JP4628056B2 - Dc−dcコンバータの制御回路、およびその制御方法 - Google Patents
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Description
ダ抵抗等に伴う追加の電力消費は伴わず、加えて誘導素子に戻された過剰電力を入力側に回生できることとも相俟って、電力変換効率の改善を図ることができる。
電力供給停止信号STPは、DC−DCコンバータ1が電力供給動作停止中はハイレベルであり、電力供給動作起動中或いは動作中であるときはローレベルである信号である。比較器COMP3の出力端子が、論理積ゲート回路AND2の入力端子に接続される。論理和ゲート回路OR1の入力端子には、論理積ゲート回路AND1および論理積ゲート回路AND2の出力端子がそれぞれ接続される。論理和ゲート回路OR1の出力端子は、出力端子(DL)に接続される。なお、誤差増幅器ERA1、基準電圧E1、キャパシタC2、スイッチ回路SW、定電流回路IS、比較器COMP3、基準電圧E2によって、DC−DCコンバータ1の出力電圧を監視する監視部が構成される。また比較器COMP3と基準電圧E2とによって、出力電圧VOUTが、後述する出力基準電圧OE2以下であることを検出する検出部が構成される。また比較器COMP2によって逆流検知部が構成される。
スタFET2を介して、チョークコイルL1に電流経路が形成される。チョークコイルL1の入力端子(VI)側の電圧が略接地電位に等しくなるところ、出力端子(VO)側の端子には出力電圧VOUTが印加されているので、コイル電流IL1が出力端子(VO)側からチョークコイルL1に向かう方向に流れる(図1、矢印Y3)。これにより、軽負荷状態において負荷が要求する電力以上に供給され、過剰電力として出力キャパシタC1に蓄積された電力は、少なくともその一部がチョークコイルL1に戻される。このときの傾きは、インダクタンス素子の物理特性により、チョークコイルL1のインダクタンスをLとすると、di/dt=−VOUT/Lとなる(図2中、期間PT3)。
PWC=(1/2)×C×V12・・・(1)
そして全エネルギ量PWCの半分がチョークコイルL1へ蓄積されるときにおける出力電圧VOUTを求めると、以下の式が成り立つ。
(1/2)×C×VOUT2=(1/2)×(1/2)×C×V12・・・(2)
(2)式を整理すると、(3)式が得られる。
VOUT=(1/√2)×V1・・・(3)
よって出力基準電圧OE2の値が、出力電圧設定値V1の(1/√2)倍になるように、基準電圧E2を設定すればよいことが分かる。
動作の停止と共に、負荷側容量に蓄えられた電力をチョークコイルL1に逆流させることで、入力側に電力を回生させながら、DC−DCコンバータ1の負荷側に蓄積されてしまう過剰電力を急速に低減することができる。また誘導素子に戻された電力は、NMOSトランジスタFET2が非導通とされた後に入力側に回生してやれば、過剰電力を入力側に戻すことができるため、DC−DCコンバータの電力変換効率の向上を図ることができる。
スタFET1が非導通状態とされると共に、電力供給停止信号STPは、ローレベルからハイレベルへ切替えられる。
御の逆流検知信号BUDは、論理和ゲート回路OR2でマスクされるため、NMOSトランジスタFET2は、常にフリップフロップ回路FFの反転出力により制御される。また電力供給停止信号STPがハイレベルへ遷移した後においても、レギュレート動作が継続されるため、フリップフロップ回路FFは一定の周波数で出力端子(Q)、反転出力端子(Q_)の出力を継続する。よってNMOSトランジスタFET1、NMOSトランジスタFET2は一定の周波数でオン/オフ制御される。
様にして電力の回生動作が行われる。
基準電圧E1は第1基準電圧設定部の一例、基準電圧E3は第2基準電圧設定部の一例、スイッチ回路SW2は第1スイッチ回路の一例、スイッチ回路SW3は第2スイッチ回路の一例、出力基準電圧OE2は基準負荷印加電圧の一例、出力電圧VOUTは負荷印加電圧の一例である。
(付記1)誘導素子に電力を蓄積する際に導通する第1スイッチング素子と、誘導素子に蓄積された電力の負荷への放出期間に応じて、スイッチング制御されて導通する第2スイッチング素子とを制御するDC−DCコンバータ制御回路であって、
前記電力の負荷への放出と逆方向の電流を検知して逆流検知信号を出力する逆流検知部と、
前記逆流検知信号に応じて前記第2スイッチング素子を非導通状態とする回路であって、前記負荷に印加される負荷印加電圧の低下を指示する所定信号に応じて前記逆流検知信号を無視し、前記負荷印加電圧に応じて前記第2スイッチング素子を非導通状態とする制御部と、
を備えることを特徴とするDC−DCコンバータ制御回路。
(付記2)前記所定信号は電力供給停止信号であり、
前記負荷印加電圧が基準負荷印加電圧以下であることを検出する検出部を備え、
前記制御部は、前記電力供給停止信号に応じて前記第2スイッチング素子を導通状態とし、前記検出部の検出信号に応じて前記第2スイッチング素子を非導通状態とすることを特徴とする付記1に記載のDC−DCコンバータ制御回路。
(付記3)前記電力供給停止信号に応じてレギュレート動作を停止することを特徴とする付記2に記載のDC−DCコンバータ制御回路。
(付記4)前記制御部は、前記電力供給停止信号に応じて前記逆流検知信号をマスクすることを特徴とする付記2に記載のDC−DCコンバータ制御回路。
(付記5)前記基準負荷印加電圧は、負荷側に蓄積された電力の略半分が前記誘導素子に移動するときの出力電圧であることを特徴とする付記2に記載のDC−DCコンバータの制御回路。
(付記6)前記基準負荷印加電圧は、定常状態における前記負荷印加電圧の(1/√2)倍の電圧値であることを特徴とする付記2に記載のDC−DCコンバータの制御回路。
(付記7)前記所定信号は電力供給停止信号であり、
該電力供給停止信号に応じて電圧が時間と共に低下する参照電圧部と、
該参照電圧部の電圧を基準電圧とする誤差増幅器と
を備えることを特徴とする付記1に記載のDC−DCコンバータ制御回路。
(付記8)前記参照電圧部は、
キャパシタと、
前記電力供給停止信号に応じて電荷放電経路を形成する放電部とを備えることを特徴とする付記7に記載のDC−DCコンバータ制御回路。
(付記9)前記キャパシタは、ソフトスタート用のキャパシタであることを特徴とする付記8に記載のDC−DCコンバータの制御回路。
(付記10)前記所定信号は変更信号であり、
該変更信号に応じて電圧が変更される参照電圧変更部と、
該参照電圧変更部の電圧を基準電圧とする誤差増幅器と
を備えることを特徴とする付記1に記載のDC−DCコンバータ制御回路。
(付記11)前記制御部は、前記変更信号に応じて前記逆流検知信号をマスクすることを特徴とする付記10に記載のDC−DCコンバータ制御回路。
(付記12)前記参照電圧変更部は、
積分回路と、
該積分回路を介して前記誤差増幅器に接続される第1基準電圧設定部と、
該積分回路を介して前記誤差増幅器に接続される第2基準電圧設定部とを備え、
前記変更信号に応じて前記第1基準電圧設定部または第2基準電圧設定部が選択されることを特徴とする付記10に記載のDC−DCコンバータ制御回路。
(付記13)誘導素子に電力を蓄積する際に導通する第1電流径路と、誘導素子に蓄積された電力の負荷への放出期間に応じて導通する第2電流径路とを制御するDC−DCコンバータの制御方法であって、
前記電力の負荷への放出と逆方向の電流を検知して逆流検知信号を出力し、
前記逆流検知信号に応じて前記第2スイッチング素子を非導通状態とし、
前記負荷に印加される負荷印加電圧の低下を指示する所定信号に応じて前記逆流検知信号を無視して、前記負荷印加電圧に応じて前記第2スイッチング素子を非導通状態にすることを特徴とするDC−DCコンバータ制御方法。
(付記14)前記所定信号は電力供給停止信号であり、
該電力供給停止信号に応じて前記第2スイッチング素子を導通状態とし、
前記負荷印加電圧が基準負荷印加電圧以下であることを検出することに応じて前記第2スイッチング素子を非導通状態とすることを特徴とする付記13に記載のDC−DCコンバータ制御方法。
(付記15)前記所定信号は電力供給停止信号であり、
該電力供給停止信号に応じて誤差増幅器の基準電圧が時間と共に低下することを特徴とする付記13に記載のDC−DCコンバータ制御方法。
(付記16)前記所定信号は変更信号であり、
該変更信号に応じて誤差増幅器の基準電圧が変更されることを特徴とする付記13に記載のDC−DCコンバータ制御方法。
11、11a、11b、11c 制御回路
16 PWM比較器
40、40b、40c 制御部
42 参照電圧変更部
C1 出力キャパシタ
COMP1乃至COMP3 比較器
FET1、FET2 NMOSトランジスタ
FF フリップフロップ回路
L1 チョークコイル
STP 電力供給停止信号
BUD 逆流検知信号
CHG 変更信号
DET 検出信号
Claims (9)
- 誘導素子に電力を蓄積する際に導通する第1スイッチング素子と、誘導素子に蓄積された電力の負荷への放出期間に応じて、スイッチング制御されて導通する第2スイッチング素子とを制御するDC−DCコンバータ制御回路であって、
前記電力の負荷への放出と逆方向の電流を検知して逆流検知信号を出力する逆流検知部と、
前記負荷に印加される負荷印加電圧が基準負荷印加電圧以下であることを検出する検出部と、
電力供給停止信号又は出力電圧の変更を指示する変更信号に応じて前記第2スイッチング素子を非導通状態とさせる前記逆流検知信号をマスクし、前記検出部の検出信号に応じて前記第2スイッチング素子を非導通状態とする制御部と、
を備えることを特徴とするDC−DCコンバータ制御回路。 - 前記電力供給停止信号に応じてレギュレート動作を停止することを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ制御回路。
- 前記制御部は、前記電力供給停止信号に応じて前記逆流検知信号をマスクすることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ制御回路。
- 前記基準負荷印加電圧は、負荷側に蓄積された電力の略半分が前記誘導素子に移動するときの出力電圧であることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータの制御回路。
- 前記基準負荷印加電圧は、定常状態における前記負荷印加電圧の(1/√2)倍の電圧値であることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータの制御回路。
- 該電力供給停止信号に応じて電圧が時間と共に低下する参照電圧部と、
該参照電圧部の電圧を基準電圧とする誤差増幅器と
を備えることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ制御回路。 - 前記参照電圧部は、
キャパシタと、
前記電力供給停止信号に応じて電荷放電経路を形成する放電部とを備えることを特徴とする請求項6に記載のDC−DCコンバータ制御回路。 - 前記変更信号に応じて電圧が変更される参照電圧変更部と、
該参照電圧変更部の電圧を基準電圧とする誤差増幅器と
を備えることを特徴とする請求項1に記載のDC−DCコンバータ制御回路。 - 誘導素子に電力を蓄積する際に導通する第1電流経路と、誘導素子に蓄積された電力の負荷への放出期間に応じて導通する第2電流経路とを制御するDC−DCコンバータの制御方法であって、
前記電力の負荷への放出と逆方向の電流を検知して逆流検知信号を出力し、
前記負荷に印加される負荷印加電圧が基準負荷印加電圧以下であることを検出して検出信号を出力し、
電力供給停止信号又は出力電圧の変更を指示する変更信号に応じて前記第2スイッチング素子を非導通状態とさせる前記逆流検知信号をマスクし、検出信号に応じて前記第2スイッチング素子を非導通状態にすることを特徴とするDC−DCコンバータ制御方法。
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