运作所需的电能。
控制单元120具有一比较器122、一SR正反器124、一与门126、一延迟电路128a与一定时截止电路129。其中，比较器122接收来自电流侦测电阻R1的反馈电压信号Vcs，并将此反馈电压信号Vcs与一参考电压Vr2进行比较，以产生一比较信号输出至SR正反器124的输入端R。SR正反器124依据比较信号产生一输出信号至与门126。与门126的一输入端接收来自SR正反器124的输出端Q的输出信号，另一输入端接收来自欠压闭锁比较器130的输出端的信号。在电源电压VDD超过参考电压Vr1的情况下，欠压闭锁比较器130的输出信号维持在高准位，因此，与门126的输出信号(亦即稳压脉冲信号Vp1’)受到SR正反器124的输出信号的控制。稳压脉冲信号Vp1’的时序等同于SR正反器124的输出端Q的输出信号的时序。
延迟电路128a依据来自与门126的稳压脉冲信号Vp1’，产生脉冲开始时间的时序晚于稳压脉冲信号Vp1’的导通脉冲信号Vp2’。图18A与图18B是本实施例的延迟电路128a一实施例的电路图及动作波型图。如图18A中所示，此延迟电路128a具有一延迟单元1282与一与门2284。延迟单元1282接收来自与门126的稳压脉冲信号Vp1’，以产生一整体延迟一默认时间的延迟信号Vde。此延迟信号Vde与稳压脉冲信号Vp1’同时输入与门2284，以产生导通脉冲信号Vp2’。通过此延迟电路128a所产生的导通脉冲信号Vp2’的脉冲的截止时间会同时于稳压脉冲信号Vp1’的相对应脉冲的截止时间。
定时截止电路129是在侦测到SR正反器124的输出端Q输出低准位信号时，开始计算一预设的固定关断时间Toff(constant off time)，并于关断时间Toff计算结束后，输出脉冲信号至SR正反器124的输入端S，使SR正反器124的输出端Q输出高准位信号。
如图17所示，在时间t1，当稳压脉冲信号Vp1’由低准位切换至高准位以导通稳压开关SW1时，功率晶体管Q1的源极端的电位降低，而导致功率晶体管Q1导通。此时，电流IL由电压输入端VIN经发光二极管灯串200、电感L1、功率晶体管Q1、二极管D2与稳压开关SW1，流动至稳压电容C1。此电流IL会逐渐增大。
随后，在时间t2，当导通脉冲信号Vp2’导通低压晶体管Q2时，虽然稳压开关SW1仍然维持在导通状态，但是，在外部电压输入端IN与稳压开关SW1间的二极管D2的两端会产生逆偏压，而中止流经稳压开关SW1的电流。此时的电流IL由电压输入端VIN经发光二极管灯串200、电感L1、功率晶体管Q1、低压晶体管Q2与电流侦测电阻R1流动至接地端。在此阶段，流经发光二极管灯串200的电流IL仍然持续增加，直到时间t3，低压晶体管Q2截止后，电流IL才会开始降低。
本实施例的非隔离式转换器采取交换式稳压方式。在低压晶体管Q2导通前一预设时间，预先导通稳压开关SW1。此默认时间即为外部电压输入端IN对该稳压电容充电C1的一充电期间。请参照图17所示，此充电期间的开始时间同时于稳压脉冲信号Vp1’的相对应脉冲的开始时间(即时间t1)，截止时间同时于导通脉冲信号Vp2’的相对应脉冲的开始时间(即时间t2)。且默认时间的长短由延迟电路128a所控制。在此默认时间内，来自外部电压输入端IN的电能通过二极管D2与稳压开关SW1储存至稳压电容C1。随后，在低压晶体管Q2导通后，连接于二极管D2的两端会产生逆偏压，而中止对于稳压电容C1充电的电流。
图16是本发明转换器另一实施例的应用电路示意图。不同于图15的转换器中，导通脉冲信号Vp2’通过控制低压晶体管Q2的导通状态间接控制功率晶体管Q1的导通与截止，本实施例省略了低压晶体管Q2，直接利用导通脉冲信号Vp2’控制功率晶体管Q1的导通与截止。其次，不同于图15的转换控制电路100的外部电压输入端IN连接功率晶体管Q1的源极端以撷取电能，本实施例的外部电压输入端IN则是连接功率晶体管Q1的漏极端(亦即直接连接至电感L1)以撷取电能。
其次，在图17的实施例中，导通脉冲信号Vp2’的脉冲的开始时间晚于稳压脉冲信号Vp1’的相对应脉冲的开始时间，但二者的截止时间相同。不过，本发明并不限于此。图19是本发明的稳压脉冲信号Vp1”与导通脉冲信号Vp2”的动作波形图的另一实施例。本实施例利用延迟电路128a整体延迟稳压脉冲信号Vp1”一默认时间，以产生导通脉冲信号Vp2”。在本实施例中，稳压脉冲信号Vp 1”的脉冲的开始时间早于导通脉冲信号Vp2”的相对应脉冲的开始时间，稳压脉冲信号Vp1”的脉冲的持续时间等同于导通脉冲信号Vp2”的相对应脉冲的持续时间。因此，此二个脉冲信号Vp1”、Vp2”的相对应脉冲的截止时间不相同。
图20是本发明的稳压脉冲信号Vp1’”与导通脉冲信号Vp2’”的动作波形图的又一实施例。不同于图18B与图19的实施例中，稳压脉冲信号Vp1’，Vp1”与导通脉冲信号Vp2’，Vp2”的相对应脉冲至少部分重迭。本实施例的稳压脉冲信号Vp1’”与导通脉冲信号Vp2’”为互补信号。图20A与图20B是用来产生图20的稳压脉冲信号Vp1’”与导通脉冲信号Vp2’”的延迟电路228一实施例的电路图与动作波形图。如图20A中所示，此延迟电路228具有一延迟单元2282、一与门2284与一反向器2286。不同于图18A的实施例，在本实施例中，与门126的输出信号Vp1’并不直接作为稳压脉冲信号Vp1’”。延迟单元2282于接收来自与门126的输出信号Vp1’，以产生一整体延迟一预设时间的导通脉冲信号Vp2’”。反向器2286接收导通脉冲信号Vp2’”，产生一反向信号Vp2b。此反向信号Vp2b与与门126的输出信号Vp1’输入与门2284，以产生稳压脉冲信号Vp1’”。通过此延迟电路228所产生的导通脉冲信号Vp2’”的脉冲与稳压脉冲信号Vp1’”的相对应脉冲会是互补信号。
图20C与图20D是用来产生图20的稳压脉冲信号Vp1’”与导通脉冲信号Vp2’”的延迟电路328另一实施例的电路图与动作波形图。如图20C中所示，此延迟电路328具有一延迟单元3282、一第一与门3284、一反向器3286与一第二与门3288。不同于图20A的实施例，在本实施例中，延迟单元3282所输出的信号Vp2a并非作为导通脉冲信号Vp2’”。延迟单元3282的输出信号Vp2a与与门126的输出信号Vp1’输入第二与门3288，以产生导通脉冲信号Vp2’”。此导通脉冲信号Vp2’”的脉冲的截止时间同时于第一与门3284的输入信号Vp1’的相对应脉冲的截止时间。
图21是本发明转换器一实施例的应用电路示意图。如前所述，本发明利用一时序早于导通脉冲信号Vp2’的稳压脉冲信号Vp1’，在低压晶体管Q2导通前预先导通稳压开关SW1，以撷取转换控制电路100运作所需的电能。但是由于转换控制电路100依据反馈电压信号Vcs控制低压晶体管Q2的动作上存在信号传输延迟，转换控制电路100侦测到反馈电压信号Vcs的准位高于参考电压Vr2的时间与导通脉冲信号Vp2’的脉冲的截止时间间会存在一时间迟延。在此延迟时间内，低压晶体管Q2维持其导通状态，因此，流经发光二极管灯串200的电流IL会继续增加。
为了补偿此时间延迟，本实施例的转换器具有一补偿电路300，耦接至电流侦测电阻R1，以调整反馈电压信号Vcs的准位。图22是图21的转换器于补偿电路补偿前的发光二极管电流与反馈电压信号的波形图，如图21和图22所示，此补偿电路300具有一第一电阻Rc 1与一第二电阻Rc2，串接于电流侦测电阻R1的高压端(即输出反馈电压信号Vcs的端点)与电感L1之间。第一电阻Rc1与第二电阻Rc2的接点输出一补偿侦测信号Vcp，以补偿导通脉冲信号Vp2’因延迟电路128a所导致的信号延迟。请同时参照图23，此补偿侦测信号Vcp的电位相当于反馈电压信号Vcs的电位迭加上第一电阻Rc1与第二电阻Rc2的所产生的分压。此分压的大小会随着输入电压Vin而改变，以使流经发光二极管灯串200的电流IL的峰值维持固定。
图24是本发明的转换器的又一实施例的示意图。相较于图15的实施例，本实施例以功率晶体管Q1的漏极端作为外部电压输入端IN。
图25是本发明的转换器的又一实施例的示意图。相较于前述各个实施例均属非隔离式转换器，且为应用于驱动发光二极管灯串200。本实施例将本发明的技术应用于隔离式转换器，用来将输入电压VIN转换产生输出电压VOUT。
图26是本发明的转换器的又一实施例的示意图。相较于图25的实施例，本实施例以功率晶体管Q1的漏极端作为外部电压输入端IN，并且省略低压晶体管Q2，直接利用导通脉冲信号Vp2’控制功率晶体管Q1的导通与截止。
本发明提供的交换式稳压转换器及其转换控制电路，大幅降低了转换器为提供控制电路运作所需的电能所进行的稳压动作中的损失，进而提高其整体转换效率，降低驱动芯片温度。
但是以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，不能以此限定本发明保护的范围，即凡依本发明权利要求及发明说明内容所作的简单的等效变化与修改，皆仍属本发明权利要求涵盖的范围之内。另外本发明的任一实施例或权利要求不须达到本发明所揭示的全部目的或优点或特点。此外，摘要部分和标题仅是用来辅助专利文件检索之用，并非用来限制本发明的保护范围。

Claims (24)

1.一种转换控制电路，用来控制一功率晶体管的导通与截止，其特征在于，所述转换控制电路包括：
一稳压开关，该稳压开关的一端连接一外部电压输入端，另一端连接至一稳压电容，将该外部电压输入端的一输入电压转换为一电源电压，供应该转换控制电路所需的电能；以及
一控制单元，产生一稳压脉冲信号与一导通脉冲信号，分别用来控制该稳压开关与该功率晶体管的导通与截止，并定义该外部电压输入端对该稳压电容充电的一充电期间。
2.如权利要求1所述的转换控制电路，其特征在于，所述稳压脉冲信号的一脉冲的开始时间同时或晚于该导通脉冲信号的一相对应脉冲的开始时间，且该充电期间的开始时间同时于或晚于该导通脉冲信号的相对应脉冲的截止时间。
3.如权利要求1所述的转换控制电路，其特征在于，所述稳压脉冲信号的一脉冲的开始时间早于该导通脉冲信号的一相对应脉冲的开始时间，且该充电期间的开始时间同时于该稳压脉冲信号的相对应脉冲的开始时间。
4.如权利要求3所述的转换控制电路，其特征在于，所述充电期间的截止时间同时于该导通脉冲信号的相对应脉冲的开始时间。
5.如权利要求1所述的转换控制电路，其特征在于，当该电源电压的一电压值大于一默认电压值，该输入电压经由一放电路径放电。
6.如权利要求1所述的转换控制电路，其特征在于，还包括一电源电压侦测电路，耦接于该稳压电容，以侦测该电源电压的电压值，并根据该稳压脉冲信号，控制该充电期间的截止时间。
7.如权利要求6所述的转换控制电路，其特征在于，当该电源电压的电压值大于一默认参考电压值或该稳压脉冲信号为低准位，该电源电压侦测电路输出一低准位的电源电压反馈电压信号，截止该稳压开关。
8.如权利要求1所述的转换控制电路，其特征在于，还包括一个二极管，顺向串接至该稳压开关，当该功率晶体管导通时，该二极管系呈现逆偏压而中止流经该稳压开关的电流。
9.如权利要求1所述的转换控制电路，其特征在于，还包括一低压晶体管，串接于该功率晶体管的一源极端与一接地端之间，该导通脉冲信号通过控制该低压晶体管的导通状态，控制该功率晶体管的导通。
10.如权利要求1所述的转换控制电路，其特征在于，所述控制单元包括一延迟电路，该延迟电路接收该导通脉冲信号，产生该稳压脉冲信号。
11.如权利要求1所述的转换控制电路，其特征在于，所述控制单元接收一侦测电压，产生该导通脉冲信号。
12.一种转换器，其特征在于，包括：
一功率晶体管，耦接于一发光二极管灯串与一接地端之间；以及
一转换控制电路，用来控制该功率晶体管的导通与截止，包括：
一稳压开关，该稳压开关的一端连接一外部电压输入端，另一端连接至一稳压电容，将该外部电压输入端的一输入电压转换为一电源电压，供应该转换控制电路所需的电能；以及
一控制单元，产生一稳压脉冲信号与一导通脉冲信号，分别用来控制该稳压开关与该功率晶体管的导通与截止，并定义该外部电压输入端对该稳压电容充电的一充电期间。
13.如权利要求12所述的转换器，其特征在于，所述转换控制电路还包括一个二极管，顺向连接于该外部电压输入端与该稳压开关之间。
14.如权利要求12所述的转换器，其特征在于，还包括一低压晶体管，串接于该功率晶体管的一源极端与一接地端之间，该导通脉冲信号通过控制该低压晶体管的导通状态，控制该功率晶体管的导通。
15.如权利要求12所述的转换器，其特征在于，所述控制单元包括一延迟电路，该延迟电路接收该导通脉冲信号，以产生该稳压脉冲信号。
16.如权利要求12所述的转换器，其特征在于，还包括一电流侦测电阻，该电流侦测电阻耦接该功率晶体管，侦测流经该发光二极管灯串的电流以产生一反馈电压信号，该控制单元依据该反馈电压信号以产生该导通脉冲信号。
17.如权利要求12所述的转换器，其特征在于，还包括一补偿电路，耦接该电流侦测电阻，该补偿电路是用来调整该反馈电压信号的准位，以补偿该导通脉冲信号因该延迟电路所导致的延迟。
18.如权利要求17所述的转换器，其特征在于，所述补偿电路包括一第一电阻与一第二电阻，串接于该电流侦测电阻与一电感之间，并于该第一电阻与该第二电阻的接点输出一准位高于该反馈电压信号的补偿侦测信号，该控制单元依据该补偿侦测信号产生该稳压脉冲信号与该导通脉冲信号。
19.如权利要求12所述的转换器，其特征在于，所述稳压脉冲信号的一脉冲的开始时间同时或晚于该导通脉冲信号的一相对应脉冲的开始时间，且该充电期间的开始时间同时于或晚于该导通脉冲信号的相对应脉冲的截止时间。
20.如权利要求12所述的转换器，其特征在于，当该电源电压的一电压值大于一默认电压值，该输入电压经由一放电路径放电。
21.如权利要求12所述的转换器，其特征在于，还包括一电源电压侦测电路，耦接于该稳压电容，以侦测该电源电压的电压值，并根据该稳压脉冲信号，控制该充电期间的截止时间。
22.如权利要求21所述的转换器，其特征在于，当该电源电压的电压值大于一默认参考电压值或该稳压脉冲信号为低准位，该电源电压侦测电路输出一低准位的电源电压侦测信号，截止该稳压开关。
23.如权利要求12所述的转换器，其特征在于，所述稳压脉冲信号的一脉冲的开始时间早于该导通脉冲信号的一相对应脉冲的开始时间，且该充电期间的开始时间同时于该稳压脉冲信号的相对应脉冲的开始时间。
24.如权利要求23所述的转换器，其特征在于，该充电期间的截止时间同时于该导通脉冲信号的相对应脉冲的开始时间。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104470054A (zh) * 2013-09-23 2015-03-25 聚积科技股份有限公司 发光二极管驱动电路
CN106817801A (zh) * 2015-11-30 2017-06-09 沛亨半导体股份有限公司 交流发光二极管照明系统、发光二极管控制器及控制方法
CN111682784A (zh) * 2019-03-11 2020-09-18 聚积科技股份有限公司 稳压系统

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SG2014010839A (en) * 2014-02-11 2015-09-29 Opulent Electronics Internat Pte Ltd Device and method for providing regulated current to an electrical load
US9788369B2 (en) * 2014-07-28 2017-10-10 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd LED driver and LED driving method
DE102016220199A1 (de) * 2016-10-17 2018-04-19 Continental Automotive Gmbh Gleichspannungswandler und Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers
CN108495201A (zh) * 2018-06-29 2018-09-04 宁波光舟通信技术有限公司 一种智能终端设备
DE102019103660A1 (de) * 2019-02-13 2020-08-13 Vossloh-Schwabe Deutschland Gmbh Betriebsschaltung für das Betreiben mehrerer Lasten
CN113109788B (zh) * 2020-01-13 2024-08-27 华为技术有限公司 脉冲发射控制电路及控制方法
CN112865511B (zh) * 2021-01-12 2022-05-27 南京理工大学 一种用于dcdc变换器的电流检测电路

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050116697A1 (en) * 2003-11-27 2005-06-02 Masahiro Matsuo Method and apparatus for power supply controlling capable of effectively controlling switching operations
CN101540555A (zh) * 2008-03-17 2009-09-23 英业达股份有限公司 电源供应器及其自举电路
TW200947845A (en) * 2008-04-23 2009-11-16 Niko Semiconductor Co Ltd High voltage start-up circuit with constant current control
CN101873736A (zh) * 2009-04-24 2010-10-27 辉芒微电子（深圳）有限公司 一种led驱动电路

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7250810B1 (en) * 2005-12-27 2007-07-31 Aimtron Technology Corp. Multi-mode charge pump drive circuit with improved input noise at a moment of mode change
US7750616B2 (en) 2007-06-21 2010-07-06 Green Mark Technology Inc. Buck converter LED driver circuit
TW200929818A (en) 2007-12-19 2009-07-01 Univ Nat Taipei Technology A buck-boost converter
TWI462651B (zh) 2011-10-18 2014-11-21 Niko Semiconductor Co Ltd 轉換器及其轉換控制電路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050116697A1 (en) * 2003-11-27 2005-06-02 Masahiro Matsuo Method and apparatus for power supply controlling capable of effectively controlling switching operations
CN101540555A (zh) * 2008-03-17 2009-09-23 英业达股份有限公司 电源供应器及其自举电路
TW200947845A (en) * 2008-04-23 2009-11-16 Niko Semiconductor Co Ltd High voltage start-up circuit with constant current control
CN101873736A (zh) * 2009-04-24 2010-10-27 辉芒微电子（深圳）有限公司 一种led驱动电路

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
颜重光: "BP2808的LED照明灯具电源应用设计技术", 《中国集成电路》, no. 135, 31 August 2010 (2010-08-31) *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104470054A (zh) * 2013-09-23 2015-03-25 聚积科技股份有限公司 发光二极管驱动电路
CN106817801A (zh) * 2015-11-30 2017-06-09 沛亨半导体股份有限公司 交流发光二极管照明系统、发光二极管控制器及控制方法
CN106817801B (zh) * 2015-11-30 2018-09-18 沛亨半导体股份有限公司 交流发光二极管照明系统、发光二极管控制器及控制方法
CN111682784A (zh) * 2019-03-11 2020-09-18 聚积科技股份有限公司 稳压系统
CN111682784B (zh) * 2019-03-11 2023-12-05 聚积科技股份有限公司 稳压系统

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