KR102224289B1 - 전원장치 및 그의 구동방법 - Google Patents

전원장치 및 그의 구동방법 Download PDF

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Abstract

본 발명의 목적은, 전류의 제어의 오차를 줄일 수 있고 구조가 간단한 전원장치 및 그의 구동방법을 제공하는 것이다.
본 발명은 인덕터, 제어신호에 따라 턴온 또는 턴오프되어 상기 인덕터에 흐르는 전류의 흐름을 조절하는 스위치 및 스위치에 흐르는 전류를 적분하여 기설정된 기준전압의 크기를 비교하여, 스위치를 턴온 또는 턴오프하는 제어신호를 출력하는 제어부를 포함하는 전원장치 및 그의 구동방법을 제공하는 것이다.

Description

전원장치 및 그의 구동방법{POWER CONVETER AND DRIVING METHOD FOR THE SAME}
본 발명은 전원장치 및 그의 구동방법에 관한 것이다.
일반적으로 벅컨버터, 플라이백 컨버터 등의 스위치모드 전원장치들은 광범위한 전자장비에 사용되고 있다. 스위치모드 전원장치들은 전류의 흐름을 제어하여 전압을 생성할 수 있는데, 흐르는 전류의 크기가 소정값에 도달하지 않으면 생성되는 전압에 오차가 발생할 수 있다. 이로 인해, 스위치모드 전원장치들을 통해 전원을 전달받는 전자장비들은 오동작을 일으킬 우려가 있다.
미국특허공개 제2009-0302774호
본 발명의 목적은, 전류의 제어의 오차를 줄일 수 있는 전원장치 및 그의 구동방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, 구조가 간단한 전원장치 및 그의 구동방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 제1실시형태는, 인덕터, 제어신호에 따라 턴온 또는 턴오프되어 상기 인덕터에 흐르는 전류의 흐름을 조절하는 스위치 및 스위치에 흐르는 전류를 적분하여 기설정된 기준전압의 크기를 비교하여, 스위치를 턴온 또는 턴오프하는 제어신호를 출력하는 제어부를 포함하는 전원장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 제2실시형태는, 스위치에 흐르는 전류를 감지하여, 인덕터에 흐르는 전류를 스위칭하는 스위치를 제어하여 소정전원을 생성하는 전원장치의 구동방법에 있어서, 스위치를 턴온하여 인덕터에 전류가 흐르도록 하는 단계, 스위치에 흐르는 전류의 크기를 감지하고 스위치에 흐르는 전류와 기설정된 기준전류와 비교하는 단계 및 인덕터에 흐르는 전류와 기준전류의 크기가 같아지면, 스위치를 턴오프하는 단계를 포함하는 전원장치의 구동방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 제3실시형태는, 스위치의 턴온구간과 턴오프구간을 조절하여 스위치의 턴온구간에서 스위치에 흐르는 전류의 평균전류가 기준전류가 되도록 함으로써, 인덕터에 흐르는 전류를 제어하여 소정전원을 생성하는 전원장치의 구동방법에 있어서, 스위치의 턴온구간 중 스위치에 흐르는 전류가 기준전류보다 작은 구간에서 스위치에 흐르는 전류를 적분하여 제1캐패시터에 제1전압을 저장하는 단계 및 턴오프구간 경과 후 스위치의 턴온구간 중 스위치에 흐르는 전류가 기준전류보다 큰 구간에서 스위치에 흐르는 전류를 적분하여 제1캐패시터에 제2전압을 저장하여 제1전압과 제2전압을 합산하는 단계를 포함하는 전원장치의 구동방법을 제공하는 것이다.
본 발명에 따른 전원장치 및 그의 구동방법은 전류의 제어의 오차를 줄일 수 있다. 또한, 타이머와 같은 복잡한 구조를 갖는 구성이 없어 전원장치의 구조를 간단히 할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 전원장치를 나타내는 구조도이다.
도 2는 도 1에 도시된 전원장치에 채용된 제어부의 제1실시예를 나타내는 회로도이다.
도 3은 도 2에 도시된 제어부가 채용된 전원장치의 동작을 나타내는 타이밍도이다.
도 4는 도 1에 도시된 전원장치에 채용된 제어부의 제2실시예를 나타내는 회로도이다.
도 5는 도 4에 도시된 제어부가 채용된 전원장치의 동작을 나타내는 타이밍도이다.
도 6은 도 1에 도시된 전원장치의 동작의 일 실시예를 나타내는 순서도이다.
본 발명에 따른 컨버터 및 그의 구동방법의 상기 목적에 대한 기술적 구성을 비롯한 작용효과에 관한 사항은 본 발명의 바람직한 실시예가 도시된 도면을 참조한 아래의 상세한 설명에 의해서 명확하게 이해될 것이다.
또한, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 본 명세서에서 제1, 제2 등의 용어는 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하기 위해 사용되는 것으로 구성요소가 상기 용어들에 의해 제한되는 것은 아니다.
후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시예는 당업자가 본 발명을 실시할 수 있기에 충분하도록 상세히 설명된다. 본 발명의 다양한 실시예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시예에 관련하여 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다.
이하에서는, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있도록 하기 위하여, 본 발명의 바람직한 실시예들에 관하여 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명에 따른 전원장치를 나타내는 구조도이다.
도 1을 참조하면, 전원장치(100)는 인덕터(L), 제어신호에 따라 턴온 또는 턴오프되어 인덕터(L)에 흐르는 전류의 흐름을 조절하는 스위치(M), 및 스위치(M)에 흐르는 전류를 적분하여 기설정된 기준전압과 비교하여, 스위치를 턴온 또는 턴오프하는 제어신호를 출력하는 제어부(110)를 포함할 수 있다. 또한, 전원장치(100)는 발광다이오드(LED)와, 다이오드(D)를 포함하는 정류기를 더 포함할 수 있고, 발광다이오드(LED)는 스위치(M)의 동작에 따라 전류가 흘러 빛을 발광할 수 있다.
인덕터(L)는 스위치(M)에 연결될 수 있고, 스위치(M)의 스위칭동작에 따라 전류가 흐르거나 차단되어 소정의 전압을 생성할 수 있다.
스위치(M)는 일단이 인덕터(L)에 연결되고 타단은 저항(R)에 연결되고 제어신호에 따라 스위치(M)의 턴온 또는 턴오프 동작이 결정될 수 있다. 스위치(M)는 턴온되면 인덕터(L)에 흐르는 전류를 전달받아 저항(R)으로 전달될 수 있도록 스위치(M)에 전류가 흐를 수 있다. 스위치(M)는 모스 트랜지스터일 수 있고 제어신호는 트랜지스터의 게이트전극에 전달되어 트랜지스터의 턴온 또는 턴오프 동작을 제어할 수 있다. 트랜지스터가 턴온되면, 트랜지스터의 제1전극에서 제2전극으로 전류가 흐를 수 있어 인덕터(L)에 전류가 흐를 수 있도록 할 수 있다. 트랜지스터의 제1전극과 제2전극은 소스전극과 드레인전극일 수 있다. 하지만, 이에 한정되는 것은 아니다.
제어부(110)는 스위치(M)에 흐르는 전류의 크기를 감지하고 스위치(M)에 흐르는 전류에 대응하여 스위치(M)의 턴온 또는 턴오프 동작을 제어하는 제어신호를 출력할 수 있다. 이를 위해 제어부(110)는 스위치(M)에 흐르는 전류에 의해 저항(R)에 의해 생성된 전압(VCS)과 기설정된 기준전압(VREF)을 비교하고 비교결과에 따라 제어신호를 출력하여 스위치(M)의 턴온/턴오프 동작을 제어할 수 있다. 제어신호는 펄스폭에 따라 스위치(M)의 턴온시간과 턴오프 시간을 조절하여 스위치(M)에 흐르는 전류의 크기를 조절할 수 있다. 기준전압(VREF)은 발광다이오드(LED)에 인가되어 기준 밝기로 빛을 방출할 수 있도록 하는 전압일 수 있다. 따라서, 제어부(110)는 스위치에 흐르는 전류가 기준전류가 되도록 하기 위해 기준전압을 감지하여 스위치(M)에 흐르는 전류가 기준전류보다 크면 스위치(M)을 턴오프할 수 있는 제어신호를 출력하여 스위치(M)의 턴온 시에 스위치(M)에 흐르는 전류의 평균이 기준전류가 될 수 있도록 할 수 있다.
따라서, 본 발명에 따른 전원장치(100)는 스위치(M)에 흐르는 전류의 크기를 파악하고 스위치(M)에 흐르는 전류의 크기의 평균이 기준전류가 되도록 함으로써 전류 제어의 정확성을 높여 전원장치의 에러를 줄일 수 있다.
도 2는 도 1에 도시된 전원장치에 채용된 제어부의 제1실시예를 나타내는 회로도이다.
도 2를 참조하면, 제어부(110a)는 스위치(M)를 턴온시키는 제1신호(ON)를 출력하는 제1신호발생기(112a)와 스위치(M)를 턴오프시키는 제2신호(OFF)를 출력하는 제2신호발생기(120a)를 포함할 수 있다.
제1신호발생기(112a)는 스위치(M)가 턴오프된 후 소정 시간 경과 후 제1신호(ON)를 출력하여 제어부(110a)가 제1신호(ON)에 대응하는 제어신호에 의해 스위치(M)를 턴온시킬 수 있다. 그리고, 제2신호발생기(120a)는 스위치(M)에 전류가 기준전류보다 많이 흐르면 제2신호(OFF)를 출력하여 제어부(110a)가 제2신호(OFF)에 대응하는 제어신호에 의해 스위치(M)를 턴오프시킬 수 있다. 제2신호발생기(120a)는 적분기(113a)를 포함할 수 있다. 또한, 적분기(113a)는 기설정된 기준전압(VREF)과, 저항(R)에 흐르는 전류에 의해 생성된 측정전압(Vcs)을 이용하여 스위치(M)을 흐르는 전류를 적분할 수 있다. 적분기(113a)는 부(-)입력단으로 측정전압(Vcs)이 전달되고 정(+)입력단으로 기준전압(VREF)을 전달받는 앰프(1131a)와, 앰프(1131a)의 부(-)입력단과 앰프(1131a)의 출력단(Va) 사이에 연결되는 적분캐패시터(C0a)를 포함할 수 이다. 또한, 적분기(113a)의 부(-)입력단에는 저항(R0a)가 연결될 수 있다. 또한, 적분기(113a)는 앰프(1131a)의 부(-)입력단과 출력단(Va) 사이에 초기화스위치(SW00a)가 더 연결되어 적분캐패시터(C0a)를 초기화할 수 있다. 또한, 제2신호발생기(120a)는 비교기(114a)를 더 포함할 수 있다. 비교기(114a)는 기준전압(VREF)과 적분기(113a)의 출력단(Va)의 전압을 비교하여 제2신호(OFF)를 출력할 수 있다. 제2신호(OFF)는 적분기(113a)의 출력전압이 기준전압(VREF)과 같아지면 출력될 수 있다.
또한, 제1신호발생기(112a)와 제2신호발생기(120a)는 각각 출력상태설정기(111a)에 연결될 수 있다. 출력상태설정기(111a)는 제1신호발생기(112a)로부터 입력되는 제1신호에 의해 스위치(M)를 턴온시킬 수 있는 제어신호를 출력할 수 있고 제2신호발생기(120a)로부터 입력되는 제2신호에 의해 스위치(M)를 턴오프시킬 수 있는 제어신호를 출력할 수 있다. 출력상태설정기(111a)는 RS 플립플롭일 수 있고, RS 플립플롭의 셋(SET) 단자에는 제1신호발생기(112a)가 연결되고 리셋(RESET) 단자에는 제2신호발생기(120a)가 연결될 수 있다. 출력상태설정기(111a)에서 출력되는 제어신호는 버퍼(116a)를 통해 스위치(M)에 전달되도록 하여 신호특성이 향상될 수 있도록 할 수 있다.
도 3은 도 2에 도시된 제어부가 채용된 전원장치의 동작을 나타내는 타이밍도이다.
도 3을 참조하면, 제1구간(T11a)에서 스위치를 턴온시키는 제1신호(ON)가 제1신호발생기(112a)에서 출력되고 출력상태설정기(111a)에 전달될 수 있다. 스위치(M)는 제1신호(ON)에 대응하는 제어신호를 전달받아 턴온될 수 있다. 스위치(M)가 턴온되면, 인덕터(L)에 전류가 흐르게 되어 스위치(M)에 전류가 흐르게 될 수 있다. 스위치(M)에 흐르는 전류는 저항(R)에 전달되어 저항(R)에서 소정의 측정전압(Vcs)이 형성될 수 있다. 스위치(M)에 흐르는 전류는 시간의 경과에 따라 점차 증가할 수 있기 때문에 저항(R)에 형성되는 측정전압(Vcs) 역시 점차적으로 증가할 수 있다. 이때, 적분기(120a)에 입력되는 측정전압(Vcs)이 증가하여 기준전압(VREF)이 될 때까지 적분기(120a)의 출력전압(Va)은 점차적으로 증가될 수 있다. 그리고, 적분기(120a)에 입력되는 측정전압(Vcs)이 기준전압(VREF)보다 더 높아지게 되면 적분기(120a)의 출력전압(Va)은 다시 낮아질 수 있다. 출력전압(Va)은 기준전압(VREF)까지 낮아질 수 있다. 또한, 적분기(113a)의 출력전압은 비교기(114a)의 부(-)입력단에 전달되고 기준전압(VREF)은 비교기(114a)의 정(+)입력단에 전달될 수 있다. 그리고, 비교기(114a)는 적분기(113a)의 출력전압(Va)이 기준전압(VREF)의 크기에 도달하게 되면 스위치(M)를 턴오프 시킬 수 있는 제2신호(OFF)를 출력상태설정기(111a)로 전달할 수 있다. 따라서, 적분기(113a)의 출력전압이 기준전압(VREF)의 전압레벨에 도달하게 되면 비교기(114a)는 스위치(M)를 턴오프시킬 수 있는 제2신호(OFF)가 출력할 수 있다. 적분기(120a)의 초기화스위치(SW00a)는 제2신호(OFF)와 동기되어 제3구간(T11c)에서 턴온될 수 있다. 초기화스위치(SW00a)가 턴온되면 제3구간(T11c)에서 적분캐패시터(C0a)가 초기화될 수 있다. 제3구간(T11c)은 오프구간일 수 있다.
여기서, 출력상태설정기(111a)가 RS 플립플롭일 경우 제1신호발생기(112a)로부터 입력되는 제1신호(ON)는 RS 플립플롭의 셋(SET)신호 입력단에 전달될 수 있고 제2신호발생기(120a)로부터 입력되는 제2신호(OFF)는 RS 플립플롭의 리셋(RESET)신호 입력단에 전달될 수 있다. 따라서, 제1구간(T11a)에서 측정전압(Vcs)이 기준전압(VREF)보다 낮은 전압에서 높은 전압으로 증가되는 것을 통해, 제1구간(T11a)에서 인덕터(L)에 흐르는 전류는 기준전류보다 작은 크기를 갖는 전류에서부터 증가하여 기준전류보다 더 큰 크기를 갖는 전류가 될 수 있다. 그리고, 제1구간(T11a)에서 스위치(M)에 흐르는 전류의 평균은 기준전류일 수 있다. 여기서, 스위치(M)에 흐르는 전류의 평균이 기준전류에 한정되는 것은 아니며, 스위치(M)에 흐르는 전류의 평균이 기준전류의 근사치에 도달하여도 평균전류에 도달되었다고 할 수 있다.
도 4는 도 1에 도시된 전원장치에 채용된 제어부의 제2실시예를 나타내는 회로도이다.
도 4를 참조하면, 제어부(110b)는 스위치(M)를 턴온시키는 제1신호(ON)를 출력하는 제1신호발생기(112b)와 스위치(M)를 턴오프시키는 제2신호(OFF)를 출력하는 제2신호발생기(120b)를 포함할 수 있다.
제1신호발생기(112b)는 제1신호(ON)를 스위치(M)가 턴오프된 후 소정 시간 경과 후 제1신호(ON)를 출력하여 제어부(110b)가 제1신호(ON)에 대응하는 제어신호에 의해 스위치(M)를 턴온할 수 있다. 그리고, 제2신호발생기(120b)는 스위치(M)에 기준전류보다 많이 흐르면 제2신호(OFF)를 출력하되, 스위치(M)에 전류가 흐르는 서로 다른 제1구간(T1)과 제2구간(T2)에 흐르는 전류의 양을 평균하고 평균값이 기준전류이면 제2신호(OFF)를 출력할 수 있다. 제어부(110b)는 제2신호(OFF)에 대응하는 제어신호에 의해 스위치(M)를 턴오프할 수 있다.
제2신호발생기(120b)는 적분기(113b)를 포함할 수 있다. 적분기(113b)는 제1구간(T1)과 제2구간(T2)은 각각 기준전류보다 작은 전류가 흐르는 제1서브구간(T12a,T22a)과 기준전류보다 큰 전류가 흐르는 제2서브구간(T12b,T22b)으로 구분하여 동작할 수 있고, 적분기(113b)는 제1구간(T1)의 제1서브구간(T12a)에 인덕터(L)에 흐르는 전류에 대응하는 측정전압(Vcs)과 제2구간(T2)의 제2서브구간(T22b)에 인덕터(L)에 흐르는 전류에 대응하는 측정전압(Vcs)을 이용하여 인덕터(L)에 흐르는 전류의 양을 평균하여 출력할 수 있다. 즉, 서로 다른 두 구간에서 스위치(M)에 흐르는 전류의 양을 평균하도록 함으로써, 노이즈 등으로 제1구간(T1)과 제2구간(T2)에 스위치(M)에 흐르는 전류의 양이 다른 경우 발생할 수 있는 서브-하모닉(S-ub-harmonic)의 문제점을 해결할 수 있다.
또한, 적분기(113b)는 부(-)입력단으로 측정전압(Vcs)이 입력되고 정(+)입력단으로 기준전압(VREF)이 입력되어 소정전압을 출력하는 앰프(1131b)와, 부(-)입력단과 앰프(1131b)의 출력단(Vb) 사이에 연결되는 적분캐패시터(C0a)와, 부(-)입력단과 앰프(1131b)의 출력단(Vb) 사이에 연결되며, 제1구간(T1)의 제1서브구간(T12a)에서 적분캐패시터(C0b)와 병렬로 연결되는 제1캐패시터(C1)와, 부(-)입력단과 앰프(1131b)의 출력단(Vb) 사이에 연결되며, 제2구간(T2)의 제2서브구간(T22b)에서 적분캐패시터(C0b)와 병렬로 연결되는 제2캐패시터(C2)를 포함할 수 있다. 제1캐패시터(C1)와 제2캐패시터(C2)가 선택적으로 앰프(1131b)의 부(-)입력단과 출력단(Vb) 사이에 연결될 수 있도록 제1캐패시터(C1)와 제2캐패시터(C2)에는 각각 제1적분스위치(SW11)와 제2적분스위치(SW12)가 직렬로 연결될 수 있다. 그리고, 제1적분스위치(SW11)가 턴온되면 제2적분스위치(SW12)는 턴오프가 되고 제1적분스위치(SW11)가 턴오프되면 제2적분스위치(SW12)는 턴온될 수 있다. 따라서, 제1적분스위치(SW11)가 턴온되면 적분캐패시터(C0a)와 제1캐패시터(C1)는 병렬로 연결되고 제2적분스위치(SW12)가 턴온되면 적분캐패시터(C0a)와 제2캐패시터(C2)는 병렬로 연결될 수 있다. 또한, 적분기(113b)는 적분캐패시터(C01), 제1캐패시터(C1), 제2캐패시터(C2)를 초기화할 수 있는 초기화스위치(SW00b)를 더 포함할 수 있다.
또한, 제2신호발생기(120b)는 제1캐패시터(C1)와 제2캐패시터(C2) 중 하나를 선택적으로 적분캐패시터(C0a)와 병렬로 연결되게 하는 선택부(115b)를 포함할 수 있다. 선택부(115b)는 제1캐패시터(C1)와 연결되어 있는 제1적분스위치(SW11)와 제2캐패시터(C2)에 직렬로 연결되어 있는 제2적분스위치(SW12)의 턴온 또는 턴오프를 제어할 수 있다.
또한, 제1신호발생기(112b)와 제2신호발생기(120b)는 각각 출력상태설정기(111b)와 연결되고 출력상태설정기(111b)는 제1신호발생기(112b)로부터 입력되는 제1신호(ON)에 의해 스위치(M)를 턴온시킬 수 있는 제어신호를 출력할 수 있고 제2신호발생기(120b)로부터 입력되는 제2신호(OFF)에 의해 스위치(M)를 턴오프시킬 수 있는 제어신호를 출력할 수 있다. 출력상태설정기(111b)는 RS 플립플롭일 수 있고, 제1신호발생기(112b)는 RS 플립플롭의 셋(SET) 단자와 연결되고 제2신호발생기(120b)는 RS 플립플롭의 리셋(RESET) 단자와 연결될 수 있다. 출력상태설정기(111b)에서 출력되는 제어신호는 버퍼(116b)를 통해 스위치(M)에 전달되도록 하여 신호특성이 향상될 수 있도록 할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 선택부(115b)는 제2비교기(1132b)와 적분스위치 선택기(1133c)를 더 포함하며, 제2비교기(1132b)는 측정전압(Vcs)과 기준전압(VREF)을 각각 입력받아 측정전압(Vcs)과 기준전압(VREF)의 차이에 따른 출력신호(AVR)를 적분스위치선택기(1133c)에 전달하고, 적분스위치선택기(1133c)는 출력신호(AVR)에 따라 제1적분스위치(SW11)와 제2적분스위치(SW12)가 서로 다른 시간에 턴온되도록 할 수 있다. 제2비교기(1132b)는 부(-)입력단으로 기준전압(VREF)이 전달되고 정(+)입력단으로 측정전압(Vcs)이 전달될 수 있다. 그리고, 적분스위치선택기(1133c)는 제2비교기(1132b)의 출력신호(AVR)에 따라 정신호(Q)와 부신호(Qb)를 출력할 수 있는데, 정신호(Q)는 제1적분스위치(SW11)에 전달되고 부신호(Qb)는 제2적분스위치(SW12)에 전달될 수 있다. 적분스위치선택기(1133c)는 토글(toggle) 플립플롭일 수 있고, 제2비교기(1132b)의 출력신호(AVR)의 상승에지(rising edge)에서 정신호(Q)와 부신호(Qb)의 상태가 교번적으로 변경될 수 있다.
도 5는 도 4에 도시된 제어부가 채용된 전원장치의 동작을 나타내는 타이밍도이다.
도 5를 참조하면, 제1구간(T1)에서 스위치(M)를 턴온시키는 제1신호(ON)가 제1신호발생기(112a)에서 출력되고 출력상태설정기(111b)에 전달될 수 있다. 스위치(M)는 제1신호(ON)에 대응하는 제어신호에 의해 턴온될 수 있다. 스위치(M)가 턴온되면, 인덕터(L)에 전류가 흐를 수 있고 인덕터(L)에 흐르는 전류는 스위치(M)에 흐를 수 있다. 스위치(M)에 흐르는 전류는 저항(R)으로 흘러 저항(R)에는 소정의 측정전압(Vcs)이 형성된다. 스위치(M)에 흐르는 전류는 시간의 경과에 따라 점차 증가할 수 있기 때문에 저항(R)에 형성되는 측정전압(Vcs) 역시 점차적으로 증가할 수 있다. 이때, 제1구간(T1)과 제2구간(T2)은 각각 측정전압(Vcs)이 기준전압보다 낮은 제1서브구간(T12a,T22a)과 측정전압(Vcs)이 기준전압보다 높은 제2서브구간(T12b,T22b)으로 구분될 수 있다. 제1구간(T1)와 제2구간(T2) 사이에는 오프 구간이 존재할 수 있으며, 제1구간(T1)뒤에 오는 오프구간은 제1오프구간(T12c)이라고 칭하고 제2구간(T2) 뒤에 오는 오프구간은 제2오프구간(T22c)이라고 칭할 수 있다.
제1구간(T1)의 제1서브구간(T12a)에서는 제2비교기(1132b)의 출력신호(AVR)가 로우 상태가 될 수 있다. 제1서브구간(T12a)에서 제2비교기(1132b)의 출력신호(AVR)이 로우 상태가 되면, 적분스위치선택기(1133c)에서 출력되는 정신호(Q)는 제1적분스위치(SW11)를 턴온시킬 수 있고 적분스위치선택기(1133c)에서 출력되는 부신호(Qb)는 제2적분스위치(SW12)를 턴오프시킬 수 있다. 따라서, 제1서브구간(T12a)에는 적분캐패시터(C0b)와 제1캐패시터(C1)가 병렬로 연결될 수 있다. 또한, 적분기(113b)의 앰프(1131b)의 부(-)입력단에 측정전압이 전달되고 정(+)입력단에 기준전압(VREF)이 전달될 수 있고, 제1서브구간(T12a)에서는 측정전압이 기준전압(VREF)보다 낮기 때문에 앰프(1131b)의 출력단(Vb)의 전압이 증가하고, 출력단(Vb)의 전압이 적분캐패시터(C0b)와 제1캐패시터(C1)에 저장될 수 있다. 즉, 제1서브구간(T12a)에서 출력단(Vb)의 전압이 적분캐패시터(C0b)와 제1캐패시터(C1)에 저장될 수 있다.
제1구간(T1)의 제2서브구간(T12b)에서는 제2비교기(1132b)의 출력신호(AVR)가 하이 상태가 될 수 있다. 그리고, 제2서브구간(T12b)에서 제2비교기(1132b)의 출력신호(AVR)가 하이 상태가 되면, 제2서브구간(T12b)에서 출력신호(AVR)가 상승에지를 포함할 수 있어 적분스위치선택기(1133c)에서 출력되는 정신호(Q)와 부신호(Qb)는 상태가 변경될 수 있다. 상태변경에 의해 적분스위치선택기(1133c)에서 출력되는 정신호(Q)는 제1적분스위치(SW11)를 턴오프시킬 수 있고 적분스위치선택기(1133c)에서 출력되는 부신호(Qb)는 제2적분스위치(SW12)를 턴온시킬 수 있다. 따라서, 제2서브구간(T12a)에는 적분캐패시터(C0b)와 제2캐패시터(C2)가 병렬로 연결될 수 있다. 이때, 제1적분스위치(SW11)가 턴오프상태일 수 있어 제1캐패시터(C1)는 플로팅상태가 될 수 있다. 따라서, 제1캐패시터(C1)는 제1서브구간(T12a)에서 충전된 전압을 유지할 수 있다. 또한, 적분기(113b)의 앰프(1131a)의 부(-)입력단에 측정전압(Vcs)이 전달되고 정(+)입력단에 기준전압(VREF)이 전달될 수 있어, 제1구간(T1)의 제2서브구간(T12b)에서는 측정전압(Vcs)이 기준전압(VREF)보다 높기 때문에 앰프(1131b)의 출력단(Vb)의 전압이 감소할 수 있다. 그리고, 출력단(Vb)의 전압이 적분캐패시터(C0b)와 제2캐패시터(C2)에 저장될 수 있다. 즉, 제1구간(T1)의 제2서브구간(T12b)에서 출력단(Vb)의 전압이 적분캐패시터(C0b)와 제2캐패시터(C2)에 저장될 수 있다. 그리고, 적분기(113b)의 출력단(Vb) 전압이 기준전압(VREF)이 되면 제1비교기(114b)에서 스위치(M)을 턴오프 시키는 제2신호(OFF)를 출력할 수 있다. 제1비교기(114b)에서 제2신호(OFF)를 출력하면 제1오프구간(T12c)에 돌입할 수 있다.
제1오프구간(T12c)에는 제2비교기(1132b)의 출력신호(AVR)가 로우 상태가 될 수 있다. 제2비교기(1132b)의 출력신호(AVR)가 로우 상태가 되더라도 제1오프구간(T12c)에서 출력신호(AVR)은 하강에지(falling edge)를 포함하기 때문에 적분스위치선택기(1133c)의 정신호(Q)와 부신호(Qb)신호의 상태는 변화가 발생하지 않을 수 있다. 따라서, 제1적분스위치(SW11)는 턴오프상태를 유지하고 제2적분스위치(SW12)는 턴온상태를 유지할 수 있다. 그리고, 초기화스위치(SW00b)는 제2신호(OFF)신호에 동기되어 턴온될 수 있다. 제1오프구간(T12c)에서 초기화스위치(SW00b)가 턴온되면, 제2캐패시터(C2)와 적분캐패시터(C0b)는 초기화되지만, 제1캐패시터(C1)는 제1적분스위치(SW11)가 턴오프되어 있을 수 있어 제1구간(T1)의 제1서브구간(T12a)에서 저장된 전압을 유지할 수 있다.
그리고, 제2구간(T2)에서 스위치(M)을 턴온시키는 제1신호(ON)가 제1신호발생기(112b)에서 출력되고 출력상태설정기(111b)에 전달될 수 있다. 그리고, 초기화스위치(SW00b)는 제2신호(OFF)에 동기될 수 있으므로, 초기화스위치(SW00b)는 제2구간(T2)에서 턴오프될 수 있다. 그리고, 제2구간(T2)의 제1서브구간(T22a)에서는 제2비교기(1132b)의 출력신호(AVR)가 로우 상태를 유지할 수 있다. 제2비교기(1132b)의 출력신호(AVR)가 로우상태를 유지하면, 적분스위치선택기(1133c)에서 출력되는 정신호(Q)와 부신호(Qb)는 상태변화가 발생하지 않아 각각 제1적분스위치(SW11)가 턴오프를 유지하도록 하고 제2적분스위치(SW12)가 턴온을 유지하도록 할 수 있다. 따라서, 제2구간(T2)의 제1서브구간(T22a)에는 적분캐패시터(C0b)와 제2캐패시터(C2)가 병렬로 연결될 수 있고, 적분캐패시터(C0b)와 제2캐패시터(C2)에 제2비교기(1132b)의 출력은 전압이 저장될 수 있다. 적분캐패시터(C0b)와 제2캐패시터(C2)에 저장되는 전압은 기준전압(VREF)에서부터 상승할 수 있다. 또한, 적분기(113b)의 앰프(1131b)의 부(-)입력단에 측정전압(Vcs)이 전달되고 정(+)입력단에 저항(R0b)를 통해 기준전압(VREF)이 전달될 수 있다. 그리고, 제2구간(T2)의 제1서브구간(T22a)에서는 측정전압(Vcs)이 기준전압(VREF)보다 낮기 때문에 앰프(1131b)의 출력단(Vb)의 전압이 증가할 수 있다.
그리고, 제2구간(T2)의 제2서브구간(T22b)에서는 제2비교기(1132b)의 출력신호(AVR)이 하이 상태로 전환될 수 있다. 제2구간(T2)의 제2서브구간(T22b)에서 제2비교기(1132b)의 출력이 하이 상태가 되면, 제2서브구간(T22b)에서 출력신호(AVR)은 상승에지를 포함할 수 있어 적분스위치선택기(1133c)에서 출력되는 정신호(Q)와 부신호(Qb)는 상태가 변경될 수 있다. 적분스위치선택기(1133c)에서 출력되는 정신호(Q)는 제1적분스위치(SW11)를 턴온시킬 수 있고 적분스위치선택기(1133c)에서 출력되는 부신호(Qb)는 제2적분스위치(SW12)를 턴오프시킬 수 있다. 따라서, 제2구간(T2)의 제2서브구간(T22b)에는 적분캐패시터(C0b)와 제1캐패시터(C1)가 병렬로 연결될 수 있다. 이때, 제2캐패시터(C2)는 플로팅상태가 되어 이전에 충전된 전압을 유지할 수 있다. 따라서, 제2구간(T2)의 제2서브구간(T22b)에서 적분캐패시터(C0b)와 제1캐패시터(C1)에 출력단(Vb)의 전압이 충전될 수 있다. 또한, 적분기(113b)의 앰프(1131b)의 부(-)입력단에 저항(R0b)를 통해 측정전압(Vcs)이 전달되고 정(+)입력단에 기준전압(VREF)이 전달될 수 있어, 제2구간(T2)의 제2서브구간(T22b)에서는 측정전압(Vcs)이 기준전압(VREF)보다 높을 수 있다. 따라서, 제2구간(T2)의 제2서브구간(T22b)에서는 앰프(1131a)의 출력단(Vb)의 전압이 감소하고, 출력단(Vb)의 전압이 적분캐패시터(C0b)와 제1캐패시터(C1)에 저장될 수 있다. 즉, 제2구간(T2)의 제2서브구간(T22b)에서 출력단(Vb)의 전압이 적분캐패시터(C0b)와 제2캐패시터(C2)에 저장될 수 있다. 따라서, 적분캐패시터(C0b)와 제1캐패시터(C1)는 제1구간(T1)의 제1서브구간(T12a)에서 전압을 저장하고 제2구간(T2)의 제2서브구간(T22b)에서 전압을 저장할 수 있어, 적분기(113b)는 제1구간(T1)의 제1서브구간(T12a)에서 저장된 전압과 제2구간(T2)의 제2서브구간(T22b)에서 저장된 전압을 이용하여 평균전류를 산출할 수 있다. 따라서, 노이즈 등으로 제1구간(T1)과 제2구간(T2)에서 스위치(M)에 흐르는 전류의 양이 다른 경우 발생할 수 있는 서브-하모닉(S-ub-harmonic)의 문제점을 해결할 수 있다.
그리고, 적분기(113b)의 출력단(Vb) 전압이 기준전압(VREF)이 되면 제1비교기(114b)에서 제2신호(OFF)를 출력할 수 있다. 제1비교기(114b)에서 제2신호(OFF)를 출력하면 제어부(110b)는 제2오프구간(T22c)에 돌입할 수 있다. 제2오프구간(T22c)에는 제2비교기(1132b)의 출력신호(AVR)이 로우 상태가 될 수 있다. 제2비교기(1132b)의 출력신호(AVR)가 로우 상태가 되더라도 제1오프구간(T12c)에서 출력신호(AVR)은 하강에지(falling edge)를 포함하기 때문에 적분스위치선택기(1133c)의 정신호(Q)와 부신호(Qb)신호의 상태는 변화가 발생하지 않을 수 있다. 따라서, 제1적분스위치(SW11)는 턴온상태를 유지하고 제2적분스위치(SW12)는 턴오프상태를 유지할 수 있다. 그리고, 초기화스위치(SW00b)는 제2신호(OFF)신호에 동기되어 턴온될 수 있다.
도 6은 도 1에 도시된 전원장치의 동작의 일 실시예를 나타내는 순서도이다.
도 6을 참조하면, 스위치에 흐르는 전류를 감지하고, 인덕터에 흐르는 전류를 스위칭하는 스위치를 제어하여 소정전원을 생성하는 전원장치의 구동방법은, 스위치를 턴온하여 인덕터에 전류가 흐르도록 할 수 있다.(S600)
그리고, 스위치에 흐르는 전류의 크기를 감지하고 기설정된 기준전류와 비교하는 할 수 있다.(S610) 스위치에 흐르는 전류는 인덕터에 흐르는 전류가 스위치의 턴온동작에 의해 스위치로 전달되는 전류일 수 있다. 또한, 스위치에 흐르는 전류는, 스위치가 서로 다른 시간에 턴온되는 제1구간과 제2구간으로 구분하여 스위치에 흐르는 전류를 감지할 수 있다. 그리고, 스위치에 흐르는 전류와 기준전류와 비교는, 제1구간과 제2구간은 각각 인덕터에 흐르는 전류가 기준전류보다 적게 흐르는 제1서브구간과 스위치에 흐르는 전류가 기준전류보다 크게 흐르는 제2서브구간으로 구분하고 제1구간의 제1서브구간과 제2구간의 제2서브구간에 각각 스위치에 흐르는 전류 크기의 평균과 기준전류의 크기를 비교할 수 있다.
또한, 제1구간의 제1서브구간에 스위치에 흐르는 전류가 기준전류보다 작게 흐르는 것에 대응되는 제1전압을 저장하고, 제2구간의 제2서브구간에 스위치에 흐르는 전류가 기준전류보다 크게 흐르는 것에 대응되는 제2전압을 저장할 수 이다. 제1구간의 제1서브구간에는 제1캐패시터를 통해 제1전압을 저장하고 제2구간의 제2서브구간에는 제2캐패시터를 통해 제2전압을 저장하고, 적분기는 상기 제1캐패시터와 상기 제2캐패시터에 저장된 전압을 합산하여 적분기의 출력단의 전압을 결정할 수 있다. 또한, 제1구간의 제1서브구간에서 상기 제1캐패시터에 스위치에 흐르는 전압에 대응되는 전압을 저장하고, 제1구간의 제2서브구간에서 제2캐패시터에 스위치에 흐르는 전압에 대응되는 전압을 저장한 후 제2캐패시터를 초기화하고, 다시 제2구간의 제1서브구간에 제2캐패시터에서 스위치에 흐르는 전압에 대응되는 전압을 저장하고 제2구간의 제2서브구간에 제1캐패시터에 스위치에 흐르는 전압에 대응되는 전압을 저장할 수 있다. 따라서, 제1캐패시터는 제1구간의 제1서브구간에 스위치에 흐르는 전류에 대응되는 전압과 제2구간의 제2서브구간에 스위치에 흐르는 전류에 대응되는 전압을 합산할 수 있다.
그리고, 스위치에 흐르는 전류의 크기와 기준전류의 크기가 같아지면, 상기 스위치를 턴오프할 수 있다.(S620) 스위치에 흐르는 전류 크기는 적분을 하여 파악할 수 있다. 적분은 적분기를 이용할 수 있다.
본 발명의 도면들에 도시된 다양한 요소들의 기능들은 적절한 소프트웨어와 관련되어 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어뿐만 아니라 전용 하드웨어의 이용을 통해 제공될 수 있다. 프로세서에 의해 제공될 때, 이런 기능은 단일 전용 프로세서, 단일 공유 프로세서, 또는 일부가 공유될 수 있는 복수의 개별 프로세서에 의해 제공될 수 있다.
본 명세서의 청구항들에서, 특정 기능을 수행하기 위한 수단으로서 표현된 요소는 특정 기능을 수행하는 임의의 방식을 포괄하고, 이러한 요소는 특정 기능을 수행하는 회로 요소들의 조합, 또는 특정 기능을 수행하기 위한 소프트웨어를 수행하기 위해 적합한 회로와 결합된, 펌웨어, 마이크로코드 등을 포함하는 임의의 형태의 소프트 웨어를 포함할 수 있다.
본 명세서에서 본 발명의 원리들의 '일 실시예' 등과 이런 표현의 다양한 변형들의 지칭은 이 실시예와 관련되어 특정 특징, 구조, 특성 등이 본 발명의 원리의 적어도 하나의 실시예에 포함된다는 것을 의미한다. 따라서, 표현 '일 실시예에서'와, 본 명세서 전체를 통해 개시된 임의의 다른 변형례들은 반드시 모두 동일한 실시예를 지칭하는 것은 아니다.
본 명세서에서 '연결된다' 또는 '연결하는' 등과 이런 표현의 다양한 변형들의 지칭은 다른 구성요소와 직접적으로 연결되거나 다른 구성요소를 통해 간접적으로 연결되는 것을 포함하는 의미로 사용된다. 또한 본 명세서에서 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함한다. 아울러 본 명세서에서 사용되는 '포함한다' 또는 '포함하는'으로 언급된 구성요소, 단계, 동작 및 소자는 하나 이상의 다른 구성요소, 단계, 동작, 소자 및 장치의 존재 또는 추가를 의미한다.
100: 전원장치 110: 제어부
111a: 출력상태설정기 112a: 제1신호발생기
113a: 적분기 114a: 비교기
116a: 버퍼 120a: 제2신호발생기

Claims (18)

  1. 인덕터;
    제어신호에 따라 턴온 또는 턴오프되어 상기 인덕터에 흐르는 전류의 흐름을 조절하는 스위치; 및
    상기 스위치에 흐르는 전류를 적분하여 기설정된 기준전압의 크기를 비교하여, 상기 스위치를 턴온 또는 턴오프하는 제어신호를 출력하는 제어부;를 포함하되,
    상기 제어부는 상기 스위치를 턴온시키는 제어신호에 대응하는 제1신호를 출력하는 제1신호발생기와 상기 스위치를 턴오프시키는 제어신호에 대응하는 제2신호를 출력하는 제2신호발생기를 포함하되, 상기 제2신호발생기는 적분기를 포함하여 상기 스위치에 흐르는 전류를 적분하고,
    상기 적분기는 서로 다른 제1구간과 제2구간에 흐르는 전류의 양을 평균하여 상기 스위치에 흐르는 전류를 적분하고,
    상기 제1구간과 상기 제2구간은 각각 기준전류보다 작은 전류가 흐르는 제1서브구간과 기준전류보다 큰 전류가 흐르는 제2서브구간으로 구분되고, 상기 적분기는 상기 제1구간의 상기 제1서브구간에 상기 스위치에 흐르는 전류에 대응하는 측정전압과 상기 제2구간에서 상기 제2서브구간에 상기 스위치에 흐르는 전류에 대응하는 측정전압을 이용하여 상기 스위치에 흐르는 전류의 양을 평균하여 출력하는 전원장치.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는 상기 제1신호를 입력받아 온상태의 제어신호를 출력하고, 상기 제2신호를 입력받아 오프 상태의 제어신호를 출력하는 출력상태설정기를 더 포함하는 전원장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제2신호발생기는 제1비교기를 더 포함하며, 상기 제1비교기는 상기 적분기의 출력전압과 상기 기준전압을 비교하여 상기 제2신호를 출력하는 전원장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 스위치가 턴온된 구간에서 상기 스위치에 흐르는 전류에 의해 생성된 전압의 평균값이 상기 기설정된 기준전압이 되는 전원장치.
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 제1항에 있어서,
    상기 적분기는,
    부입력단으로 상기 측정전압이 입력되고 정입력단으로 상기 기준전류에 대응하는 기준전압이 입력되어 소정전압을 출력하는 앰프;
    상기 부입력단과 상기 앰프의 출력단 사이에 연결되는 적분캐패시터;
    상기 부입력단과 상기 앰프의 출력단 사이에 연결되며, 상기 제1구간의 상기 제1서브구간에서 상기 적분캐패시터와 병렬로 연결되는 제1캐패시터;
    상기 부입력단과 상기 앰프의 출력단 사이에 연결되며, 상기 제2구간의 상기 제2서브구간에서 상기 적분캐패시터와 병렬로 연결되는 제2캐패시터; 및
    상기 적분 캐패시터, 상기 제1캐패시터, 상기 제2캐패시터를 초기화하는 초기화스위치를 포함하는 전원장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제2신호발생기는 상기 제1캐패시터와 상기 제2캐패시터가 선택적으로 상기 적분캐패시터와 병렬로 연결되게 하는 선택부를 포함하는 전원장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 선택부는 제2비교기와 적분스위치선택기를 포함하며, 상기 제2비교기는 상기 측정전압과 상기 기준전압을 각각 입력받아 상기 적분스위치선택기에 전달하고, 상기 적분스위치선택기는 상기 제2비교기의 출력에 따라 상기 제1캐패시터와 상기 제2캐패시터가 서로 다른 시간에 상기 적분캐패시터와 연결되도록 하는 전원장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 초기화스위치는 상기 스위치를 턴오프 시키는 제어신호와 동기되어 턴온되는 전원장치.
  12. 스위치에 흐르는 전류를 감지하여, 인덕터에 흐르는 전류를 스위칭하는 스위치를 제어하여 소정전원을 생성하는 전원장치의 구동방법에 있어서,
    상기 스위치를 턴온하여 상기 인덕터에 전류가 흐르도록 하는 단계;
    상기 스위치에 흐르는 전류의 크기를 감지하고 상기 스위치에 흐르는 전류와 기설정된 기준전류와 비교하는 단계; 및
    상기 스위치에 흐르는 전류와 상기 기준전류의 크기가 같아지면, 상기 스위치를 턴오프하는 단계;를 포함하되,
    상기 스위치에 흐르는 전류는, 상기 스위치가 서로 다른 시간에 턴온되는 제1구간과 제2구간으로 구분하여 감지하고,
    상기 스위치에 흐르는 전류와 상기 기준전류와 비교는, 상기 제1구간과 상기 제2구간은 각각 상기 스위치에 흐르는 전류가 상기 기준전류보다 적게 흐르는 제1서브구간과 상기 스위치에 흐르는 전류가 상기 기준전류보다 크게 흐르는 제2서브구간으로 구분하고 상기 제1구간의 제1서브구간과 상기 제2구간의 제2서브구간에 각각 상기 스위치에 흐르는 전류 크기의 평균과 상기 기준전류를 비교하는 전원장치의 구동방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 기준전류는 상기 스위치가 턴온되어 전류가 흐르는 구간에서 상기 스위치에 흐르는 전류의 평균인 전원장치의 구동방법.
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9806614B2 (en) 2015-12-17 2017-10-31 Texas Instruments Incorporated Low power zero inductor current detection circuit
US10826393B2 (en) * 2018-01-23 2020-11-03 Mediatek Inc. Systems and methods for controlling DC-DC converters using partial resets

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100157629A1 (en) * 2008-12-18 2010-06-24 Panasonic Corporation Semiconductor laser apparatus

Family Cites Families (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4807147A (en) * 1983-10-20 1989-02-21 Burr-Brown Corporation Sampling wave-form digitizer for dynamic testing of high speed data conversion components
US4764856A (en) * 1987-01-23 1988-08-16 U.S. Philips Corporation Power-supply arrangement
JP4722332B2 (ja) * 2001-06-18 2011-07-13 浜松ホトニクス株式会社 光検出装置
JP2006303671A (ja) * 2005-04-18 2006-11-02 Digian Technology Inc 積分器およびそれを使用する巡回型ａｄ変換装置
JP4781744B2 (ja) * 2005-08-05 2011-09-28 ローム株式会社 電源装置及びこれを用いた電気機器
WO2007080777A1 (ja) * 2006-01-10 2007-07-19 Rohm Co., Ltd. 電源装置及びこれを備えた電子機器
US7863836B2 (en) 2008-06-09 2011-01-04 Supertex, Inc. Control circuit and method for regulating average inductor current in a switching converter
TWI361280B (en) 2008-07-18 2012-04-01 Raydium Semiconductor Corp Evaluation circuit for capacitance and method thereof
EP2234255A1 (en) 2009-03-27 2010-09-29 Diodes Zetex Semiconductors Limited Controller for switching regulator, switching regulator and light source
TWI396375B (zh) * 2009-09-18 2013-05-11 Leadtrend Tech Corp 交換式電源供應器及相關控制方法
US7932772B1 (en) * 2009-11-02 2011-04-26 Delphia Technologies, Inc. Curvature-compensated band-gap voltage reference circuit
KR101101683B1 (ko) * 2009-12-16 2011-12-30 삼성전기주식회사 Ｐｗｍ를 이용한 발광 소자 구동 장치
US8476888B1 (en) * 2010-02-24 2013-07-02 National Semiconductor Corporation Switching regulator providing current regulation based on using switching transistor current to control on time
KR101188819B1 (ko) * 2010-08-26 2012-10-08 주식회사 동부하이텍 평균전류제어기
KR101179413B1 (ko) * 2010-12-24 2012-09-03 삼성전기주식회사 디지털 ｐｗｍ 생성기 및 발광소자 구동 장치
KR20120079763A (ko) * 2011-01-05 2012-07-13 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 제어 회로, 이를 이용하는 컨버터, 및 스위치 제어 방법
US8598810B2 (en) * 2011-05-05 2013-12-03 Excelliance Mos Corporation Constant current driving circuit of light emitting diode and lighting apparatus
US9362843B2 (en) * 2012-08-13 2016-06-07 Fairchild Korea Semiconductor Ltd Switch control device, power supply device comprising the same, and driving method of power supply device utilizing turn-on period half-on time point detection
CN102801306B (zh) * 2012-08-14 2014-12-24 成都芯源系统有限公司 高侧降压变换电路的控制电路和控制方法
KR101365362B1 (ko) * 2012-12-27 2014-02-24 삼성전기주식회사 평균 전류 제어기, 평균 전류 제어방법 및 평균 전류 제어기를 이용한 벅 컨버터
US20140218223A1 (en) * 2013-02-06 2014-08-07 Microsemi Corp. - Analog Mixed Signal Group, Ltd. Multiplexed sigma delta modulator
US9455631B2 (en) * 2013-09-06 2016-09-27 Infineon Technologies Austria Ag Current estimation for a converter
JP6351026B2 (ja) * 2014-01-31 2018-07-04 アルプス電気株式会社 信号処理回路
KR102084801B1 (ko) 2014-03-10 2020-03-05 매그나칩 반도체 유한회사 스위치 제어 회로, 스위치 제어 방법 및 이를 이용한 변환기
KR102224286B1 (ko) * 2014-04-03 2021-03-08 주식회사 솔루엠 전원장치 및 그의 구동방법
KR102116148B1 (ko) * 2014-04-15 2020-06-08 매그나칩 반도체 유한회사 스위치 제어 회로 및 이를 이용한 변환기
KR102212597B1 (ko) * 2014-05-21 2021-02-04 주식회사 실리콘웍스 신호 제어 회로 및 스위칭 장치

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100157629A1 (en) * 2008-12-18 2010-06-24 Panasonic Corporation Semiconductor laser apparatus

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