TWI548307B - 轉換器及其轉換控制電路 - Google Patents

Description

轉換器及其轉換控制電路

本發明係關於一種轉換控制電路，尤其是一種內建穩壓電路之轉換控制電路。

隨著科技的進步與人類仰賴科技產品程度的上升，電子產品的普及率已在迅速增加當中。由於大部分的電子產品(例如：智慧型手機、筆記型電腦、平板電腦等…)皆須以電池作為其電能來源，人類逐漸重視其電子產品電池之狀態，例如將某電子產品充飽電所需之確切時間，讓使用者可以預估何時需要將充電接頭拔除，以達防止電池過度充電的目的。

目前市面上之電子產品皆有預估電池剩餘電量與其對應之剩餘使用時間之功能。但是由於電池之充電行為較放電行為複雜，目前市面上沒有電子產品與方法可以準確地預估電池充飽電剩餘時間之功能。

近年來，非隔離式轉換器挾其電路簡單、零件少及成本低之優勢，在發光二極體(LED)照明市場廣為使用。

第1圖係美國SUPERTEX公司所生產之發光二極體驅動晶片HV9910之應用電路圖。圖中顯示一降壓(buck)轉換器。此降壓轉 換器具有一轉換控制電路10a(即驅動晶片HV9910)、一電感L0、一個二極體D0、一功率電晶體Q0與一電流偵測電阻R0。當功率電晶體Q0導通時，電壓輸入端VIN所提供之電能係同時供應給電感L0與發光二極體燈串20。當功率電晶體Q0截止時，儲存於電感L0的電能會以電流方式供應給發光二極體燈串20，使發光二極體燈串20持續發光。轉換控制電路10a係依據來自電流偵測電阻R0之回授電壓信號Vcs控制功率電晶體Q0之導通與截止，以穩定電流經發光二極體燈串20之電流值。

轉換控制電路10a係直接連接至電壓輸入端VIN以取得所需之電能。如圖中所示，電壓輸入端VIN之輸入電壓係經由轉換控制電路10a內部之線性穩壓電路11轉換為一電源電壓VDD(此處之電源電壓為7.5V)，供應轉換控制電路10a運作所需之電能。轉換控制電路10a於取得足夠之電源電壓VDD而啟動後，振盪器12隨即輸出導通脈波至SR正反器13之輸入端S，使SR正反器13之輸出端Q輸出高電位信號，以導通外接之功率電晶體Q0。

當功率電晶體Q0被導通時，電流係由電壓輸入端VIN經電感L0、發光二極體燈串20、功率電晶體Q0與電流偵測電阻R0流動至接地端。隨著流經電流逐漸增加，當電流偵測電阻R0之高壓端的電位上昇至參考電壓Vr0(例如：250mV)時，比較器COMP0輸出高電位信號，使SR正反器13之輸出端Q輸出低電位信號，以截止功率電晶體Q0。

電感L0在外接功率電晶體Q0之導通期間會儲存能量，並於外接功率電晶體Q0截止後釋放能量。釋放之能量係以電流方式由電感L0經發光二極體燈串20及二極體D0回到電感L0，直到震盪器12產生下一個導通脈波使外接功率電晶體Q0再度導通。當流經功 率電晶體Q0之電流使電阻R0之高壓端的電位上昇至參考電壓Vr0時，外接功率電晶體Q0會再度截止，重覆上述周期動作。

如前述，發光二極體驅動晶片HV9910係採用內部高壓線性穩壓方式進行穩壓，穩壓過程所造成之功耗可以下列算式表示：功耗(Pd)=(Vin-VDD)x IDD...(1)

其中，Vin係指電壓輸入端VIN之輸入電壓、VDD係指電源電壓、IDD係指用以產生電源電壓VDD之電流。依據發光二極體驅動晶片HV9910之使用說明書所提供的數據：VDD=7.5V、IDD=1mA、Vin=264x1.414=373V，套入算式(1)計算出來的功耗為：功耗(Pd)=(373-7.5)x 1 x 10-3=0.37(W)。

依據上述計算結果可知，在高交流輸入電壓應用時，穩壓功耗可達0.37瓦。此功耗對於一般使用之3瓦輸出的發光二極體燈泡而言，穩壓功耗所佔比重高達12.33%，此高功耗將導致轉換器效率低落。

第2圖係大陸上海晶丰明源公司(BPS)所生產之發光二極體驅動晶片BP2808之應用電路圖。如圖中所示，此轉換器之轉換控制電路10b(即驅動晶片BP2808)內部具有一低壓電晶體QL，串接至外接功率電晶體Q0。透過控制轉換控制電路10b內部之低壓電晶體QL之導通與截止即可同步控制外接功率電晶體Q0的導通與截止。

不同於前揭驅動晶片HV9910係以固定頻率(constant frequency)之方式產生導通脈波，二者略有不同。此轉換控制電路 10b係以固定關斷時間(constant off time)之控制方式產生導通脈波。亦即，當截止時間到達一預定時間長度時，控制單元15隨即產生導通脈波導通低壓電晶體QL，拉低外接功率電晶體Q0之源極電位，使外接功率電晶體Q0開始導通。此時，電流開始由電壓輸入端VIN經電感L0、發光二極體燈串20、功率電晶體Q0，低壓電晶體QL與電流偵測電阻R0流動至接地端。當電流使電流偵測電阻R0之高壓端的電位上昇至參考電壓時，控制單元15隨即關閉內部低壓電晶體QL與外接功率電晶體Q0。如此重覆上述周期動作。

此轉換器係利用一齊納二極體Z0，將來自電壓輸入端VIN之電能轉換為供應轉換控制電路10b運作所需之電源電壓VDD。而不同於前揭發光二極體驅動晶片HV9910之應用電路係利用轉換控制電路10a內部之線性穩壓電路11將電壓輸入端VIN所供應之輸入電壓轉換為電源電壓VDD。

由此可知，發光二極體驅動晶片BP2808係採用外部元件組成線性穩壓器，其穩壓過程所造成之功耗可以下列算式表示：功耗(Pd)=(Vin-VLED-VDD)x(IDD+IZK)...(2)

其中，Vin係指電壓輸入端VIN之輸入電壓，VLED係指發光二極體燈串之壓降，VDD係指電源電壓，IDD係指用以產生電源電壓VDD之電流，IZK係指流經齊納二極體Z0之電流。依據發光二極體驅動晶片BP2808之使用說明書所提供的數據：VDD=12V、IDD=0.2mA、Vin=264x1.414=373V、VLED=10V、ZK=1A，套入算式(2)計算之功耗為：功耗(Pd)=(373-10-12)x 1.2 x 10-3=0.42(W)。

第3圖係台灣綠達(grenergy)公司所生產的發光二極體驅動晶片GR8210之應用電路圖。除電源穩壓方式與第2圖所示之大陸上海晶丰明源公司的發光二極體驅動晶片BP2808不同外，其它動作方式大致相同。

此驅動晶片係採內部低壓線性穩壓方式進行電源穩壓，而非利用外接之線性穩壓器。如圖中所示，轉換控制電路10c內部具有一低壓線性穩壓電路14，一端連接至功率電晶體Q0之源極端，以取得輸入電壓，另一端則是連接至一外接之電容C0，以產生電源電壓VDD。在控制單元15控制內部低壓電晶體QL截止時，低壓線性穩壓電路14會產生充電電流對外接電容C0充電。此時，外接之功率電晶體Q0係處於半導通狀態而呈現高阻抗之特性。亦即，功率電晶體Q0係以承受高壓之狀態提供低壓線性穩壓電路14產生電源電壓VDD所需之工作電流。

發光二極體驅動晶片GR8210係採用內部低壓線性穩壓方式進行穩壓，其穩壓造成之功耗可以下列算式表示：功耗(Pd)=(Vin+VD-VDD)x IDD...(3)

其中，Vin係指電壓輸入端VIN之輸入電壓，VD係指二極體之壓降，VDD係指電源電壓，IDD係指用以產生電源電壓VDD之電流。依據發光二極體驅動晶片GR8210之使用說明書所提供的數據：VDD=5V、IDD=0.9mA、Vin=264x1.414=373V，套入算式(3)計算之功耗為：功耗(Pd)=(373+0.7-5)x(0.9)x 10-3=0.33(W)。

綜上述，發光二極體驅動晶片HV9910由於內含高壓線性穩壓器，穩壓造成之線性傳導損失直接產生在驅動晶片內，而容易導 致驅動晶片溫度上升。發光二極體驅動晶片BP2808之應用電路利用外接之電阻與齊納二極體組成線性穩壓器，承受大部分線性傳導損失，可以降低控制器溫度。不過，若就整體電源穩壓之效率而言，無論採取內部線性穩壓電路或外部元件組成線性穩壓器之方式，都無法有效改善穩壓耗損過大的問題。

爰是，本發明提供一種交換式穩壓技術，可大幅降低轉換器為提供控制電路運作所需之電能所進行之穩壓動作中之損失，進而提高其整體轉換效率。

本發明之一實施例提供一種轉換控制電路，用以控制一功率電晶體之導通與截止。此轉換控制電路包括一穩壓開關與一控制單元。其中，穩壓開關之一端係連接一外部電壓輸入端，另一端係連接至一穩壓電容，以將外部電壓輸入端之一輸入電壓轉換為一電源電壓。此電源電壓係用以供應轉換控制電路所需之電能。控制單元係接收一回授電壓信號，以產生一穩壓脈波信號與一導通脈波信號，分別用以控制穩壓開關與功率電晶體之導通與截止，並定義該外部電壓輸入端對該穩壓電容充電之一充電期間。

在本發明之一實施例中，前述充電期間之開始時點係同時或晚於導通脈波信號之相對應脈波之截止時點。

在本發明之一實施例中，前述電源電壓之一電壓值大於一預設電壓值時，該轉換控制電路係停止對穩壓電容充電。

在本發明之一實施例中，前述外部電壓輸入端係功率電晶體之汲極端。在本發明之另一實施例中，前述外部電壓輸入端係功率 電晶體之源極端。

在本發明之一實施例中，此轉換控制電路具有一低壓電晶體，串接於功率電晶體之一源極端與一接地端之間。控制單元所產生之導通脈波信號係透過控制低壓電晶體之導通狀態，以控制功率電晶體之導通。

在本發明之一實施例中，此控制單元具有一延遲電路，接收導通脈波信號，以產生穩壓脈波信號。在本實施例中，穩壓脈波信號之一脈波之起始點同時於導通脈波信號之一相對應脈波之起始點，且穩壓脈波信號之脈波之截止點晚於導通脈波信號之相對應脈波之截止點。

在本發明之一實施例中，導通脈波信號之一脈波之起始點早於穩壓脈波信號之一相對應脈波之起始點，並且，穩壓脈波信號之脈波之持續時間等同於導通脈波信號之相對應脈波之持續時間。

在本發明之一實施例中，導通脈波信號與穩壓脈波信號為互補的信號。

在本發明之一實施例中，此轉換控制電路，更包括一電源電壓偵測電路，耦接於穩壓電容。此電源電壓偵測電路，用來偵測電源電壓之一電壓值，並且，根據偵測到之電壓值與該穩壓脈波信號，控制穩壓電容之充電期間的結束時點。

依據前述轉換控制電路，本發明之另一實施例提供一用於發光二極體驅動之轉換器。此轉換器具有一功率電晶體與一轉換控制電路。功率電晶體係耦接於一發光二極體燈串，用以控制流經發光二極體燈串之電流。轉換控制電路係用以控制功率電晶體之導 通與截止。此轉換控制電路包括一穩壓開關與一控制單元。其中，穩壓開關之一端係連接一外部電壓輸入端，另一端係連接至一穩壓電容，以將外部電壓輸入端之一輸入電壓轉換為一電源電壓。此電源電壓係用以供應控制電路所需之電能。控制單元係接收一回授電壓信號，以產生一穩壓脈波信號與一導通脈波信號，分別用以控制穩壓開關與功率電晶體之導通與截止，並定義該外部電壓輸入端對該穩壓電容充電之一充電期間。

關於本發明之優點與精神可以藉由以下的發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。

10a‧‧‧轉換控制電路

L0‧‧‧電感

D0‧‧‧二極體

Q0‧‧‧功率電晶體

R0‧‧‧電流偵測電阻

VIN‧‧‧電壓輸入端

20‧‧‧發光二極體燈串

11‧‧‧線性穩壓電路

VDD,VDD’‧‧‧電源電壓

12‧‧‧振盪器

13‧‧‧SR正反器

COMP0‧‧‧比較器

10b‧‧‧轉換控制電路

QL‧‧‧低壓電晶體

15‧‧‧控制單元

Z0‧‧‧齊納二極體

14‧‧‧低壓線性穩壓電路

C0‧‧‧電容

100‧‧‧轉換控制電路

L1‧‧‧電感

D1‧‧‧二極體

Q1‧‧‧功率電晶體

R1‧‧‧電流偵測電阻

200‧‧‧發光二極體燈串

IN‧‧‧外部電壓輸入端

CS‧‧‧回授電壓偵測端

SW1‧‧‧穩壓開關

120‧‧‧控制單元

Q2‧‧‧低壓電晶體

D2,D3‧‧‧二極體

R2、R3‧‧‧電阻

Dz1‧‧‧稽納二極體(Zener diode)

C1‧‧‧穩壓電容

130‧‧‧欠壓閉鎖比較器

SW2‧‧‧電源開關

122‧‧‧比較器

124‧‧‧SR正反器

128,228‧‧‧延遲電路

129‧‧‧定時截止電路

1282‧‧‧延遲單元

1284‧‧‧或閘

2282‧‧‧延遲單元

2284,9102‧‧‧及閘

2286‧‧‧反向器

910‧‧‧電源電壓偵測電路

9101‧‧‧比較器

300‧‧‧補償電路

Rc1‧‧‧第一電阻

Rc2‧‧‧第二電阻

IDD、IZK‧‧‧電流

VOUT‧‧‧輸出電壓

Vde‧‧‧延遲信號

Vp1‧‧‧導通脈波信號

Vp2,Vp2’‧‧‧穩壓脈波信號

Vcp‧‧‧補償偵測信號

Vp3,Vp3’‧‧‧電源電壓偵測信號

Vp2a‧‧‧輸出信號

Vp2b‧‧‧反向信號

Vcs‧‧‧回授電壓信號

Vr1,Vr2‧‧‧參考電壓

Vr3,Vr3’‧‧‧參考電壓值

IL‧‧‧電流

t1~t4‧‧‧時點

Toff‧‧‧關斷時間

第1圖係美國SUPERTEX公司所生產之發光二極體驅動晶片HV9910之應用電路圖。

第2圖係大陸上海晶丰明源公司(BPS)所生產之發光二極體驅動晶片BP2808之應用電路圖。

第3圖係台灣綠達(grenergy)公司的發光二極體驅動晶片GR8210之應用電路圖。

第4圖係本發明之轉換器之一第一實施例之應用電路示意圖。

第5圖係本發明之轉換器之一第二實施例之應用電路示意圖。

第6圖係第4圖之轉換器一實施例之動作波形圖。

第7A與7B圖係本發明之轉換器之延遲電路一實施例之電路示意圖與動作波形圖。

第8A與8B圖係本發明之轉換器之延遲電路另一實施例之電路圖及動作波型圖。

第9圖係本發明之轉換器之一第三實施例之示意圖。

第9A圖係第9圖之轉換器之動作波形圖之示意圖。

第10圖係本發明之轉換器之一第四實施例之示意圖。

第11圖係第10圖之轉換器於補償電路補償前之發光二極體電流與回授電壓信號的波形圖。

第12圖係第10圖之轉換器於補償電路補償後之發光二極體電流與回授電壓信號的波形圖。

第13圖係本發明之轉換器一第五實施例之應用電路示意圖。

第14圖係本發明之轉換器一第六實施例之應用電路示意圖。

第4圖係本發明用於發光二極體驅動之轉換器一實施例之應用電路示意圖。第6圖係此轉換器之動作波形圖。圖中係以一降壓轉換器(buck converter)為例進行說明。惟，本發明並不限與此。本發明亦可應用於其他種類之非隔離式轉換器，例如：升壓轉換器(boost converter)、升降壓轉換器(buck-boost converter)，以及隔離式轉換器，例如：返馳式轉換器(flyback converter)或順向式轉換器(forward converter)。

如第4圖所示，此轉換器具有一轉換控制電路100、一電感L1、一個二極體D1、一功率電晶體Q1與一電流偵測電阻R1。其中，電感L1與發光二極體燈串200係串接於電壓輸入端VIN與功率電晶體Q1之汲極端之間。功率電晶體Q1之源極端係連接至轉換控制電路100之一外部電壓輸入端IN，以供應轉換控制電路100運作所需之電能。電流偵測電阻R1之一端係連接至轉換控制電路100之一回授電壓偵測端CS，另一端則是接地。電流偵測電阻R1並透過轉換控制電路100耦接至功率電晶體Q1，以偵測流經發光二極體燈串200之電流。

轉換控制電路100具有一穩壓開關SW1、一控制單元120與一內建之低壓電晶體Q2。穩壓開關SW1係串接一個二極體D2。 在本實施例中，穩壓開關SW1之一端係透過二極體D2耦接至外部電壓輸入端IN。穩壓開關SW1之另一端則是連接至一穩壓電容C1，以產生電源電壓VDD。此穩壓電容C1可採外接或是內建之方式。不過，本發明並不限於此。二極體D2係串接至穩壓開關SW1以限制流經穩壓開關SW1之電流，因此，二極體D2亦可設置於穩壓開關SW1與穩壓電容C1間。

控制單元120係透過回授電壓偵測端，偵測來自電流偵測電組R1之一回授電壓信號Vcs，並依據此回授電壓信號Vcs產生一導通脈波信號Vp1與一穩壓脈波信號Vp2，分別控制低壓電晶體Q2與穩壓開關SW1之導通與截止。低壓電晶體Q2係串接於功率電晶體Q1與電流偵測電阻R1之間。透過控制此低壓電晶體Q2之導通與截止，即可同步控制功率電晶體Q1之導通與截止。

起初，在轉換控制電路100尚未啟動時，來自電壓輸入端VIN之輸入電壓Vin係經由電阻R2、R3對穩壓電容C1充電，而使電源電壓VDD逐漸上升。當電源電壓VDD之準位達到欠壓閉鎖比較器130之參考電壓Vr1時，欠壓閉鎖比較器130輸出高準位信號以導通電源開關SW2，而使電源電壓VDD開始供給轉換控制電路100運作所需之電能。

控制單元120具有一比較器122、一SR正反器124、一延遲電路128與一定時截止電路129。其中，比較器122係接收來自電流偵測電阻R1之回授電壓信號Vcs，並將此回授電壓信號Vcs與一參考電壓Vr2進行比較，以產生一比較信號輸出至SR正反器124之輸入端R。SR正反器124係依據比較信號產生一輸出信號至延遲電路128。定時截止電路129係接收來自SR正反器124之輸出端Q之輸出信號後，產生一定時電路輸出信號至SR正反器 124之輸入端S。導通脈波信號Vp1之時序係等同於SR正反器124之輸出端Q的輸出信號的時序。

延遲電路128係依據導通脈波信號Vp1，產生脈波起始點之時序晚於導通脈波信號Vp1之穩壓脈波信號Vp2。定時截止電路129係於偵測到SR正反器之輸出端Q輸出低準位信號時，開始計算一預設之固定關斷時間Toff(constant off time)，並於關斷時間Toff計算結束後，輸出脈衝信號至SR正反器124之輸入端S，使SR正反器124之輸出端Q輸出高準位信號。

如第6圖所示，在時點t1，當導通脈波信號Vp1由低準位切換至高準位以導通低壓電晶體Q2時，功率電晶體Q1之源極端之電位降低，而導致功率電晶體Q1導通。此時，電流IL由電壓輸入端VIN經發光二極體燈串200、電感L1、功率電晶體Q1、低壓電晶體Q2與電流偵測電阻R1流動至接地端。此時，電流IL會逐漸增大。

隨後，在時點t2，當穩壓脈波信號Vp2導通穩壓開關SW1時，低壓電晶體Q2仍然維持在導通狀態，但是，在外部電壓輸入端IN與穩壓開關SW1間之二極體D2的兩端仍維持於逆偏壓的狀態，因此仍未有電流流經穩壓開關SW1。此時之電流IL係維持由電壓輸入端VIN經發光二極體燈串200、電感L1、功率電晶體Q1、低壓電晶體Q2與電流偵測電阻R1流動至接地端。在此階段，流經發光二極體燈串200之電流IL仍然持續增加。

直到時點t3，回授電壓信號Vcs大於參考電壓Vr2，SR正反器124之輸出端Q輸出低準位信號，係導通脈波信號Vp1切換至低準位以截止低壓電晶體Q2後，外部電壓輸入端IN與穩壓開關 SW1間之二極體D2的兩端轉為順向偏壓的狀態。此時，電流IL由電壓輸入端VIN經發光二極體燈串200、電感L1、功率電晶體Q1與穩壓開關SW1，流動至穩壓電容C1，對該穩壓電容C1充電。隨後，在時點t4，穩壓脈波信號Vp2切換至低準位，以截止穩壓開關SW1時，電流IL係停止流入穩壓電容C1，結束對該穩壓電容C1充電。此時，電流IL才會開始降低。

在本實施例中，導通脈波信號Vp1之脈波結束後，穩壓脈波信號Vp2之相對應脈波仍持續導通一預設時間。此預設時間即為外部電壓輸入端IN對該穩壓電容充電C1之一充電期間。請參照第6圖所示，此充電期間之開始時點係同時於導通脈波信號Vp1之相對應脈波之截止時點(即時點t3)。但本發明不限於此，只要將延遲電路之延遲時間變長，控制穩壓脈波信號Vp2於導通脈波信號Vp1之相對應脈波結束後一預設時間再導通，充電期間之開始時點係晚於導通脈波信號Vp1之相對應脈波之截止時點。

其次，本實施例係於穩壓電容C1之一端耦接一稽納二極體(Zener diode)Dz1。當電源電壓VDD大於稽納二極體Dz1的崩潰電壓時，電流IL係停止流入穩壓電容C1，而經由稽納二極體Dz1所構成之一放電路徑流動至接地端，以穩定電源電壓VDD於一預設電壓值(即稽納二極體Dz1的崩潰電壓)。

本實施例之非隔離式轉換器係採取交換式穩壓方式，控制穩壓開關SW1於低壓電晶體Q2截止後仍維持導通狀態，使來自外部電壓輸入端IN之電能夠透過二極體D2與穩壓開關SW1儲存至穩壓電容C1。此外，為了避免電源電壓過高，本實施例除了可透過適當設定穩壓開關SW1之截止時間外，亦可在穩壓電容C1之高壓端連接稽納二極體Dz1。藉此，本實施例可於穩壓開關SW1 處於導通狀態而電源電壓VDD大於稽納二極體Dz1的崩潰電壓時，限制對於穩壓電容C1充電之電壓，過多能量由稽納二極體Dz1分流至接地端，以免VDD電壓過高損害控制元件。因此，本實施例之電源穩壓過程所造成的功耗可以下列算式計算(以下算式係假定電源電壓VDD並未超過稽納二極體Dz1之崩潰電壓)：功耗(Pd)=(VD+VSW)x ILED_valley x duty...(4)

其中，VD係指二極體D2之壓降，VSW係指穩壓開關SW1導通時之壓降，ILED_valley係指流經發光二極體燈串200之波谷電流，duty則是對穩壓電容充電所占之時間比。假設前述穩壓開關SW1的導通阻抗(Ron)為5歐姆、流經發光二極體燈串200之波谷電流為0.3安培、導通脈波的週期為20微秒、前揭預設時間為0.2微秒。利用算式(4)計算出來的功耗為：功耗(Pd)=(0.7+0.3 x 5)x(0.3)x(200n/20u)=0.07(W)。

在高交流輸入電壓應用下，本實施例之非隔離式轉換器之功耗僅為0.07瓦，對於常用之3瓦的發光二極體燈泡而言，所佔比重僅達2.33%。因此，本發明之非隔離式轉換器可大幅改善轉換器電源穩壓過程對於之能源使用效率的影響。

第5圖係本發明轉換器另一實施例之應用電路示意圖。不同於第4圖之轉換器中，導通脈波信號Vp1係透過控制低壓電晶體Q2之導通狀態間接控制功率電晶體Q1之導通與截止，本實施例省略了低壓電晶體Q2，直接利用導通脈波信號Vp1控制功率電晶體Q1之導通與截止。其次，不同於第4圖之轉換控制電路的外部電壓輸入端IN係連接功率電晶體Q1之源極端以擷取電能，本實施例之外部電壓輸入端IN則是連接功率電晶體Q1之汲極端(亦即 直接連接至電感L1)以擷取電能。

其次，在第6圖之實施例中，導通脈波信號Vp1經延遲電路後，產生之穩壓脈波信號Vp2整體延遲導通脈波信號Vp1之相對應脈波一預設時間。不過，本發明並不限於此。第7A與7B圖係延遲電路一實施例之電路圖及動作波型圖。如圖中所示，此延遲電路128具有一延遲單元1282與一或閘1284。延遲單元1282係接收來自定時截止電路129之導通脈波信號Vp1，以產生一整體延遲一預設時間之延遲信號Vde。此延遲信號Vde與導通脈波信號Vp1係同時輸入或閘1284，以產生穩壓脈波信號Vp2。透過此延遲電路128所產生之穩壓脈波信號Vp2之脈波之起始時點會同時於相對應之導通脈波信號Vp1之派波起始時點，且穩壓脈波信號Vp2之脈波之截止時點會同時於延遲信號Vde之相對應脈波之截止時點。

第8A與8B圖係延遲電路另一實施例之電路圖及動作波型圖。不同於第7A與7B圖之實施例中，導通脈波信號Vp1與穩壓脈波信號Vp2之相對應脈波信號至少部分重疊，本實施例之穩壓脈波信號Vp2’與導通脈波信號Vp1是互補信號。如圖中所示，此延遲電路228具有一延遲單元2282、一及閘2284與一反向器2286。導通脈波信號Vp1分別經過延遲單元2282與反向器2286後，產生一整體延遲一預設時間之延遲單元2282之輸出信號Vp2a，與反向器2286之輸出反向信號Vp2b。此延遲單元2282之輸出信號Vp2a與反向信號Vp2b係輸入及閘2284，以產生穩壓脈波信號Vp2’。透過此延遲電路228所產生之穩壓脈波信號Vp2’之脈波與導通脈波信號Vp1之相對應脈波會是互補信號。如第8B圖所示，穩壓脈波信號Vp2’之脈波起始時點係同時於導通脈波信號Vp1之相對應脈波之截止時點。

第9圖係本發明之轉換器之另一實施例之示意圖。相較於第4圖之實施例，本實施例係提供一電源電壓偵測電路910耦接於穩壓電容C1，以偵測電源電壓VDD。電源電壓偵測電路910係接收來自延遲電路128之穩壓脈波信號Vp2，同時偵測電源電壓VDD，以輸出一電源電壓偵測信號Vp3，控制穩壓開關SW1之導通狀態。此電源電壓偵測電路910具有一比較器9101與一及閘9102。比較器9101比較電源電壓VDD之準位與一預設參考電壓值Vr3後輸出一比較信號，及閘9102係根據比較信號與穩壓脈波信號Vp2，輸出電源電壓偵測信號Vp3，以控制穩壓開關SW1。藉此，電源電壓偵測電路910係於穩壓脈波信號Vp2處於高準位且比較信號處於高準位(即電源電壓VDD之準位低於預設參考電壓值Vr3)時，輸出高準位之電源電壓偵測信號Vp3以導通穩壓開關SW1。

第9A圖係第9圖之轉換器之動作波形圖之示意圖。請同時參照第9與第9A圖，起初，電源電壓VDD之準位低於預設參考電壓值Vr3。於時點t1，外部電壓輸入端IN係開始對穩壓電容C1充電，此時，電源電壓VDD之電壓值開始上升，直至電源電壓VDD之電壓值高於預設參考電壓值Vr3(即時點t3)，電源電壓偵測電路910輸出電源電壓偵測信號Vp3為低準位，以截止穩壓開關SW1，係避免電源電壓VDD之電壓值高於參考電壓值Vr3。換句話說，電源電壓偵測電路910係於電源電壓VDD之電壓值大於預設參考電壓值Vr3時，縮短對電容充電的時間，即充電期間僅為時點t1至時點t2間，如此可避免產生過高的電源電壓VDD。

於上述實施例中，在外部電壓輸入端IN尚未開始對穩壓電容C1充電前(即時點t1前)，電源電壓VDD之準位，係低於預設參考電壓值Vr3。此外，若於時點t1前，電源電壓VDD’之準位， 係等於或高於預設參考電壓值Vr3’，此時，電源電壓偵測信號Vp3’仍維持於低準位，穩壓開關SW1係維持於截止狀態，如此，轉換器於此動作週期內，亦可減少切換穩壓開關SW1造成的功率損耗。

第10圖係本發明轉換器之另一實施例之示意圖。如前述，本發明係利用一時序晚於導通脈波信號Vp1之穩壓脈波信號Vp2，在低壓電晶體Q2截止後導通穩壓開關SW1，以擷取轉換控制電路運作所需之電能。惟由於轉換控制電路依據回授電壓信號Vcs控制低壓電晶體Q2之動作上存在信號傳輸延遲，轉換控制電路偵測到回授電壓信號Vcs之準位高於參考電壓Vr2之時點與導通脈波信號Vp1之脈波的截止時點間會存在一時間遲延。在此延遲時間內，低壓電晶體Q2維持其導通狀態，因此，流經發光二極體之電流IL會繼續增加。

此轉換器之輸入電壓與產生電流的關係可以下列算式表示：△i/△t=(Vin-VLED)/L...(5)

其中，△i/△t代表流經發光二極體燈串200之電流IL的電流斜率，Vin係指電壓輸入端之輸入電壓，VLED係指發光二極體燈串200之端電壓，L係指電感L1之電感值。由算式(5)可知，電流斜率與輸入電壓Vin、發光二極體燈串200之端電壓VLED以及電感L1之電感值L相關。在電感L1之電感值與LED端電壓不變的情況下，流經發光二極體燈串200之電流IL的電流斜率則隨電壓輸入端VIN之輸入電壓Vin改變。由於轉換控制電路存在一固定時間之信號傳輸遲延，因此，如第11圖所示，在不同輸入電壓下，此固定時間之信號傳輸遲延會導致流經發光二極體燈串200之電流IL產生不同之峰值。

為了補償此時間延遲，本實施例之轉換器具有一補償電路300，耦接至電流偵測電阻R1，以調整回授電壓信號Vcs之準位。如圖中所示，此補償電路300具有一第一電阻Rc1與一第二電阻Rc2，串接於電流偵測電阻R1之高壓端(即輸出回授電壓信號Vcs之端點)與電感L1之間。第一電阻Rc1與第二電阻Rc2之接點係輸出一補償偵測信號Vcp，以補償導通脈波信號Vp1因延遲電路128所導致之信號延遲。請同時參照第12圖，此回授電壓信號Vcs之電位相當於補償偵測信號Vcp之電位疊加上第一電阻Rc1與第二電阻Rc2之所產生之分壓。此分壓之大小會隨著輸入電壓Vin而改變，以使流經發光二極體燈串200之電流IL的峰值維持固定。

第13圖係本發明之轉換器之又一實施例之示意圖。相較於前揭各個實施例均屬非隔離式轉換器，且係應用於驅動發光二極體燈串200。本實施例係將本發明之技術應用於隔離式轉換器，用以將輸入電壓VIN轉換產生輸出電壓VOUT。

第14圖係本發明之轉換器之又一實施例之示意圖。相較於第13圖之實施例，本實施例係以功率電晶體Q1之汲極端作為外部電壓輸入端IN，並且省略低壓電晶體Q2，直接利用導通脈波信號Vp1控制功率電晶體Q1之導通與截止。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。另外本發明的任一實施例或申請專利範圍不須達成本發明所揭露之全部目的或優點或特點。此外，摘要部分和標題僅是用來輔助專利文件搜尋之用，並非用來限制本發明之權利範圍。

100‧‧‧轉換控制電路

L1‧‧‧電感

D1‧‧‧二極體

Q1‧‧‧功率電晶體

R1‧‧‧電流偵測電阻

200‧‧‧發光二極體燈串

IN‧‧‧外部電壓輸入端

CS‧‧‧回授電壓偵測端

SW1‧‧‧穩壓開關

120‧‧‧控制單元

Q2‧‧‧低壓電晶體

D2,D3‧‧‧二極體

C1‧‧‧穩壓電容

130‧‧‧欠壓閉鎖比較器

SW2‧‧‧電源開關

122‧‧‧比較器

124‧‧‧SR正反器

128‧‧‧延遲電路

129‧‧‧定時截止電路

R2,R3‧‧‧電阻

VIN‧‧‧電壓輸入端

VDD‧‧‧電源電壓

Dz1‧‧‧稽納二極體(Zener diode)

Vp1‧‧‧導通脈波信號

Vp2‧‧‧穩壓脈波信號

Vr1、Vr2‧‧‧參考電壓

Vcs‧‧‧回授電壓信號

IL‧‧‧電流

Claims (18)

1. 一種轉換控制電路，用以控制一功率電晶體之導通與截止，該轉換控制電路包括：一穩壓開關，該穩壓開關之一端連接一外部電壓輸入端，另一端連接至一穩壓電容，以將該外部電壓輸入端之一輸入電壓轉換為一電源電壓，供應該轉換控制電路所需之電能；以及一控制單元，產生一穩壓脈波信號與一導通脈波信號，分別用以控制該穩壓開關與該功率電晶體之導通與截止，並定義該外部電壓輸入端對該穩壓電容充電之一充電期間；其中，該控制單元包括一延遲電路，該延遲電路係接收該導通脈波信號，以產生該穩壓脈波信號，且該穩壓脈波信號之一脈波之開始時點同時或晚於該導通脈波信號之一相對應脈波之開始時點；其中，該控制單元在工作後控制該穩壓開關的導通或截止，並根據該穩壓脈衝信號或該導通脈衝信號以控制對該穩壓電容的充電時間。
2. 如申請專利範圍第1項之轉換控制電路，其中，且該充電期間之開始時點係同時或晚於該導通脈波信號之相對應脈波之截止時點。
3. 如申請專利範圍第1項之轉換控制電路，其中，當該電源電壓之一電壓值大於一預設電壓值，該輸入電壓係經由一放電路徑放電。
4. 如申請專利範圍第1項之轉換控制電路，更包括一電源電壓偵測電路，耦接於該穩壓電容，以偵測該電源電壓之電壓值，並根據該穩壓脈波信號，以控制該充電期間之截止時點。
5. 如申請專利範圍第4項之轉換控制電路，其中，當該電源電壓之電壓值大於一預設參考電壓值或該穩壓脈波信號為低準位，該電源電壓偵測電路係輸出一低準位之電源電壓偵測信號，以截止該穩壓開關。
6. 如申請專利範圍第1項之轉換控制電路，更包括一個二極體，順向串接至該穩壓開關，當該功率電晶體導通時，該二極體係呈現逆偏壓而中止流經該穩壓開關之電流。
7. 如申請專利範圍第1項之轉換控制電路，更包括一低壓電晶體，串接於該功率電晶體之一源極端與一接地端之間，該導通脈波信號係透過控制該低壓電晶體之導通狀態，以控制該功率電晶體之導通。
8. 如申請專利範圍第1項之轉換控制電路，其中，該控制單元接收一偵測電壓，以產生該導通脈波信號。
9. 一種轉換器，包括：一功率電晶體，耦接於一發光二極體燈串與一接地端之間；以及一轉換控制電路，用以控制該功率電晶體之導通與截止，包括：一穩壓開關，該穩壓開關之一端連接一外部電壓輸入端，另一端連接至一穩壓電容，以將該外部電壓輸入端之一輸入電壓轉換為一電源電壓，供應該轉換控制電路所需之電能；以及一控制單元，產生一穩壓脈波信號與一導通脈波信號，分別用以控制該穩壓開關與該功率電晶體之導通與截止，並定義 該外部電壓輸入端對該穩壓電容充電之一充電期間；其中，該控制單元包括一延遲電路，該延遲電路係接收該導通脈波信號，以產生該穩壓脈波信號，且該穩壓脈波信號之一脈波之開始時點同時或晚於該導通脈波信號之一相對應脈波之開始時點；其中，該控制單元在工作後控制該穩壓開關的導通或截止，並根據該穩壓脈衝信號或該導通脈衝信號以控制對該穩壓電容的充電時間。
10. 如申請專利範圍第9項之轉換器，其中，該轉換控制電路更包括一個二極體，順向連接於該外部電壓輸入端與該穩壓開關之間。
11. 如申請專利範圍第9項之轉換器，更包括一低壓電晶體，串接於該功率電晶體之一源極端與一接地端之間，該導通脈波信號係透過控制該低壓電晶體之導通狀態，以控制該功率電晶體之導通。
12. 如申請專利範圍第9項之轉換器，更包括一電流偵測電阻，該電流偵測電阻係耦接該功率電晶體，偵測流經該發光二極體燈串之電流以產生一回授電壓信號，該控制單元係依據該回授電壓信號以產生該導通脈波信號。
13. 如申請專利範圍第12項之轉換器，更包括一補償電路，耦接該電流偵測電阻，該補償電路係用以調整該回授電壓信號之準位，以補償該導通脈波信號因該延遲電路所導致之延遲。
14. 如申請專利範圍第13項之轉換器，其中，該補償電路包括一 第一電阻與一第二電阻，串接於該電流偵測電阻與一電感之間，並於該第一電阻與該第二電阻之接點輸出一準位高於該回授電壓信號之補償偵測信號，該控制單元係依據該補償偵測信號產生該穩壓脈波信號與該導通脈波信號。
15. 如申請專利範圍第9項之轉換器，其中，且該充電期間之開始時點係同時或晚於該導通脈波信號之相對應脈波之截止時點。
16. 如申請專利範圍第9項之轉換器，其中，當該電源電壓之一電壓值大於一預設電壓值，該輸入電壓係經由一放電路徑放電。
17. 如申請專利範圍第9項之轉換器，更包括一電源電壓偵測電路，耦接於該穩壓電容，以偵測該電源電壓之電壓值，並根據該穩壓脈波信號，以控制該充電期間之截止時點。
18. 如申請專利範圍第17項之轉換器，其中，當該電源電壓之電壓值大於一預設參考電壓值或該穩壓脈波信號為低準位，該電源電壓偵測電路係輸出一低準位之電源電壓偵測信號，以截止該穩壓開關。