CN101194411B - 降压型开关调节器和其控制电路以及使用它们的电子设备 - Google Patents

降压型开关调节器和其控制电路以及使用它们的电子设备 Download PDF

Info

Publication number
CN101194411B
CN101194411B CN2006800206243A CN200680020624A CN101194411B CN 101194411 B CN101194411 B CN 101194411B CN 2006800206243 A CN2006800206243 A CN 2006800206243A CN 200680020624 A CN200680020624 A CN 200680020624A CN 101194411 B CN101194411 B CN 101194411B
Authority
CN
China
Prior art keywords
above
mentioned
signal
output
2nd
Prior art date
Application number
CN2006800206243A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101194411A (zh
Inventor
酒井优
梅本清贵
Original Assignee
罗姆股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to JP180802/2005 priority Critical
Priority to JP2005180802A priority patent/JP4980588B2/ja
Application filed by 罗姆股份有限公司 filed Critical 罗姆股份有限公司
Priority to PCT/JP2006/308340 priority patent/WO2006137213A1/ja
Publication of CN101194411A publication Critical patent/CN101194411A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101194411B publication Critical patent/CN101194411B/zh

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M2001/0003Details of control, feedback and regulation circuits
    • H02M2001/0032Control circuits allowing low power mode operation, e.g. "standby"
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02BCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion
    • Y02B70/14Reduction of losses in power supplies
    • Y02B70/1458Synchronous rectification
    • Y02B70/1466Synchronous rectification in non-galvanically isolated DC/DC converters
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02BCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion
    • Y02B70/16Efficient standby or energy saving modes, e.g. detecting absence of load or auto-off

Abstract

提供一种既抑制了电路面积的增加,又改善了轻负载时的效率的降压型开关调节器及其控制电路。输出监视比较器(10)在输出电压(Vout)变得低于基准电压(Vref)时输出导通信号(SIG10)。脉冲调制器(12)生成在从导通信号(SIG10)被输出起的导通时间(Ton)内成为预定电平的脉冲信号(SIG16)。驱动电路(20)基于脉冲信号(SIG16),夹有停滞时间地使开关晶体管(M1)和同步整流用晶体管(M2)交替导通。轻负载模式检测部(30)将开关晶体管(M1)与同步整流用晶体管(M2)的连接点的开关电压(Vsw)与接地电位进行比较,在从输出监视比较器(10)输出导通信号(SIG10)的时刻,当开关电压(Vsw)高于接地电位时使导通信号(SIG10)无效。

Description

降压型开关调节器和其控制电路以及使用它们的电子设备

技术领域

[0001] 本发明涉及降压型开关调节器,特别涉及同步整流方式的开关调节器的控制技 术。

背景技术

[0002] 在近年的便携式电话、PDA (Personal Digital Assistant :个人数字助理)、笔记 本型个人计算机等各种各样的电子设备中,安装有进行数字信号处理的微处理器。驱动这 些微处理器所需要的电源电压随着半导体制造工艺的微细化而降低,有的以1.5V以下的 低电压进行工作。

[0003] 另一方面,这些电子设备中作为电源,安装锂离子电池等电池。从锂离子电池输出 的电压在3V〜4V左右,若将这种电压直接提供给微处理器将产生多余的功耗,所以一般使 用降压型的开关调节器、串联调节器(seriesregulator)等对电池电压进行降压,在稳压 后再提供给微处理器。

[0004] 降压型的开关调节器有使用整流用的二极管的方式(以下称作二极管整流方 式)、和取代二极管而使用整流用晶体管的方式(以下称作同步整流方式)。前者具有在流 过负载的负载电流较小时能获得高效率的优点,但在控制电路的外部除电感、电容器之外 还需要二极管,所以电路面积变大。后者在提供给负载的电流较小时效率比前者差,但由于 取代二极管而使用晶体管,所以可以集成在LSI的内部,能使包括外围部件在内的电路面 积小型化。便携式电话等电子设备在被要求小型化时,多数情况下采用使用了同步整流用 晶体管的开关调节器(以下称作同步整流方式开关调节器)。例如,在专利文献1、2中,公 开了同步整流方式、二极管整流方式的开关调节器。

[0005] 这里,同步整流方式的降压型开关调节器在负载电流较小时的效率成为问题。若 负载电流变小,则流过输出电感的电流也逐渐降低,进而朝负的方向流。若流过输出电感的 电流成为负值,则在同步整流用晶体管导通期间,由于流过输出电感的电流经由同步整流 用晶体管流向接地,所以导致消耗多余的功率。

[0006] 为了改善轻负载时的同步整流方式的降压型开关调节器的效率,已知有与同步整 流用晶体管、输出电感串联设置电阻元件,基于电阻元件两端的电压检测出轻负载状态的 方法(专利文献3)。

[0007] 专利文献1 :特开2004-32875号公报

[0008] 专利文献2 :特开2002-252971号公报

[0009] 专利文献3 :特开2003-244946号公报

[0010] 发明内容

[0011] 本发明所要解决的课题

[0012] 对于专利文献3所记载的与同步整流用晶体管串联设置的电阻元件,为了抑制功 率损耗而使用较小的电阻值。因此,电阻元件上的电压降成为数mV至数十mV程度的较小 的值。在使用比较器检测该电阻元件两端的电压时,需要使用偏置电压非常小的比较器,所以存在电路面积增大的问题。

[0013] 本发明是鉴于这种课题而完成的,其目的在于提供一种既抑制电路面积的增加, 又改善了轻负载时的效率的降压型开关调节器及其控制电路。

[0014] 解决课题的手段

[0015] 本发明的一种方案涉及同步整流方式的降压型开关调节器的控制电路。该控制电 路包括:输出监视比较器,对开关调节器的输出电压与作为其目标值的基准电压进行比较, 在输出电压变得低于基准电压时输出导通信号;脉冲调制器,基于来自输出监视比较器的 导通信号输出第1脉冲信号,并基于该第1脉冲信号,在经过预定时间后输出第2脉冲信 号;驱动电路,分别基于从脉冲调制器输出的第1、第2脉冲信号,生成第1、第2控制信号, 夹有停滞时间地、交替地通过第1控制信号使开关晶体管导通、通过第2控制信号使同步整 流用晶体管导通;轻负载模式检测部,将开关晶体管与同步整流用晶体管的连接点所显现 的开关电压与预定的阈值电压进行比较,在从输出监视比较器输出导通信号的时刻,当开 关电压高于阈值电压时使导通信号无效。阈值电压可以是接地电位。

[0016] 同步整流方式的降压型开关调节器设置停滞时间,使得开关晶体管与同步整流用 晶体管不会同时导通。在重负载时,由于流过输出电感的电流为正,所以在停滞时间同步整 流晶体管的体二极管导通,开关电压成为负电位。另一方面,在轻负载状态下,流过输出电 感的电流成为负,所以在停滞时间开关晶体管的体二极管导通。在电流流过开关晶体管的 体二极管时,开关电压成为正电位,所以通过比较开关电位与阈值电压,能够检测出轻负载 状态的发生。通过这样检测出轻负载状态,并使导通信号无效,来防止开关晶体管导通。结 果,在输出电压上升,进而输出电压下降至基准电压期间,开关动作停止,因而能够降低栅 极驱动电流,谋求高效率化。

[0017] 也可以是轻负载模式检测部被输入第2控制信号,在从输出监视比较器输出导通 信号的时刻,当开关电压高于阈值电压时,将第2控制信号延迟后输出到脉冲调制器。而 且,也可以是脉冲调制器基于延迟了的第2控制信号与导通信号的逻辑运算结果,生成脉 冲信号。

[0018] 在通过用“与”门等对第2控制信号与导通信号进行逻辑运算,第2控制信号被延 迟的情况下,能使导通信号无效。

[0019] 也可以是轻负载模式检测部包括:轻负载检测用比较器,将开关晶体管和同步整 流用晶体管的连接点的开关电压与阈值电压进行比较;第1触发电路,由第2控制信号置 位,由轻负载检测用比较器的输出信号复位;延迟电路,在第1触发电路被置位的状态下成 为有效状态,将第2控制信号延迟,在非有效状态下不使第2控制信号延迟地将其输出。也 可以是脉冲调制器基于延迟电路的输出信号与导通信号的逻辑运算结果,生成脉冲信号。

[0020] 通过设置轻负载检测用比较器,基于该轻负载检测用比较器的输出信号控制向第 2控制信号赋予延迟的延迟电路的有效状态和非有效状态,能在轻负载时使导通信号无效。

[0021] 也可以是延迟电路包括:串联连接在电源电压与接地之间的第1晶体管、延迟电 阻、第2晶体管,以及串联连接在延迟电阻和第2晶体管的连接点与接地之间的延迟电容、 第3晶体管。也可以是第2控制信号被输入到第1、第2晶体管的控制端子,第1触发电路 的输出被输入到第3晶体管的控制端子,将延迟电阻和第2晶体管的连接点作为该延迟电 路的输出端子。[0022] 在这种情况下,可以在第3晶体管导通期间,由延迟电容器和延迟电阻构成CR电 路,向第2控制信号赋予延迟。

[0023] 也可以是脉冲调制器包括:由导通信号置位的第2触发电路,和在从第2触发电路 被置位起经过导通时间后,将第2触发电路复位的导通时间设定电路;该脉冲调制器将第2 触发电路的输出信号作为脉冲信号输出。

[0024] 在这种情况下,可以利用导通时间设定电路自由地设定使开关晶体管导通的导通 时间。

[0025] 也可以是驱动电路包括由将脉冲信号反转后的信号置位,由导通信号复位的第3 触发电路,该驱动电路基于该第3触发电路的输出信号生成第2控制信号。

[0026] 在这种情况下,即使在轻负载时导通信号被无效的情况下,也能很好地使同步整 流用晶体管截止。

[0027] 本发明的另一方案是降压型开关调节器。该降压型开关调节器具有:包括串联连 接在输入端子与接地之间的开关晶体管和同步整流用晶体管的开关调节器输出电路;驱动 开关晶体管和同步整流用晶体管的上述控制电路。

[0028] 根据该方案,可以改善降压型开关调节器的输出电流降低时的效率。

[0029] 本发明的再一个方案是电子设备。该电子设备包括电池、微处理器、以及将电池的 电压降压后提供给微处理器的上述降压型开关调节器。

[0030] 根据该方案,能够改善微处理器的消耗电流降低时的降压型开关调节器的效率, 能够延长电池的寿命。

[0031] 另外,将以上结构要件的任意组合、配置的变更、本发明的结构要件及表述方式在 方法、装置、系统等之间相互转换的方案,作为本发明的实施方式也是有效的。

[0032] 发明效果

[0033] 通过本发明的降压型开关调节器的控制电路,能够改善轻负载时的效率。 附图说明

[0034] 参照附图说明实施方式。这些附图用于表示具体例子,并非限定本发明。另外,在 一些附图中,对相同或等同的结构要件标注相同的标号。

[0035] 图1是表示第1实施方式的降压型开关调节器的结构的电路图。

[0036] 图2是表示安装了图1的降压型开关调节器的电子设备的结构的框图。

[0037] 图3是表示图1的驱动电路的结构的电路图。

[0038] 图4是表示图1的降压型开关调节器的动作状态的时序图。

[0039] 图5是重负载时的图1的降压型开关调节器的动作波形图。

[0040] 图6是轻负载时的图1的降压型开关调节器的动作波形图。

[0041] 图7的(a)、(b)分别是表示重负载、轻负载时的电感电流、输出电流的动作波形 图。

[0042] 图8是表示第2实施方式的降压型开关调节器的结构的电路图。

[0043] 图9是表示图8的驱动电路的结构的电路图。

[0044] 图10是重负载时的图8的降压型开关调节器的动作波形图。

[0045] 图11是轻负载时的图8的降压型开关调节器的动作波形图。[0046] 标号说明

[0047] Ml开关晶体管,M2同步整流用晶体管,Ll输出电感,Co输出电容器,Dl体二极管, D2体二极管,10输出监视比较器,12脉冲调制器,14 “与”门,16第2RS触发电路,18导通 时间设定电路,20驱动电路,21第3RS触发电路,22第1停滞时间生成电路,24第2停滞时 间生成电路,26第1缓冲电路,28第2缓冲电路,30轻负载模式检测部,32轻负载检测用比 较器,34第IRS触发电路,36延迟电路,100控制电路,102,第1开关端子,104第2开关端 子,106反馈端子,108开关电压检测端子,120开关调节器输出电路,200降压型开关调节 器,202输入端子,204输出端子,300电子设备,310电池,320微处理器,Vgl第1控制信号, Vg2第2控制信号,MlO第1晶体管,M12第2晶体管,M14第3晶体管,ClO延迟电容器,RlO 延迟电阻,SIGlO导通信号,SIG12轻负载检测信号,SIG16脉冲信号SIG18复位信号,SIG20 比较信号。

具体实施方式

[0048] 第1实施方式

[0049] 图1是表示第1实施方式的降压型开关调节器200的结构的电路图。图2是表示 安装了图1的降压型开关调节器200的电子设备300的结构的框图。电子设备300例如是 笔记本型个人计算机,具有电池310、微处理器320、降压型开关调节器200。

[0050] 电池310例如由多个锂离子电池单元构成,输出12V左右的电池电压Vbat。微处 理器320是进行各种运算处理,并统括地控制电子设备300整体的功能块,是以电源电压 1.5V程度进行动作的LSI。

[0051] 本实施方式的降压型开关调节器200对12V左右的电池电压Vbat进行降压,作为 微处理器320的电源电压来提供。微处理器320在进行运算处理时消耗电流较大,在不进 行运算处理的待机状态下使消耗电流降低,谋求降低功耗。因此,从降压型开关调节器200 流向微处理器320的电流Iout因微处理器320的动作状态的不同而有较大变化。本实施 方式的降压型开关调节器200能很好地适用于以下用途:将在消耗电流非常小的模式下工 作的设备作为负载高效地进行电压转换。以下,基于图1对降压型开关调节器200的结构 进行详细说明。

[0052] 降压型开关调节器200包括开关调节器输出电路120和控制电路100。开关调节 器输出电路120是普通的同步整流方式的降压型开关调节器的输出电路,对施加到输入端 子202的输入电压Vin进行降压,从输出端子204输出输出电压Vout。输入电压Vin是图 2的电池电压Vbat。开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2被串联连接在输入端子202与 接地之间。开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2是N沟道MOS晶体管,由施加在栅极的第 1控制信号Vgl、第2控制信号Vg2控制其导通和截止。图中D1、D2表示存在于开关晶体管 Ml、同步整流用晶体管M2的背栅极和漏极之间的体二极管(是寄生二极管)。

[0053] 在开关晶体管Ml和同步整流用晶体管M2的连接点与输出端子204之间设置输出 电感Li。输出电容器Co被设置在输出端子204与接地之间。在本实施方式中,将开关晶体 管Ml与同步整流用晶体管M2的连接点的电压称作开关电压Vsw。而且,将流过输出电感 Ll的电流称作电感电流IL。该电感电流IL将向输出电容器Co流动的方向定义为正。此 夕卜,将从输出电容器Co经由输出端子204流到负载的电流称作输出电流lout。[0054] 控制电路100生成要施加到开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2的栅极的第1控 制信号Vgl、第2控制信号Vg2,控制开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2的导通、截止。降 压型开关调节器200通过反复使开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2交替地导通、截止,利 用输出电感Ll进行能量转换,输入电压Vin被降压。被降压后的电压通过输出电感Li、输 出电容器Co被平滑化,作为输出电压Vout被输出。

[0055] 控制电路100是被集成在一个半导体衬底上的LSl芯片。在本实施方式中,开关 晶体管Ml、同步整流用晶体管M2被设置在控制电路100的外部,但也可以内置于控制电路 100中。控制电路100作为输入输出用的端子,具有第1开关端子102、第2开关端子104、 反馈端子106、以及开关电压检测端子108。第1开关端子102与开关晶体管Ml的栅极相连 接,第2开关端子104与同步整流用晶体管M2的栅极相连接。分别从第1开关端子102、第 2开关端子104输出第1控制信号Vgl、第2控制信号Vg2。反馈端子106与降压型开关调 节器200的输出端子204相连接,是反馈降压型开关调节器200的输出电压Vout的端子。 开关电压检测端子108与开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2的连接点相连接,被输入开 关电压Vsw。

[0056] 控制电路100包括输出监视比较器10、脉冲调制器12、驱动电路20、以及轻负载 模式检测部30。该控制电路100在预定的导通时间Ton期间,交替地反复执行第1状态和 第2状态,其中第1状态是使开关晶体管Ml导通、使同步整流用晶体管M2截止,第2状态 是使同步整流用晶体管M2导通、使开关晶体管Ml截止。在第1状态与第2状态之间,设置 开关晶体管Ml 、同步整流用晶体管M2都不导通的期间(以下称作停滞时间Td)。

[0057] 控制电路100在第1状态下,在预定的导通时间Ton期间,经由开关晶体管Ml对 输出电容器Co进行充电,使输出电压Vout稍微上升。在经过导通时间Ton后,转移至第2 状态,使同步整流用晶体管M2导通。在第2状态下,在输出电压Vout下降至预定的基准电 压Vref时,控制电路100再度转移至第1状态。

[0058] 该第1、第2状态之间的转移由输出监视比较器10、脉冲调制器12来进行。输出 监视比较器10的反相输入端子被输入降压型开关调节器200的输出电压Vout,非反相输入 端子被输入基准电压Vref。输出监视比较器10对降压型开关调节器200的输出电压Vout 与基准电压Vref进行比较,输出在输出电压Vout变得低于基准电压Vref时成为高电平的 导通信号SIG10。脉冲调制器12生成在从输出监视比较器10输出导通信号SIGlO后的预 定的导通时间Ton内成为高电平的脉冲信号SIG16。输出监视比较器10也可以用电阻对输 出电压Vout分压,来与基准电压Vref进行比较。

[0059] 脉冲调制器12包括“与”门14、第2RS触发电路16、以及导通时间设定电路18。 “与”门14输出从输出监视比较器10输出的导通信号SIGlO与从轻负载模式检测部30输 出的轻负载检测信号SIG12的逻辑积。第2RS触发电路16的置位端子被输入“与”门14的 输出信号SIG14,在轻负载检测信号SIG12为高电平时,由导通信号SIG10进行置位。

[0060] 导通时间设定电路18被输入第2RS触发电路16的反相输出信号SIG16'。导通 时间设定电路18在从第2RS触发电路16被置位起经过预定的导通时间Ton后,输出高电 平的复位信号SIG18。第2RS触发电路16通过该复位信号SIG18被复位。第2RS触发电路 16的输出信号SIG16在从输出监视比较器10输出导通信号SIGlO起至经过导通时间Ton 为止的期间内成为高电平,之后,在至再次输出导通信号SIGlO的期间成为低电平。脉冲调制器12将第2RS触发电路16的输出信号SIG16和反相输出信号SIG16'作为脉冲信号输

出o

[0061] 驱动电路20基于从脉冲调制器12输出的脉冲信号SIG16、SIG16'、以及从输出监 视比较器10输出的导通信号SIG10,夹有停滞时间Td地使开关晶体管Ml和同步整流用晶 体管M2交替导通。图3是表示驱动电路20的结构的电路图。驱动电路20包括第3RS触 发电路21、第1停滞时间生成电路22、第2停滞时间生成电路24、第1缓冲电路26、以及第 2缓冲电路28。

[0062] 第1停滞时间生成电路22、第1缓冲电路26基于脉冲信号SIG16生成第1控制信 号Vgl。第1停滞时间生成电路22在从脉冲信号SIG16的上升沿(以下称作正沿(positive edge))起经过预定的停滞时间Td后使其输出成为高电平,与脉冲信号SIG16的下降沿(以 下称作负沿)同时使其输出成为低电平。第1缓冲电路26基于第1停滞时间生成电路22 的输出信号生成第1控制信号Vgl。

[0063] 第3RS触发电路21、第2停滞时间生成电路24、以及第2缓冲电路28基于脉冲信 号SIG16'生成第2控制信号Vg2。第3RS触发电路21的置位端子被输入脉冲信号SIG16', 复位端子被输入导通信号SIG10。第3RS触发电路21的输出信号SIG17被输入到第2停 滞时间生成电路24。第2停滞时间生成电路24在从第3RS触发电路21的输出信号SIG17 的正沿起经过预定的停滞时间Td后使其输出成为高电平,与输出信号SIG17的负沿同时使 其输出成为低电平。第2缓冲电路28基于第2停滞时间生成电路24的输出信号生成第2 控制信号Vg2。

[0064] 由于开关晶体管Ml和同步整流用晶体管M2分别在第1控制信号Vgl和第2控制 信号Vg2为高电平期间导通,所以在停滞时间Td期间,开关晶体管Ml、同步整流用晶体管 M2都成为截止。

[0065] 此处,基于图4对输出监视比较器10、脉冲调制器12、驱动电路20、以及开关调节 器输出电路120的动作进行说明。图4是表示降压型开关调节器200的动作状态的时序 图。在这里为了简化说明,假定轻负载检测信号SIG12是高电平,并忽略“与”门14来进行

^虑o

[0066] 在时刻T0,当输出电压Vout变得低于基准电压Vref时,从输出监视比较器10输 出高电平的导通信号SIG10。通过该导通信号SIG10,第2RS触发电路16被置位,脉冲信号 SIG16成为高电平。

[0067] 在从脉冲信号SIG16成为高电平起经过停滞时间Td后的时刻T1,驱动电路20使 第1控制信号Vgl成为高电平,使开关晶体管Ml导通,使输出电压Vout上升。此外,导通 时间设定电路18在从时刻TO起经过预定的导通时间Ton后的时刻T2,输出高电平的复位 信号SIG18。通过该复位信号SIG18,第2RS触发电路16被复位,脉冲信号SIG16成为低电 平。驱动电路20在时刻T2使第1控制信号Vgl成为低电平,使开关晶体管Ml截止。

[0068] 驱动电路20在从时刻T2起经过停滞时间Td后的时刻T3,使第2控制信号Vg2成 为高电平。在第2控制信号Vg2成为高电平时,同步整流用晶体管M2导通,输出电压Vout 开始下降。之后,在时刻T4,在输出电压Vout再次下降至基准电压Vref时,输出监视比较 器10输出高电平的导通信号SIG10,将第2RS触发电路16置位。

[0069] 如图4所示,在轻负载检测信号SIG12成为高电平时,第2RS触发电路16的反相输出信号SIG16'和第3RS触发电路21的输出信号SIG17成为相同的信号。因此,在仅考 虑重负载的情况下,不设置第3RS触发电路21也可以。关于设置第3RS触发电路21的理 由,将在后面进行叙述。

[0070] 本实施方式的降压型开关调节器200通过反复执行时刻TO〜T4的状态,来驱动 开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2,将输出电压Vout稳定为预定的基准电压Vref。 [0071 ] 回到图1。本实施方式的控制电路100为了改善轻负载时的效率,还具有轻负载模 式检测部30。轻负载模式检测部30比较开关电压Vsw与接地电位(0V),在从输出监视比 较器10输出高电平的导通信号SIG10的时刻(timing),当开关电压Vsw高于接地电位时, 将导通信号SIG10强制性地固定为低电平,使之无效化。

[0072] 轻负载模式检测部30包括轻负载检测用比较器32、第1RS触发电路34、以及延迟 电路36。

[0073] 轻负载检测用比较器32的非反相输入端子被接地,反相输入端子被输入开关电 压Vsw。轻负载检测用比较器32比较开关电压Vsw与接地电位,输出在Vsw < 0V时成为高 电平,在Vsw > 0V时成为低电平的比较信号SIG20。

[0074] 第1RS触发电路34的复位端子与轻负载检测用比较器32的输出端子相连接,被 输入比较信号SIG20。另外,第1RS触发电路34的置位端子与第2开关端子104相连接,被 输入第2控制信号Vg2。第1RS触发电路34的输出信号SIG22被输出到延迟电路36。

[0075] 延迟电路36在第1RS触发电路34被置位的状态下成为有效状态,使同步整流用 晶体管M2的第2控制信号Vg2延迟,在非有效状态下不发生延迟地输出第2控制信号Vg2。 延迟电路36的输出信号被作为轻负载检测信号SIG1 2输出到脉冲调制器12。

[0076] 延迟电路36包括第1晶体管M10、第2晶体管Ml 2、第3晶体管M14、延迟电阻 R10、以及延迟电容C10。

[0077] 延迟电路36包括串联连接在电源电压与接地之间的第1晶体管M10、延迟电阻 R10和第2晶体管M12。第1晶体管M10、第2晶体管M12的栅极被共连,被输入第2控制信 号Vg2。第1晶体管M10、第2晶体管M12、延迟电阻R10是将第2控制信号Vg2反转后输出 的反相器。

[0078] 延迟电容C10和第3晶体管M14串联连接在延迟电阻R10和第2晶体管M12的连 接点与接地之间。作为第3晶体管M14的控制端子的栅极被输入第1RS触发电路34的输 出信号SIG22。第3晶体管M14在第1RS触发电路34的输出信号SIG22为高电平时导通, 在输出信号SIG22为低电平时截止。在第3晶体管M14导通时,由延迟电容C10和延迟电 阻R10形成CR电路,延迟电路36的输出信号SIG12按照CR时间常数上升。另一方面,在 第3晶体管M14截止时,由于延迟电容C10的一端开放,所以不构成CR电路,延迟电路36 不使第2控制信号Vg2延迟地将其输出。这样,延迟电路36基于第1RS触发电路34的输 出信号SIG22切换有效、非有效的状态。

[0079] 基于图5、图6对如上这样构成的降压型开关调节器200的动作进行说明。图5表 示重负载时的降压型开关调节器200的动作波形图。图6表示轻负载时的降压型开关调节 器200的动作波形图。此外,图7的(a)、(b)分别表示重负载、轻负载时的电感电流IL、输 出电流lout。

[0080] 首先,参照图5和图7的(a)说明重负载时的动作。[0081] 在图5中,时刻TO〜T1期间表示同步整流用晶体管M2导通的状态。在同步整流 用晶体管M2导通时,开关电压Vsw几乎成为接地电位。如在图4中说明的那样,在同步整 流用晶体管M2导通期间,输出电压Vout随时间而下降。在时刻T1,在输出电压Vout低于 基准电压Vref时,作为输出监视比较器10的输出的导通信号SIG10成为高电平。

[0082] 在时刻T1,在导通信号SIG10成为高电平时,驱动电路20将第2控制信号Vg2从 高电平切换至低电平,使同步整流用晶体管M2截止。此时,由于延迟电路36是非有效状态, 将第2控制信号Vg2反转后输出,所以轻负载检测信号SIG12在时刻T1成为高电平。在时 刻T1,在导通信号SIG10、轻负载检测信号SIG12都成为高电平时,“与”门14的输出信号 SIG14成为高电平,第2RS触发电路16被置位,脉冲信号SIG16成为高电平。

[0083] 这里,关注重负载时的电感电流IL的流向。如图7的(a)所示,在开关晶体管Ml 导通的第1期间Tpl和同步整流用晶体管M2导通的第2期间Tp2,电感电流IL都为正。因 此,在开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2都被截止的停滞时间期间,电感电流IL经由体 二极管D2被提供。在经由体二极管D2从接地流过电感电流IL时,开关电压Vsw成为比接 地电位低体二极管D2的正向电压Vf量的电压-Vf0

[0084] 在时刻T1,在体二极管D2导通,开关电压Vsw成为负值时,轻负载检测用比较器 32输出高电平的比较信号SIG20。通过高电平的比较信号SIG20,第1RS触发电路34被复 位,第1RS触发电路34的输出信号SIG22成为低电平。由于在第1RS触发电路34的输出信 号SIG22为低电平时,延迟电路36成为非有效状态,所以将第2控制信号Vg2反转后输出。 结果,轻负载检测信号SIG12成为高电平。由于在导通信号SIG10、轻负载检测信号SIG12 都成为高电平时,“与”门14的输出信号SIG14也成为高电平,所以第2RS触发电路16被置 位,脉冲信号SIG16成为高电平。

[0085] 驱动电路20在从时刻T1脉冲信号SIG16成为高电平起经过停滞时间Td后的时刻 T2,使第1控制信号Vgl成为高电平,使开关晶体管Ml导通。在开关晶体管Ml导通期间, 开关电压Vsw变成与输入电压Vin大致相等。在开关晶体管Ml被导通后,输出电压Vout 开始上升。

[0086] 在从时刻T1起经过预定的导通时间Ton后的时刻T3,第2RS触发电路16被复位, 脉冲信号SIG16成为低电平。同时驱动电路20使第1控制信号Vgl成为低电平,使开关晶 体管Ml截止。在时刻T3开关晶体管Ml被截止时,开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2两 者都截止。结果,电感电流IL与在时刻T0〜T1时一样,经由体二极管D2被提供。在这期 间,开关电压Vsw成为-Vf,比较信号SIG20成为高电平。此时,由于第1RS触发电路34是 被复位状态,所以其输出信号SIG22不发生变化。

[0087] 在从时刻T3起经过预定的停滞时间Td后的时刻T4,驱动电路20使第2控制信 号Vg2成为高电平,使同步整流用晶体管M2导通。此时,由于延迟电路36为非有效状态, 所以轻负载检测信号SIG12不延迟地转变为低电平。在时刻T5,在输出电压Vout下降至基 准电压Vref时,输出监视比较器10再次输出高电平的导通信号SIG10。

[0088] 这样,本实施方式的降压型开关调节器200在重负载时,以在时刻T1〜T5所示的 动作为一个周期进行降压动作,使输出电压Vtout稳定在基准电压Vref附近。

[0089] 接下来,参照图6和图7的(b)说明降压型开关调节器200的轻负载时的动作。在 图6中,时刻T0〜T4表示重负载的状态,在时刻T4切换至轻负载。[0090] 在时刻T4切换至轻负载后,电感电流IL和输出电流lout成为如图7的(b)所示 的波形。图7的(b)中标注斜线的部分,电感电流IL成为负值。因此,在开关晶体管Ml、同 步整流用晶体管M2都截止的停滞时间内,电感电流IL从输出电容Co经由体二极管D1流 到输入端子202。此时,由于体二极管D1导通,所以开关电压Vsw成为比施加到输入端子 202的输入电压Vin高正向电压Vf量的电压Vin+Vf。

[0091] 回到图6。在时刻T4以后,输出电压Vout逐渐降低。在时刻T5输出电压Vout变 得低于基准电压Vref时,输出监视比较器10输出高电平的导通信号SIG10。通过该导通信 号SIG10,驱动电路20内部的第3RS触发电路21被复位,所以第2控制信号Vg2成为低电 平,同步整流用晶体管M2被截止。在时刻T5同步整流用晶体管M2截止后,如在图7的(b) 中说明的那样,经由体二极管D1流过电感电流IL。结果,开关电压Vsw上升至Vin+Vf,输 出电压Vout也随此上升。

[0092] 在此,关注时刻T5的轻负载模式检测部30的动作。在时刻T5,由于Vsw > 0V,比 较信号SIG20维持低电平不变。因此,第1RS触发电路34不被复位,其输出信号SIG22继续 保持高电平。在输出信号SIG22为高电平时,第3晶体管M14成为导通,延迟电路36成为 有效状态,轻负载检测信号SIG12以时间常数逐渐上升。在时刻T5,导通信号SIG10为高电 平,而轻负载检测信号SIG12由于被延迟而成为低电平,所以“与”门14的输出信号SIG14 成为低电平。结果,在时刻T5,第2RS触发电路16不被置位,脉冲信号SIG16继续保持低电 平。

[0093] 若脉冲信号SIG16继续保持低电平,则基于驱动电路20的开关晶体管Ml、同步整 流用晶体管M2的驱动停止。在时刻T5以后,在开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2都成 为高阻状态时,开关调节器输出电路120的输出电感L1由输出电容Co感应起LC谐振,输 出电压Vout振动着逐渐降低。这样,在输出电压Vout下降至基准电压Vref的期间,开关 晶体管Ml、同步整流用晶体管M2的开关动作被停止。

[0094] 如上这样根据本实施方式的降压型开关调节器200,通过在轻负载时停止开关晶 体管Ml、同步整流用晶体管M2的开关动作,能够降低栅极驱动电流。通过降低栅极驱动电 流,可以改善降压型开关调节器200整体的转换效率。

[0095] 在轻负载状态的检测中,不是监视电阻元件的电压降,而是监视从接地电位起以 大于输入电压的范围进行最大摆动(full swing)的开关电压Vsw。结果,由于作为轻负载 检测用比较器32不需要使用高性能的比较器,所以能抑制电路面积的增大。

[0096] 而且,脉冲调制器12利用“与”门14对已延迟的第2控制信号Vg2、即轻负载检测 信号SIG12与导通信号SIG10进行逻辑运算,并基于该结果生成脉冲信号SIG16。结果,可 以在第2控制信号Vg2被延迟的轻负载状态下,使导通信号SIG10无效,停止开关动作。

[0097] 进而,通过设置轻负载检测用比较器32,基于开关电压Vsw切换对第2控制信号 Vg2赋予延迟的延迟电路36的有效、非有效状态,从而能够仅在轻负载时使第2控制信号 Vg2延迟,使导通信号SIG10无效,停止开关动作。

[0098] 第2实施方式

[0099] 图8是表示第2实施方式的降压型开关调节器200a的结构的电路图。在该图中, 对于与图1相同或等同的结构要件标注相同的标号,并适当省略重复的说明。以下,以与在 第1实施方式中说明的图1的降压型开关调节器200的不同点为中心进行说明。[0100] 图8的控制电路100a在轻负载模式检测部30和驱动电路20内部的结构方面与 图1的控制电路100不同。

[0101] 图8的轻负载模式检测部30a,除图1的轻负载模式检测部30外还包括第3停滞 时间生成电路40、反相器44、以及“与”门46。

[0102] 第3停滞时间生成电路40输出使第2控制信号Vg2的负沿发生了延迟的信号 SIG30。反相器44将第3停滞时间生成电路40的输出信号SIG30反转。“与”门46取延迟 电路36的输出信号SIG12与反相器44的输出信号SIG32的逻辑积进行输出。“与”门46 的输出信号SIG12'被从轻负载模式检测部30a向脉冲调制器12输出。

[0103] 图9是表示图8的驱动电路20a的结构的电路图。驱动电路20a基于从脉冲调制 器12输出的脉冲信号SIG16和从输出监视比较器10输出的导通信号SIG10,夹有停滞时间 Td地使开关晶体管Ml和同步整流用晶体管M2交替导通。驱动电路20包括第1缓冲电路 26、第4停滞时间生成电路42、反相器48、第3RS触发电路21、以及第2缓冲电路28。

[0104] 第1缓冲电路26基于脉冲信号SIG16生成第1控制信号Vgl。

[0105] 第4停滞时间生成电路42、反相器48、第3RS触发电路21、第2缓冲电路28基于 脉冲信号SIG16生成第2控制信号Vg2。第4停滞时间生成电路42在从脉冲信号SIG16的 负沿起经过预定的停滞时间Td后使其输出成为低电平,并与脉冲信号SIG16的正沿同时地 使其输出成为高电平。反相器48将第4停滞时间生成电路42的输出信号SIG24反转。第 3RS触发电路21的置位端子被输入反相器48的输出信号SIG26,复位端子被输入从输出监 视比较器10输出的导通信号SIG10。第2缓冲电路28基于第3RS触发电路21的输出信号 SIG28生成第2控制信号Vg2。

[0106] 基于图10、图11对如上这样构成的第2实施方式的降压型开关调节器200的动作 进行说明。图10表示重负载时的降压型开关调节器200a的动作波形图。图11表示轻负 载时的降压型开关调节器200a的动作波形图。

[0107] 首先,参照图10说明重负载时的动作。

[0108] 在图10中,时刻TO〜T1期间表示同步整流用晶体管M2导通的状态。在同步整 流用晶体管M2导通时,开关电压Vsw几乎成为接地电位。在同步整流用晶体管M2导通期 间,输出电压Vout随时间而下降。在时刻T1,在输出电压Vout低于基准电压Vref时,作为 输出监视比较器10的输出的导通信号SIG10成为高电平。

[0109] 在时刻T1,在导通信号SIG10成为高电平时,驱动电路20a的第3RS触发电路21 被复位,其输出信号SIG28和第2控制信号Vg2转变成低电平,同步整流用晶体管M2截止。 在同步整流用晶体管M2截止后,电流流过体二极管D2,开关电压Vsw成为负电压。结果,作 为轻负载检测用比较器32的输出的比较信号SIG20成为高电平,第1RS触发电路34被复 位,第1RS触发电路34的输出信号SIG22成为低电平。通过输出信号SIG22变为低电平, 延迟电路36成为非有效状态。通过在时刻T1延迟电路36变为非有效状态,延迟电路36 的输出信号SIG12成为不使第2控制信号Vg2延迟并进行了反转的信号。

[0110] 第2控制信号Vg2的负沿通过第3停滞时间生成电路40被延迟预定的停滞时间 Td。在从时刻T1起经过停滞时间Td后的时刻T2,第3停滞时间生成电路40的输出信号 SIG30成为低电平,同时反相器44的输出信号SIG32成为高电平。

[0111] 在时刻T2反相器44的输出信号SIG32成为高电平时,“与”门46的输出信号SIG12'成为高电平。同时“与”门14的输出信号SIG14也成为高电平,第2RS触发电路16被 置位,第1控制信号Vgl成为高电平,开关晶体管Ml导通。在开关晶体管Ml导通后,输出 电压Vout开始上升,在超过基准电压Vref的时刻,导通信号SIG10再次成为低电平。由于 在开关晶体管Ml导通期间,开关电压Vsw成为输入电压Vin附近的电压,所以作为轻负载 检测用比较器32的输出的比较信号SIG20成为低电平。

[0112] 在从时刻T2第2RS触发电路16被置位起经过预定的导通时间Ton后的时刻T3, 脉冲信号SIG16和第1控制信号Vgl成为低电平,开关晶体管Ml截止。在开关晶体管Ml截 止后,电流再次流过体二极管D2,开关电压Vsw成为负电压,比较信号SIG20成为高电平。

[0113] 此外,由于驱动电路20a的第4停滞时间生成电路42将脉冲信号SIG16的负沿延 迟,所以在从时刻T3起经过停滞时间Td后的时刻T4,输出信号SIG24成为低电平。在时刻 T4第3RS触发电路21被置位,第3RS触发电路21的输出信号SIG28和第2控制信号Vg2 成为高电平,同步整流用晶体管M2导通。在同步整流用晶体管M2导通后,开关电压Vsw被 固定在接地电位附近,比较信号SIG20成为低电平,延迟电路36被设定为非有效状态,输出 不将第2控制信号Vg2延迟并进行了反转的输出信号SIG12。

[0114] 由于第3停滞时间生成电路40仅使第2控制信号Vg2的负沿延迟,所以其输出信 号SIG30在时刻T4与第2控制信号Vg2成为高电平同时地成为高电平,反相器44的输出 信号SIG32成为低电平。在该时刻T4,“与”门46的输出信号SIG12'转变为低电平。

[0115] 在时刻T4同步整流用晶体管M2导通后,输出电压Vout开始下降,在时刻T5再次 变得低于基准电压Vref。

[0116] 这样,图8的降压型开关调节器200a在重负载时,以时刻T1〜时刻T5的动作为 一个周期进行降压动作,输出稳定在基准电压Vref附近的输出电压Vout。

[0117] 接下来,参照图11说明降压型开关调节器200a在轻负载时的动作。在图11中, 时刻TO〜T4表示重负载的状态,假设在时刻T4切换至轻负载。

[0118] 在时刻T5,输出电压Vout低于基准电压Vref时,导通信号SIG10成为高电平。在 导通信号SIG10成为高电平后,驱动电路20a使第2控制信号Vg2成为低电平,使同步整流 用晶体管M2截止。在轻负载时,在开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2都截止时,电流流 过体二极管D1,所以开关电压Vsw成为比输入电压Vin高体二极管D1的正向电压Vf量的 电压。此时,Vsw > 0V成立,所以比较信号SIG20继续维持低电平。

[0119] 由于在比较信号SIG20维持低电平时,第1RS触发电路34不被复位,所以第1RS 触发电路34的输出信号SIG22依旧被固定为高电平,延迟电路36成为有效状态。在第2 控制信号Vg2从高电平向低电平变化的时刻T5,延迟电路36是有效状态,所以延迟电路36 的输出信号SIG12随时间常数而逐渐上升。在从时刻T5经过停滞时间Td后的时刻T6,第 3停滞时间生成电路40的输出信号SIG30成为低电平。

[0120] 在时刻T6,第3停滞时间生成电路40的输出信号SIG30成为低电平,反相器44的 输出信号SIG32成为高电平,而由于延迟电路36的输出信号SIG12没有达到高电平,所以 “与”门46的输出信号SIG12'不转变为高电平。之后,在时刻T7,在延迟电路36的输出信 号SIG12达到高电平时,“与”门46的输出信号SIG12'成为高电平。

[0121] 此时,由于导通信号SIG10已经成为了低电平,所以“与”门14的输出信号SIG14 不转变为高电平,而是持续低电平。结果,第2RS触发电路16不被置位,脉冲信号SIG16不成为高电平,所以开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2都截止,开关动作停止。

[0122] 这样,本实施方式的降压型开关调节器200a与第1实施方式的降压型开关调节器 200—样,通过在轻负载时停止开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2的开关动作,能够降低 栅极驱动电流。通过降低栅极驱动电流,能够改善降压型开关调节器200整体的转换效率。

[0123] 上述实施方式只是例示,可以对其各个构成要件、各处理流程的组合进行各种各 样的变形,本领域技术人员能够理解这些变形例也包含在本发明的范围内。

[0124] 在实施方式中,说明了控制电路100被一体集成在一个LSI中的情况,但本发明不 限于此,既可以是一部分结构要件作为分立元件或者芯片部件设置在LSI的外部,也可以 由多个LSI来构成。至于将哪部分以何种程度集成,根据成本、所占面积等决定即可。

[0125] 在实施方式中,说明了开关晶体管Ml、同步整流用晶体管M2都是N沟道M0SFET的 情况,但也可以使用P沟道M0SFET。而且,用M0SFET表示的晶体管也可以用双极型晶体管 来置换。

[0126] 另外,在本实施方式中,高电平、低电平的逻辑值的设定只是一例,可以通过利用 反相器等适当进行反转来自由变更。

[0127] 工业可利用性

[0128] 按照本发明的降压型开关调节器的控制电路,可以改善轻负载时的效率。

Claims (10)

  1. 一种同步整流方式的降压型开关调节器的控制电路,其特征在于,包括:输出监视比较器,对上述开关调节器的输出电压与作为其目标值的基准电压进行比较,在上述输出电压变得低于上述基准电压时输出导通信号;脉冲调制器,基于来自上述输出监视比较器的导通信号输出第1脉冲信号,并基于该第1脉冲信号,在经过预定时间后输出第2脉冲信号;驱动电路,分别基于从上述脉冲调制器输出的上述第1脉冲信号、第2脉冲信号生成第1控制信号、第2控制信号,并夹有停滞时间地、交替地通过上述第1控制信号使开关晶体管导通、通过上述第2控制信号使同步整流用晶体管导通;以及轻负载模式检测部,将上述开关晶体管与上述同步整流用晶体管的连接点所显现的开关电压与预定的阈值电压进行比较,在从上述输出监视比较器输出上述导通信号的时刻,当上述开关电压高于上述阈值电压时使上述导通信号无效。
  2. 2.根据权利要求1所述的控制电路,其特征在于:上述轻负载模式检测部被输入上述第2控制信号,在从上述输出监视比较器输出上述 导通信号的时刻,当上述开关电压高于上述阈值电压时使上述第2控制信号延迟后输出到 上述脉冲调制器,上述脉冲调制器基于延迟了的上述第2控制信号与上述导通信号的逻辑运算结果,生 成上述脉冲信号。
  3. 3.根据权利要求2所述的控制电路,其特征在于: 上述轻负载模式检测部包括轻负载检测用比较器,将上述开关晶体管和上述同步整流用晶体管的连接点的开关电 压与上述阈值电压进行比较,第1触发电路,由上述第2控制信号置位,由上述轻负载检测用比较器的输出信号复 位,以及延迟电路,在上述第1触发电路被置位的状态下成为有效状态,使上述第2控制信号延 迟,在非有效状态下不使上述第2控制信号发生延迟地将其输出;上述脉冲调制器基于上述延迟电路的输出信号与上述导通信号的逻辑运算结果,生成 上述脉冲信号。
  4. 4.根据权利要求1或2所述的控制电路,其特征在于: 上述阈值电压是接地电位。
  5. 5.根据权利要求3所述的控制电路,其特征在于: 上述延迟电路包括串联连接在电源电压与接地之间的第1晶体管、延迟电阻、第2晶体管,以及 串联连接在上述延迟电阻和上述第2晶体管的连接点与接地之间的延迟电容、第3晶 体管;其中,上述第2控制信号被输入到上述第1晶体管、第2晶体管的控制端子,并且上述 第1触发电路的输出被输入到上述第3晶体管的控制端子,将上述延迟电阻和上述第2晶 体管的连接点作为该延迟电路的输出端子。
  6. 6.根据权利要求1或2所述的控制电路,其特征在于: 脉冲调制器包括第2触发电路,由上述导通信号置位,和导通时间设定电路,在从上述第2触发电路被置位起经过上述导通时间后,将上述第2 触发电路复位;该脉冲调制器将上述第2触发电路的输出信号作为上述脉冲信号进行输出。
  7. 7.根据权利要求1或2所述的控制电路,其特征在于: 上述驱动电路包括第3触发电路,由将上述脉冲信号反转后的信号置位,由上述导通信号复位, 该驱动电路基于该第3触发电路的输出信号生成上述第2控制信号。
  8. 8.根据权利要求1或2所述的控制电路,其特征在于: 被一体集成在一个半导体衬底上。
  9. 9. 一种降压型开关调节器,其特征在于,包括:开关调节器输出电路,包括串联连接在输入端子与接地之间的开关晶体管和同步整流 用晶体管,和权利要求1或2所述的控制电路,驱动上述开关晶体管和上述同步整流用晶体管。
  10. 10. 一种电子设备,其特征在于,包括: 电池,微处理器,以及权利要求9所述的降压型开关调节器,将上述电池的电压降压后提供给上述微处理
CN2006800206243A 2005-06-21 2006-04-20 降压型开关调节器和其控制电路以及使用它们的电子设备 CN101194411B (zh)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP180802/2005 2005-06-21
JP2005180802A JP4980588B2 (ja) 2005-06-21 2005-06-21 降圧型スイッチングレギュレータ、その制御回路、ならびにそれを用いた電子機器
PCT/JP2006/308340 WO2006137213A1 (ja) 2005-06-21 2006-04-20 降圧型スイッチングレギュレータ、その制御回路、ならびにそれを用いた電子機器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101194411A CN101194411A (zh) 2008-06-04
CN101194411B true CN101194411B (zh) 2010-10-20

Family

ID=37570249

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2006800206243A CN101194411B (zh) 2005-06-21 2006-04-20 降压型开关调节器和其控制电路以及使用它们的电子设备

Country Status (6)

Country Link
US (2) US8111051B2 (zh)
JP (1) JP4980588B2 (zh)
KR (1) KR20080026586A (zh)
CN (1) CN101194411B (zh)
TW (1) TWI406488B (zh)
WO (1) WO2006137213A1 (zh)

Families Citing this family (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4925922B2 (ja) 2007-05-23 2012-05-09 ルネサスエレクトロニクス株式会社 スイッチングレギュレータ
JP4720821B2 (ja) * 2007-12-14 2011-07-13 ミツミ電機株式会社 Dc−dcコンバータおよび電源制御用半導体集積回路
JP5280114B2 (ja) * 2008-06-13 2013-09-04 ローム株式会社 降圧型スイッチングレギュレータ
US8008902B2 (en) * 2008-06-25 2011-08-30 Cirrus Logic, Inc. Hysteretic buck converter having dynamic thresholds
CN101662219B (zh) * 2009-06-25 2011-08-31 成都芯源系统有限公司 一种整流管实时控制电路及其轻载控制方法
WO2011039794A1 (ja) * 2009-09-29 2011-04-07 三菱電機株式会社 電力変換装置
TWI448055B (zh) * 2010-06-07 2014-08-01 Richtek Technology Corp 切換式電源供應器之控制電路及其控制方法以及用於其中之電晶體元件
JP2012070589A (ja) 2010-09-27 2012-04-05 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
JP2011041469A (ja) * 2010-10-13 2011-02-24 Toshiba Corp Dc−dcコンバータ
CN102480226B (zh) 2010-11-22 2015-04-08 中山市云创知识产权服务有限公司 降压式变换电路
CN103597721B (zh) * 2011-05-13 2016-02-17 罗姆股份有限公司 非绝缘降压开关稳压器及其控制电路、电子设备、ac适配器
JP6042091B2 (ja) * 2011-05-13 2016-12-14 ローム株式会社 スイッチングレギュレータの制御回路、スイッチングレギュレータおよび電子機器、スイッチング電源装置、テレビ
CN102223067B (zh) * 2011-06-09 2014-02-19 许瑞清 驱动恒流源负载的装置及方法
CN103401422B (zh) * 2011-06-30 2015-09-30 成都芯源系统有限公司 开关电源及其空载控制电路和负载检测电路
JP6010284B2 (ja) * 2011-08-11 2016-10-19 ローム株式会社 スイッチングレギュレータおよびその制御回路、制御方法、ならびに電子機器
GB201117977D0 (en) * 2011-10-19 2011-11-30 Melexis Technologies Nv Direct current control with low E-M emission
KR20130047428A (ko) * 2011-10-31 2013-05-08 페어차일드코리아반도체 주식회사 제어전압 지연 장치, 이를 사용하는 디지털 전력 컨버터 및 그 구동 방법
US8933679B2 (en) * 2011-12-07 2015-01-13 Maxim Integrated Products, Inc. Adaptive dead-time control
US9337736B2 (en) * 2012-03-19 2016-05-10 System General Corporation Controller with power saving for power converters and method for the same
US9203292B2 (en) 2012-06-11 2015-12-01 Power Systems Technologies Ltd. Electromagnetic interference emission suppressor
US9203293B2 (en) 2012-06-11 2015-12-01 Power Systems Technologies Ltd. Method of suppressing electromagnetic interference emission
US9559592B2 (en) * 2012-06-18 2017-01-31 Nxp Usa, Inc. Synchronous rectifier timer for discontinuous mode DC/DC converter
US9287792B2 (en) 2012-08-13 2016-03-15 Flextronics Ap, Llc Control method to reduce switching loss on MOSFET
JP6066651B2 (ja) * 2012-09-28 2017-01-25 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
US9136769B2 (en) * 2012-10-10 2015-09-15 Flextronics Ap, Llc Load change detection for switched mode power supply with low no load power
CN102957303B (zh) * 2012-12-10 2015-01-07 成都芯源系统有限公司 一种控制电路、开关变换器及其控制方法
KR102031534B1 (ko) 2013-01-07 2019-10-14 삼성전자 주식회사 스위칭 레귤레이터 및 비교기를 이용한 스위칭 레귤레이터의 제로 커런트 감지 방법
JP5987722B2 (ja) * 2013-02-15 2016-09-07 オムロン株式会社 電源装置
KR102034550B1 (ko) * 2013-06-03 2019-11-08 삼성전자주식회사 전원공급장치 및 그 제어 방법
US9209703B2 (en) * 2013-08-14 2015-12-08 Stmicroelectronics S.R.L. Control device for a rectifier of a switching converter
US9276477B2 (en) * 2013-11-21 2016-03-01 Stmicroelectronics International N.V. DC-DC converter with enhanced automatic switching between CCM and DCM operating modes
CN103616556B (zh) * 2013-11-22 2017-01-18 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 用于同步降压型变换器的过零检测电路及检测方法
KR20150070590A (ko) 2013-12-17 2015-06-25 삼성전기주식회사 동기 정류기 구동 회로 및 이를 포함하는 전원 공급 장치
JP6368535B2 (ja) * 2014-05-07 2018-08-01 ローム株式会社 Dc/dcコンバータおよびその制御回路、制御方法、ならびに電子機器
US9537400B2 (en) * 2014-08-29 2017-01-03 Infineon Technologies Austria Ag Switching converter with dead time between switching of switches
JP2017143703A (ja) * 2016-02-12 2017-08-17 エスアイアイ・セミコンダクタ株式会社 Dc−dcコンバータ
JP6594797B2 (ja) * 2016-02-26 2019-10-23 エイブリック株式会社 スイッチングレギュレータ
DE102016220201A1 (de) * 2016-10-17 2018-04-19 Continental Automotive Gmbh Gleichspannungswandler mit aktiver Rückflusssperre und Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers
CN109951080A (zh) * 2017-02-24 2019-06-28 华为技术有限公司 一种降压变换装置及差分检测比较器
DE102017205919B4 (de) * 2017-04-06 2019-03-21 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Adaptive Steuerung der Nichtüberlappungszeit von Leistungsschaltern
CN107196272B (zh) * 2017-07-07 2018-12-07 成都启臣微电子股份有限公司 一种开关电源初级绕组峰值电流深度连续保护装置
US10320297B2 (en) * 2017-10-25 2019-06-11 Infineon Technologies Ag Body-diode conduction detector for adaptive controlling of the power stage of power converters

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1357766A (zh) * 2000-12-15 2002-07-10 台达电子工业股份有限公司 切换型电源系统的轻负载检测方法及检测电路
CN1378331A (zh) * 2001-03-26 2002-11-06 株式会社村田制作所 开关电源装置和使用该开关电源装置的电子装置
US6850401B2 (en) * 2002-05-28 2005-02-01 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. DC-DC converter

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6307356B1 (en) * 1998-06-18 2001-10-23 Linear Technology Corporation Voltage mode feedback burst mode circuit
JP2002252971A (ja) 2001-02-26 2002-09-06 Tdk Corp スイッチング電源装置
JP2002281743A (ja) * 2001-03-19 2002-09-27 Hitachi Ltd 半導体集積回路および携帯用電子機器
JP3706814B2 (ja) * 2001-06-07 2005-10-19 株式会社ルネサステクノロジ Dc−dcコンバータおよびdc−dcコンバータの制御方法
JP3624183B2 (ja) * 2002-01-31 2005-03-02 松下電器産業株式会社 電子機器の電源システム
JP3655247B2 (ja) 2002-02-19 2005-06-02 株式会社ルネサステクノロジ 同期整流回路及び電源装置
JP4106979B2 (ja) 2002-06-25 2008-06-25 ソニー株式会社 電子装置
JP4651977B2 (ja) * 2004-06-25 2011-03-16 富士通セミコンダクター株式会社 Dc−dcコンバータの制御回路、およびその制御方法
JP4097635B2 (ja) * 2004-08-02 2008-06-11 松下電器産業株式会社 電流検出回路及びそれを用いたスイッチング電源
JP4628056B2 (ja) * 2004-09-30 2011-02-09 富士通セミコンダクター株式会社 Dc−dcコンバータの制御回路、およびその制御方法
US7456620B2 (en) * 2004-12-03 2008-11-25 The Regents Of The University Of Colorado Determining dead times in switched-mode DC-DC converters
JP2006262646A (ja) * 2005-03-17 2006-09-28 Ricoh Co Ltd 降圧型スイッチングレギュレータ
JP4689377B2 (ja) * 2005-07-08 2011-05-25 ローム株式会社 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器
JP4685531B2 (ja) * 2005-07-11 2011-05-18 ローム株式会社 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器
JP4971086B2 (ja) * 2007-09-13 2012-07-11 株式会社リコー スイッチングレギュレータ及びそのパルス幅制限値調整方法
US7800351B2 (en) * 2008-03-24 2010-09-21 Active-Semi, Inc. High efficiency voltage regulator with auto power-save mode

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1357766A (zh) * 2000-12-15 2002-07-10 台达电子工业股份有限公司 切换型电源系统的轻负载检测方法及检测电路
CN1378331A (zh) * 2001-03-26 2002-11-06 株式会社村田制作所 开关电源装置和使用该开关电源装置的电子装置
US6850401B2 (en) * 2002-05-28 2005-02-01 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. DC-DC converter

Also Published As

Publication number Publication date
US20120091983A1 (en) 2012-04-19
TW200701613A (en) 2007-01-01
US8558529B2 (en) 2013-10-15
JP4980588B2 (ja) 2012-07-18
JP2007006555A (ja) 2007-01-11
US8111051B2 (en) 2012-02-07
CN101194411A (zh) 2008-06-04
KR20080026586A (ko) 2008-03-25
WO2006137213A1 (ja) 2006-12-28
TWI406488B (zh) 2013-08-21
US20100156366A1 (en) 2010-06-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9312773B2 (en) Bootstrap refresh control circuit, power converter and associated method
KR101829519B1 (ko) Simo 직류 컨버터를 위한 방법 및 장치
CN103248230B (zh) 开关稳压器
US9577520B2 (en) Power converter with bootstrap circuit
US8274267B2 (en) Hybrid power converter
US10333384B2 (en) System and method for a switch driver
JP5690545B2 (ja) 電源装置
CN106664020B (zh) 用于多相位降压转换器电路的共享式自举电容器及方法
CN102651608B (zh) 用于控制电源的控制电路、电子设备及方法
US5548206A (en) System and method for dual mode DC-DC power conversion
US8199530B2 (en) Power supply unit, hard disk drive and method of switching the power supply unit
CN100474750C (zh) 能够快速响应输入及输出电压变化的供电方法和电源设备
JP4527480B2 (ja) Dc−dcコンバータにおける電力効率を最適化する方法および回路
TWI330775B (en) Quick response switching regulator and control method thereof
JP4916964B2 (ja) Dc−dcコンバータ、ドライバic、およびシステムインパッケージ
US8896280B2 (en) Switching regulator with increased light load efficiency
US6720819B1 (en) Driver circuit for semiconductor switching device
US7319311B2 (en) Step down switching regulator with the substrate of the switching transistor selectively connected to either its drain or source
CN100530918C (zh) Dc-dc转换器及其控制方法
US6243277B1 (en) Bi-directional dc to dc converter for energy storage applications
US8427113B2 (en) Voltage converter with combined buck converter and capacitive voltage divider
EP2254225B1 (en) Switching Converter
US6249111B1 (en) Dual drive buck regulator
CN103199706B (zh) 双极性多输出同步升压转换器、其操作方法及电压调整器
EP1952519B1 (en) Synchronous rectification switching regulator, control circuit thereof, and method of controlling the operation thereof

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
C06 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C10 Entry into substantive examination
GR01 Patent grant
C14 Grant of patent or utility model