TW201541843A

TW201541843A - 二次側控制輸出電能之自激式電源轉換電路

Info

Publication number: TW201541843A
Application number: TW103115320A
Authority: TW
Inventors: Cheng-Po Hsiao; Chung-Hsin Huang; Ke-Horng Chen; Chun-Chieh Kuo; Shih-Ping Tu; Shao-Wei Chiu
Original assignee: Anwell Semiconductor Corp
Priority date: 2014-04-29
Filing date: 2014-04-29
Publication date: 2015-11-01

Abstract

一種二次側控制輸出電能之自激式電源轉換電路，係於二次側之輸出模組直接設置一比較單元與一電晶體，該比較單元電性連接至少一負載，該電晶體電性連接於電路之轉換模組與該負載間，以透過該比較單元檢測該轉換模組輸出予該負載之能量大小後調整該電晶體之責任週期，如此即可調節該負載實際接收之能量大小而實現定功率之功效。

Description

二次側控制輸出電能之自激式電源轉換電路

本發明係屬於自激式電源轉換裝置之技術領域，特別是關於一種二次側控制輸出電能之自激式電源轉換電路，以透過裝設於變壓器二次側之控制晶片偵測二次側輸出電壓後，無需回授至一次側即直接自動調節二次側之能源輸出責任週期而實現恆定輸出功率之效果。

為驅動照明設備運作，一般係於主電路與控制電路間設置一驅動電路，以供轉換市電能源而輸出負載所需之工作電壓、電流，並肩負照明設備之主要電路與負載間的隔離電路而具有控制輸出電壓電流大小的功能。以傳統的自激式驅動電路為例，係藉其架構中的半橋諧振電路實現能源的直接轉換效果而具有啟動快與不閃爍等特性，但也因架構中缺乏定功率控制機制，使得其輸出功率將隨輸入電壓的升高而比例升高，造成設備無法維持穩定的照明亮度並具有快速老化的問題。

為解決此問題，台灣新型專利TW M464962提出一種如圖1所示之自激式單級高功率因數之發光二極體驅動電路1，以透過一功因修正電感(L_PFC)12及一儲能電路24的設置方式，使其準半橋諧振電路23之切換開關S₂於該儲能電路24中儲能電容C₂持續充電至該雙向觸發二極管SIDAC之崩潰電壓時導通，該功因修正電感12即經由該觸發開關S₂形成充電迴路而使該儲能電容C₁儲能後對該準半橋諧振電路23進行充電。此時，該觸發開關S₁導通而使該功因修正電感12經由該觸發開關S₁形成充電迴路後對該儲能電容C₁進行充電，直至該準半橋諧振電路23振盪換相後方截止該觸發開關S₁並導通該觸發開關S₂。如此，透過該等觸發開關S₁、 S₂操作於零電壓的切換方式，即可達到功因修正效果而避免輸出功率隨輸入電壓弦波上升的問題發生。然而，由於上述此法之該準半橋諧振電路23係置於該發光二極體驅動電路1之一次側中而造成電路複雜度增加，且其呈電感性阻抗的整體架構特性更容易造成電磁干擾等問題而不利於實用。

有感於此，如何保持傳統自激式驅動電路的架構簡易性的同時得以控制電路輸出功率的穩定性，並允許其具有多組輸出功能及調光功能而增廣於各式照明設備中的裝設適應性，即為本發明所亟欲探究之課題。

有鑑於習知技藝之問題，本發明之目的在於提供一種二次側控制輸出電能之自激式電源轉換電路，以透過裝設於轉換電路二次側的控制電路自動調節輸出責任週期而實現輸出功率的恆定，同時，無需於一次側設置電感的方式可有效簡化整體電路架構而降低成本之效果。

根據本發明之目的，該二次側控制輸出電能之自激式電源轉換電路係設有一輸入模組、自激式之一轉換模組及一輸出模組，該輸出模組電性連接該轉換模組及至少一負載，且該轉換模組透過該輸入模組電性連接一外部電源後轉換形成一輸入電壓，以透過該輸出模組輸出予該負載，其特徵在於：該輸出模組係設有一比較單元、一驅動單元及一調整單元，該調整單元具有一電晶體，該電晶體之一端電性連接該轉換模組而承接該輸入電壓，及其另一端電性連接該負載而輸出該輸入電壓，該驅動單元電性連接該比較單元及該調整單元，且該比較單元具有一檢測器，該檢測器電性連接該負載並檢測形成一檢測值；該比較單元利用至少一基準值比較該檢測值後輸出一驅動訊號予該驅動單元，使該驅動單元觸發該調整單元而調整該電晶體輸出該輸入電壓之責任週期，以實現直接於二次側控制該自激式電源轉換電路輸出恆定能源之功效。

其中，該比較單元設有一第一誤差放大器，該驅動單元具有一第一比較器及一三角波振盪器，且該檢測器為一分壓電阻，以檢測該負載所承接之該輸入電壓大小而形成該檢測值；該第一誤差放大器之負輸入端耦接該分壓電阻而承接該檢測值，正輸入端承接該基準值而輸出端耦接該第一比較器之負輸入端，且該第一比較器之正輸入端耦接該三角波振盪器而輸出端電性連接該電晶體之閘極。

或者，該比較單元設有一第二誤差放大器及一第三誤差放大器，該驅動單元具有一RS正反器，且該檢測器為一分壓電阻，以檢測該負載所承接之該輸入電壓大小而形成該檢測值；該第三誤差放大器之正輸入端耦接該分壓電阻而承接該檢測值，其負輸入端承接該基準值及輸出端耦接該RS正反器之重置腳位，且該第二誤差放大器之正輸入端承接該基準值而負輸入端承接該檢測值，其輸出端耦接該RS正反器之設定腳位，又該RS正反器之輸出端電性連接該電晶體之閘極。該第二誤差放大器之正輸入端承接2.45伏特(V)之該基準值，而該第三誤差放大器之負輸入端承接2.5伏特之該基準值。

並且，該調整單元更設有一二極體、一開關及一D型正反器，該電晶體之源極透過該二極體電性連接該轉換模組之輸出端而閘極耦接該開關一端，該開關之觸發端耦接該D型正反器之輸出端，且該D型正反器之輸入端耦接該第一比較器之輸出端或該RS正反器之輸出端。

於一實施態樣中，該負載為複數使用型態而分別並聯該輸出模組，該檢測器主要由一電流控制器及一電壓反饋器所構成，該比較單元設有一第四誤差放大器，該驅動單元設有一三角波振盪器及一第二比較器，該電流控制器耦接該等負載及該電壓反饋器，該電壓反饋器耦接該第四誤差放大器之負輸入端，而該第四誤差放大器之正輸入端設置一參考值及其輸出端耦接該第二比較器之負輸入端，該第二比較器之正輸入端耦接該三角波振盪器及其輸出端電性連接該電晶體之閘極；該電壓反饋器藉該電流控制器獲取該等負載上最小電壓值而形成該檢測值，使該第四誤差放大器分析獲知該檢測值小於該參考值時輸出高電壓準位之該驅動訊號，供該第二比較器利用該三角波振盪器輸出之三角波比較該驅動訊號後調節該電晶體之工作狀態，又該檢測值與該參考值間差值越大時該驅動訊號之電壓準位越高而增加該電晶體之責任週期，即提升輸出予該等負載之該輸入電壓總量。該檢測器更具有一第三比較器及一短路保護器，該第三比較器之正輸入端耦接耦接該電壓反饋器，且其負輸入端設置一短路值及輸出端耦接該短路保護器；當該第三比較器分析獲知該電壓反饋器反饋之該等負載上最大電壓值大於該短路值時，該第三比較器驅動該短路保護器停止該輸出模組作動。該調整單元更設有一過壓比較器及一過壓電阻，該過壓比較器之正輸入端耦接該過壓電阻，其負輸入端設置一保護值及輸出端電性連接該電晶體之閘極，且該過壓電阻一端耦接該電晶體之汲極及該等負載而承接並分壓該輸出模組輸出之該輸入電壓大小後，使該過壓比較器於該過壓電阻兩端壓降大於該保護值時輸出截止訊號，以截止該電晶體作動。該參考值係為0.35伏特之電壓值，而該短路值為6.3伏特之電壓值，該保護值為1.23伏特之電壓值。

綜上所述，本發明係透過內建之該電晶體實現二次側直接控制輸出總功率，以維持定功率的輸出並提升整體電路的工作效率，同時，解決習知於一次側進行功因控制時需額外加置回授元件而造成電路繁複及成本增加的問題。

習知技術

1‧‧‧發光二極體驅動電路

12‧‧‧功因修正電感

23‧‧‧準半橋諧振電路

24‧‧‧儲能電路

本發明

2‧‧‧自激式電源轉換電路

20‧‧‧輸入模組

21‧‧‧轉換模組

210‧‧‧變壓器

22‧‧‧輸出模組

220‧‧‧整流單元

221‧‧‧比較單元

2210‧‧‧檢測器

22100‧‧‧電流控制器

22101‧‧‧電壓反饋器

22102‧‧‧第三比較器

22103‧‧‧短路保護器

2211‧‧‧第一誤差放大器

2212‧‧‧第二誤差放大器

2213‧‧‧第三誤差放大器

2214‧‧‧第四誤差放大器

222‧‧‧驅動單元

2220‧‧‧第一比較器

2221‧‧‧三角波振盪器

2222‧‧‧RS正反器

2223‧‧‧第二比較器

223‧‧‧調整單元

2230‧‧‧電晶體

2231‧‧‧二極體

2232‧‧‧開關

2233‧‧‧D型正反器

2234‧‧‧過壓比較器

2235‧‧‧過壓電阻

224‧‧‧調光器

2240‧‧‧產生器

2241‧‧‧第四比較器

3‧‧‧負載

第1圖係為習知自激式單級高功率因數之發光二極體驅動電路之電路圖。

第2圖係為本發明較佳實施例之方塊圖。

第3圖係為本發明較佳實施例之波形圖。

第4圖係為本發明較佳實施例之一實施態樣之電路圖。

第5圖係為本發明較佳實施例之二實施態樣之電路圖。

第6圖係為本發明較佳實施例之三實施態樣之電路圖。

第7圖係為本發明較佳實施例之四實施態樣之電路圖。

第8圖係為本發明較佳實施例之四實施態樣之波形圖。

為使貴審查委員能清楚了解本發明之內容，謹以下列說明搭配圖式，敬請參閱。

請參閱第2、3圖，其係分別為本發明較佳實施例之方塊圖及波形圖。如圖所示，二次側控制輸出電能之該自激式電源轉換電路2係適用於如負載燈具或負載背光模組之一照明設備中而電性連接至少一負載3，例如負載，以提供恆定之輸出功率而確保該負載3之發光強度穩定並提升整體設備之工作效率，亦即，該自激式電源轉換電路2亦可供用為一定電壓源。該自激式電源轉換電路2設有一輸入模組20、自激式之一轉換模組21及一輸出模組22，該輸出模組22電性連接該轉換模組21及該負載3，該轉換模組21設有一變壓器210並透過該輸入模組20電性連接一外部電源(圖未示)，以經該變壓器210轉換該外部電源所提供之電能而形成一輸入電壓(V_in)後透過該輸出模組22輸出予該負載3。該輸出模組22設有一整流單元220、一比較單元221、一驅動單元222及一調整單元223，該調整單元223具有一電晶體2230，該電晶體2230可為P型金屬氧化物半導體場效電晶體(P-Type Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor,P-MOSFET)，且其源極透過該整流單元220電性連接該轉換模組21而承接該整流單元20整流過之輸入電壓(V_{in_fil})，而該電晶體2230之汲極電性連接該負載3，以轉輸出該輸入電壓。該驅動單元222電性連接該比較單元221及該電晶體2230之閘極，且該比較單元221具有一檢測器2210，該檢測器2210電性連接該負載3並檢測該負載3實際所承接之該輸入電壓(V_{in_out})大小而形成一檢測值(V_FB)。該比較單元221利用至少一基準值(V_ref)比較該檢測值後輸出一驅動訊號予該驅動單元222，使該驅動單元222觸發該調整單元223而調整該電晶體2230之責任週期，以實現直接於二次側控制該自激式電源轉換電路2輸出恆定能源之功效而提升整體功率因數(PF)。

於本實施例中，該自激式電源轉換電路2可設有複數使用型態之該輸出模組22，且該比較單元221、該驅動單元222及該調整單元223 可為一控制晶片內之積體電路，然，該比較單元221中之該檢測器2210仍可為設於該控制晶片外之一分壓電阻。以圖4為例，該比較單元221於該控制晶片內設有一第一誤差放大器2211，該驅動單元222具有一第一比較器2220及一三角波振盪器2221，且該第一誤差放大器2211之負輸入端耦接該分壓電阻而承接該檢測值，正輸入端承接該基準值而輸出端耦接該第一比較器2220之負輸入端，且該第一比較器2220之正輸入端耦接該三角波振盪器2221而輸出端可透過緩衝器、訊號放大器或啟動器等電性連接該電晶體2230之閘極。於該檢測值大於該基準值時，該第一誤差放大器2211輸出予該第一比較器2220之驅動訊號之電壓準位將降低，如此，當該第一比較器2220進一步利用該三角波振盪器2221所產生之三角波比較該驅動訊號時，該電晶體2230的導通時間比例將隨之降低而減少該輸入電壓之輸出總量。換言之，透過該驅動訊號相對於該三角波的壓值高低，該控制晶片將形成定頻切換該電晶體2230工作狀態的調節機制，使該負載3所承接之該輸入電壓總量保持恆定而不隨該外部電源所提供的電能弦波上升而產生變化，達提高整體PF值之功效。

或者，如圖5所示，該比較單元221設有一第二誤差放大器2212及一第三誤差放大器2213，該驅動單元222具有一RS正反器2222。該第三誤差放大器2213之正輸入端耦接該分壓電阻而承接該檢測值，其負輸入端承接如2.5V之該基準值及輸出端耦接該RS正反器2222之重置腳位，且該第二誤差放大器2212之正輸入端承接如2.45V之該基準值而負輸入端承接該檢測值，其輸出端耦接該RS正反器2222之設定腳位，又該RS正反器2222之輸出端電性連接該電晶體2230之閘極。如此，2.45V及2.5V之該等基準值將限定形成恆定的漣波常數(Constant Ripple)，供該控制晶片憑藉該漣波常數切換該電晶體2230的工作狀態維持該負載3所承接之該輸入電壓總量恆定。

並且，該調整單元223更可如圖6所示設有一二極體2231、一開關2232及一D型正反器2233，該電晶體2230之源極透過該二極體2231電性連接該轉換模組21之輸出端而閘極耦接該開關2232一端，該開關2232 之觸發端耦接該D型正反器2233之輸出端，且該D型正反器2233之輸入端耦接該第一比較器2220之輸出端或該RS正反器2222之輸出端。順帶一提的是，該自激式電源轉換電路2可於該變壓器210之二次側增置不同圈數之線圈而擴增該輸出模組22之組數，且每一該輸出模組22可分別由其內置之該電晶體2230進行控制而分別作為主(Master)電源或次(Slave)電源，以供形成休眠電力(Standby Power)之用。當然，該等輸出模組22亦可依據共同的切換機制(Switching Topology)而彈性設定為主電力(Main Power)或休眠電力之用。

另一方面，當該負載3如圖7、8所示為複數使用型態(負載₁~負載₄)而分別並聯該輸出模組22時，該檢測器2210可設於該控制晶片內並由一電流控制器22100及一電壓反饋器22101所構成，該比較單元221設有一第四誤差放大器2214，且該驅動單元222設有該三角波振盪器2221及一第二比較器2223。該電流控制器22100耦接該等負載3及該電壓反饋器22101，該電壓反饋器22101耦接該第四誤差放大器2214之負輸入端，而該第四誤差放大器2214之正輸入端設置如0.35V之一參考值及其輸出端耦接該第二比較器2223之負輸入端，該第二比較器2223之正輸入端耦接該三角波振盪器2221及其輸出端電性連接該電晶體2230之閘極。該電壓反饋器22101藉該電流控制器22100獲取該等負載3上最小電壓值而形成該檢測值並反饋予該第四誤差放大器2214。此時，由於該第四誤差放大器2214之輸出端透過該控制晶片之COMP腳位外接有一電容，故當其分析獲知該檢測值小於該參考值時，即直流定電壓形成為高電壓準位之該驅動訊號，供該第二比較器2223利用該三角波振盪器2221輸出之三角波比較該驅動訊號後調節該電晶體2230之工作狀態，又該檢測值之壓值越低而與該參考值間差值越大時，該驅動訊號之電壓準位越高，以增加該電晶體2230之責任週期而提升輸出予該等負載3之該輸入電壓總量。換言之，該電晶體2230亦可採用N-MOSFET，且此時只需將該第二比較器2223之正負輸入腳位顛倒設置即可。

又，該檢測器2210可具有一第三比較器22102及一短路保護器22103，該第三比較器22102之正輸入端耦接該電壓反饋器22101而承接該檢測值，且其負輸入端設置如6.3V之一短路值及輸出端耦接該短路保護器22103。當該第三比較器22102分析獲知該電壓反饋器22101反饋之該等負載3上最大電壓值大於該短路值時，該第三比較器22102驅動該短路保護器22103停止該輸出模組22作動。該調整單元223更設有一過壓比較器2234及一過壓電阻2235，該過壓電阻2235設於該控制晶片外。該過壓比較器2234之正輸入端耦接該過壓電阻2235，其負輸入端設置如1.23V之一保護值及輸出端電性連接該電晶體2230之閘極，且該過壓電阻2235一端耦接該電晶體2230之汲極及該等負載3而承接並分壓該輸出模組22輸出之該輸入電壓大小後，使該過壓比較器2234於該過壓電阻2235兩端壓降大於該保護值時輸出截止訊號，以截止該電晶體2230作動。該控制晶片內更可設有一調光器224，其設有一產生器2240及一第四比較器2241，該第四比較器2241之負輸入端耦接該產生器2240，且其正輸入端接收一調光訊號及其輸出端耦接該電流控制器22100。該產生器2240輸出一三角波或一直流電壓準位，供該第四比較器2241利用該調光訊號比較該三角波或該直流電壓準位後輸出一脈波值予該電流控制器22100，以影響流動於該等負載3上之恆定電流值而進行調光效果。

以上所述僅為舉例性之較佳實施例，而非為限制性者。任何未脫離本發明之精神與範疇，而對其進行之等效修改或變更，均應包含於後附之申請專利範圍中。