JP4360833B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は各種電子機器に用いられ、バッテリ等の直流電圧が入力されて負荷に制御された直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。特に、本発明は出力電力（出力電圧及び／又は出力電流）の急減に対して高速に対応し得るＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
入力直流電源であるバッテリ等から直流電圧が入力され、その直流電圧を降圧制御して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、負荷の状態（軽負荷状態又は重負荷状態）に応じて動作モードを切り替えるよう構成されたものがある。ここで、軽負荷状態の動作モードとは例えば電子機器が待機動作状態のときの動作モードであり、重負荷状態の動作モードとは例えば電子機器が通常動作状態のときの動作モードである。このように、負荷の状態に応じて動作モードを切り替えるのは、待機時のような軽負荷時にＤＣ−ＤＣコンバータの消費電力を軽減するためである。このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータとしては、日本の特開平１１−１４６６３７号公報に開示されたものがある。
【０００３】
図１７は特開平１１−１４６６３７号公報に開示された従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１７に示すように、直流電圧Ｖｉを出力する入力直流電源３０１が接続されたＤＣ−ＤＣコンバータは、入力側平滑コンデンサ３０２、同期整流回路３１０及び出力側平滑コンデンサ３０７を具備している。このＤＣ−ＤＣコンバータの出力端には負荷３０８が接続されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータの同期整流回路３１０には、主スイッチ３０３、同期スイッチ３０４、転流ダイオード３０５、インダクタ３０６、及び主スイッチ３０３と同期スイッチ３０４のオンオフ制御を行う制御部３０９が設けられている。制御部３０９が主スイッチ３０３と同期スイッチ３０４を同期して切り替えることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータは負荷３０８に接続された出力端に所定の直流電圧を出力する。このＤＣ−ＤＣコンバータは、出力端に接続される負荷３０８の状態（軽負荷状態又は重負荷状態）に応じて軽負荷状態の動作モード（待機動作モード）又は重負荷状態の動作モード（通常動作モード）に切り替えるよう構成されている。
【０００４】
図１７に示した従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力直流電源３０１の直流電圧Ｖｉが入力側平滑コンデンサ３０２を介して同期整流回路３１０に入力されており、出力側平滑コンデンサ３０７の電圧Ｖｏが出力直流電圧として負荷３０８に供給されている。制御部３０９は主スイッチ３０３がオン状態のとき同期スイッチ３０４をオフ状態とし、主スイッチ３０３がオフ状態のとき同期スイッチ３０４をオン状態とするよう制御している。
入力直流電源３０１の直流電圧Ｖｉは、主スイッチ３０３がオン状態のとき、インダクタ３０６に印加される。このとき、入力直流電源３０１からインダクタ３０６を介して負荷側へ電流が流れ、インダクタ３０６に磁気エネルギーが蓄積される。次に、主スイッチ３０３がオフ状態となると、同期スイッチ３０４がオン状態となり導通して、インダクタ３０６から同期スイッチ３０４を介して出力側平滑コンデンサ３０７へ電流が流れ、蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【０００５】
上記のように、同期整流回路３１０において、磁気エネルギーの蓄積と放出の動作が繰り返されることにより、出力側平滑コンデンサ３０７から負荷３０８へ電力が供給される。
図１７に示した従来のＤＣ−ＤＣコンバータの制御部３０９において、主スイッチ３０３と同期スイッチ３０４のオンオフ時間である時比率を制御することにより、出力直流電圧Ｖｏは零から入力電圧Ｖｉまで設定可能である。
【０００６】
次に、以上のように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける主スイッチ３０３と同期スイッチ３０４の時比率の制御動作について説明する。
図１８は従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部における電圧波形図である。図１８において、Ｖｔは直線的に上昇して急峻に低下する基準三角波形を示す電圧波形であり、制御部３０９における発振回路で形成されている。Ｖｅは制御部３０９に設けられた誤差増幅器から出力された誤差電圧であり、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの差を示している。また、図１８における第１の駆動信号Ｖｄ１は主スイッチ３０３をオンオフ駆動するための信号であり、第２の駆動信号Ｖｄ２は同期スイッチ３０４をオンオフ駆動するための信号である。主スイッチ３０３及び同期スイッチ３０４が第１の駆動信号Ｖｄ１及び第２の駆動信号Ｖｄ２によりオンオフ動作することにより、制御目標となる出力直流電圧は所望の直流電圧となる。第１の駆動信号Ｖｄ１と第２の駆動信号Ｖｄ２は、制御部３０９の誤差増幅器において基準三角波電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅとの比較により形成される。
【０００７】
図１８に示した誤差電圧Ｖｅは、負荷３０８が軽くなって出力直流電圧Ｖｏが上昇しようとすると低下し、逆に、負荷３０８が重くなって出力直流電圧Ｖｏが低下しようとすると上昇するものである。
また、制御部３０９には、同期スイッチ３０４のオン状態時に流れる電流値を検出することにより、軽負荷状態を検出する逆電流防止回路が設けられている。逆電流防止回路は、同期スイッチ３０４に流れる電流が予め設定された値を超えたとき、軽負荷状態であると判断して、同期スイッチ３０４をオフ状態としている。
【０００８】
【特許文献１】
特開平１１−１４６６３７号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、負荷の状態に応じて出力直流電圧を適宜設定変更できるよう構成されている。ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、例えば、直流電圧源としてのＤＣ−ＤＣコンバータに対して出力直流電圧を変更するために、負荷側からの信号によってそのＤＣ−ＤＣコンバータの基準電圧が変更された場合等には、出力直流電圧が基準電圧の変化に伴って速やかに反応して所望の直流電圧になることが望ましい。
上記のように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、その応答速度は誤差増幅器から出力される誤差信号Ｖｅの変化速度に依存する。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御系の安定性確保のため、誤差増幅器のカットオフ周波数は、位相補償コンデンサ等によって、数十〜数百ｋＨｚに設定されるスイッチング周波数の数十分の１程度になるのが一般的である。このため、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの応答時間は、ステップ的に変化した基準電圧に対して数百マイクロ秒を要してしまい、負荷の要求に対して満足できる応答速度を確保することは困難であった。待機動作モードを有するＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、基準電圧を変化させて、出力直流電圧を低下させたい場合であっても、軽負荷状態においては待機動作モードのまま動作している。このため、このようなＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力直流電圧の低下時間が出力側平滑コンデンサから負荷への放電時間に依存し、さらに応答時間が遅れるという問題を有していた。
本発明は、負荷からの出力直流電圧の低減要求等により、出力電力が急減状態となる過渡状態や起動時において、エネルギーを入力側に回生させてエネルギー効率を高くすることにより、優れた応答速度を有する汎用性の高いＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
同期スイッチ回路を有し、前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を
整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路を駆動制御するスイッチ制御回路と、
前記負荷が軽負荷状態であることを検出する軽負荷検出回路と、
出力電力の急減状態を検出する出力電力急減検出回路と、
前記スイッチ制御回路の出力と前記軽負荷検出回路の出力と前記出力電力急減検出回路の出力とが入力される同期スイッチ駆動回路と、を具備するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記同期スイッチ駆動回路が、
（１）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態であることを検出し、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出しないとき前記同期スイッチ回路をオフ状態とし、
（２）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態であることを検出し、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出したとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とし、
（３）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態を検出せず、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出しないとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とし、
（４）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態を検出せず、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出したとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とする。上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電力の急減状態を認識したとき電力回生動作を行うよう構成されており、何らかの条件変化によって出力直流電圧が出力目標電圧から離れても、負荷の状況に依らず、出力目標電圧へ到達する応答速度を大幅に向上させる。
【００１１】
また、他の観点の発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
同期スイッチ回路を有し、前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路を駆動制御する制御回路と、
出力電力の急減状態を検出する出力電力急減検出回路と、
前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出した過渡応答時に、前記出力電力を低下させるように前記誤差信号を強制的に変更する第１の過渡応答動作回路と、を具備し、
制御回路がオフセット信号を出力するオフセット信号源を有し、
出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出した過渡応答時に、前記出力電力を低下させるように前記オフセット信号を強制的に変更する第２の過渡応答動作回路をさらに具備するよう構成してもよい。上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、何らかの条件変化によって出力直流電圧が出力目標電圧より高くなっても、負荷の状況に依らず、出力直流電圧が出力目標電圧に到達する応答速度を大幅に向上することができる。
【００１３】
また、他の観点の発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路を駆動制御する制御回路と、
出力電力の急減状態を検出する出力電力急減検出回路と、
入力直流電圧と出力直流電圧を比較する入出力比較回路と、
ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力間に並列に接続された回生スイッチ回路を有し、前記出力直流電圧が前記入力直流電圧より高く、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出した過渡応答時に、前記回生スイッチ回路をオン状態とする高速応答回路と、を具備する。上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、何らかの条件変化によって出力直流電圧が出力目標電圧より高くなっても、負荷の状況に依らず、出力直流電圧が出力目標電圧に到達する応答速度を大幅に向上することができる。
【００１４】
さらに、他の観点の発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
同期スイッチ回路を有し、前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路のオン
オフ期間を調整し、前記主スイッチ回路を駆動制御するスイッチ制御回路と、
前記負荷が軽負荷状態であることを検出する軽負荷検出回路と、
前記スイッチ制御回路の出力と、前記軽負荷検出回路の出力と、出力電力の急減状態か否かを示す信号が入力される同期スイッチ駆動回路と、を具備するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
（１）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態であることを検出し、且つ前記出力電力が急減状態でないとき前記同期スイッチ回路をオフ状態とし、
（２）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態であることを検出し、且つ前記出力電力が急減状態であるとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とし、
（３）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態を検出せず、且つ前記出力電力が急減状態でないとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とし、
（４）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態を検出せず、且つ前記出力電力が急減状態であるとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とする。上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電力の急減を知らせる外部信号が入力されるよう構成されているため、外部信号が入力される期間中においては常に電力回生動作を行うよう構成することにより、応答時間を大幅に短縮することができ、且つ回路の簡素化を達成することができる。
【００１５】
また、他の観点の発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
同期スイッチ回路を有し、前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路を駆動する制御回路と、
出力電力の急減状態を示す信号が負荷側から入力された過渡応答時に、前記出力電力を低下させるように前記誤差信号を強制的に変更する第１の過渡応答動作回路と、を具備し、
制御回路がオフセット信号を出力するオフセット信号源を有し、
出力電力の急減状態を示す信号が負荷側から入力された過渡応答時に、前記出力電力を低下させるように前記オフセット信号を強制的に変更する第２の過渡応答動作回路をさらに具備するよう構成してもよい。上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電力の急減を知らせる外部信号が入力されるよう構成されているため、外部信号が入力される期間中においては常に電力回生動作を行うよう構成することにより、応答時間を大幅に短縮することができ、且つ回路の簡素化を達成することができる。
【００１７】
また、他の観点の発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路を駆動制御する制御回路と、
入力直流電圧と出力直流電圧を比較する入出力比較回路と、
ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力間に並列に接続された回生スイッチ回路を有し、前記出力直流電圧が前記入力直流電圧より高く、且つ出力電力の急減状態を示す信号が負荷側から入力された過渡応答時に、前記回生スイッチ回路をオン状態とする高速応答回路と、を具備する。上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電力の急減を知らせる外部信号が入力されるよう構成されているため、外部信号が入力される期間中においては常に電力回生動作を行うよう構成することにより、応答時間を大幅に短縮することができ、且つ回路の簡素化を達成することができる。
発明の新規な特徴は添付の請求の範囲に特に記載したものに他ならないが、構成及び内容の双方に関して本発明は、他の目的や特徴と合わせて図面と共に以下の詳細な説明を読むことにより、より良く理解され評価されるであろう。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータに係る好ましい実施の形態について、図１から図１６を用いて説明する。なお、以下に述べる実施の形態は、本発明の好ましい具体例であるから、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、以下の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの実施の形態に限られるものではない。
【００１９】
《実施の形態１》
図１は本発明に係る実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１に示すように、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータには、入力直流電圧Ｖｉを出力する入力直流電源１が接続されており、入力直流電源１の一端には主スイッチ回路である第１のスイッチ２の一端が接続されている。第１のスイッチ２の他端には同期スイッチ回路である第２のスイッチ３の一端と、第１のダイオード４のカソードと、インダクタ５の一端が接続されている。第２のスイッチ３の他端と第１のダイオード４のアノードは、入力直流電源１の他端に接続されている。このように接続された第１のスイッチ２及び第２のスイッチ３は、後述する制御部１１からの制御信号によりオンオフ動作が繰り返される。この制御部１１には出力電力が急減した時を検出する出力電力急減検出回路１５が接続されている。
【００２０】
図１に示すように、インダクタ５と出力コンデンサ９は直列に接続されて直列回路が構成され、この直列回路が第１のダイオード４の両端に接続されて平滑回路が構成されている。この平滑回路は、第１のダイオード４の両端に発生する矩形波電圧を平均化して直流電圧を形成している。
上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおける出力側の出力コンデンサ９の両端である出力端には負荷１０が接続されている。実施の形態１において、第２のスイッチ３、第１のダイオード４及び出力コンデンサ９により整流平滑回路が構成されている。
制御部１１は誤差増幅回路１２と発振回路１３と制御回路１４とにより構成されている。制御部１１は第１のスイッチ２と第２のスイッチ３とをオンオフ制御して、ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される出力直流電圧Ｖｏを制御している。制御回路１４は同期スイッチ駆動回路２０とスイッチ制御回路２３と軽負荷検出回路１４２とを有している。
【００２１】
誤差増幅回路１２は、基準電圧源１２０、出力直流電圧Ｖｏを検出する検出回路２２、基準電圧源１２０の基準電圧Ｅｒと検出回路２２からの検出電圧が入力される誤差増幅器１２４、及び誤差増幅器１２４の入出力間に接続される位相補償コンデンサ１２５から構成されている。基準電圧源１２０の電圧Ｅｒは、負荷１０からの指令により可変される。検出回路２２は抵抗１２１と抵抗１２２と抵抗１２３の３つの抵抗器の直列回路により構成されている。誤差増幅器１２４には抵抗１２１と抵抗１２２の接続点の電圧及び、基準電圧Ｅｒが入力されている。このように構成された誤差増幅回路１２は、誤差増幅器１２４から出力された誤差電圧Ｖｅを制御回路１４へ出力する。
【００２２】
出力電力急減検出回路１５は、抵抗１２２と抵抗１２３との接続点の電圧と基準電圧Ｅｒとが入力され比較する比較器１５０により構成されている。誤差増幅回路１２の誤差増幅器１２４には抵抗１２１と抵抗１２２の接続点の電圧と、基準電圧Ｅｒとが入力され、これらの電圧が等しくなる場合が出力目標電圧Ｅ０である。また、比較器１５０に入力された抵抗１２２と抵抗１２３との接続点の電圧と、基準電圧Ｅｒとが等しくなる場合、出力目標電圧Ｅ０より所定の電圧だけ高い出力上限電圧Ｅ１である。ここで、出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１より高くなったときが出力電力急減状態である。この出力電力急減状態を比較器１５０により検出して、出力電力急減検出回路１５は出力電力急減状態を示す信号を同期スイッチ駆動回路２０に出力する。
【００２３】
発振回路１３は、所定の周期で増減を繰返す基準三角波電圧である鋸歯状電圧Ｖｔを形成し、制御回路１４へ出力する。この鋸歯状電圧Ｖｔは、その周期がＴ、振幅がΔＶｔの三角波波形であり、直線的に上昇して急峻に低下するものである。
制御回路１４のスイッチ制御回路２３には、誤差電圧Ｖｅと鋸歯状電圧Ｖｔを比較する比較器１４０と、この比較器１４０からの信号を反転させるインバータ１４１とが設けられている。また、制御回路１４の軽負荷検出回路１４２は、オン状態の第２のスイッチ３に流れる電流値を検出し、その検出結果を同期スイッチ駆動回路２０へ出力する。同期スイッチ駆動回路２０は、出力電力急減検出回路１５の検出結果及び軽負荷検出回路１４２の検出結果に基づいて動作する。すなわち、同期スイッチ駆動回路２０は、次のように動作する。
【００２４】
同期スイッチ駆動回路２０は、（１）軽負荷検出回路１４２から軽負荷状態を示す信号が入力され、且つ出力電力急減検出回路１５から出力電力の急減状態を示す信号が入力されないとき同期スイッチ回路である第２のスイッチ３をオフ状態にする。また、同期スイッチ駆動回路２０は、（２）軽負荷検出回路１４２から軽負荷状態を示す信号が入力され、且つ出力電力急減検出回路１５から出力電力の急減状態を示す信号が入力されたときスイッチ制御回路２３からの出力に応じて第２のスイッチ３をオンオフ動作状態とする。また、同期スイッチ駆動回路２０は、（３）軽負荷検出回路１４２から軽負荷状態を示す信号が入力されず、且つ出力電力急減検出回路１５から出力電力の急減状態を示す信号が入力されないときスイッチ制御回路２３からの出力に応じて第２のスイッチ３をオンオフ動作状態とする。さらに、同期スイッチ駆動回路２０は、（４）軽負荷検出回路１４２から軽負荷状態を示す信号が入力されず、且つ出力電力急減検出回路１５から出力電力の急減状態を示す信号が入力されたときスイッチ制御回路２３からの出力に応じて第２のスイッチ３をオンオフ動作状態とする。
【００２５】
図１に示すように、比較器１４０の出力電圧Ｖｄ１が第１のスイッチ２をオンオフ駆動する第１の駆動信号となり、同期スイッチ駆動回路２０の出力電圧Ｖｄ２が第２のスイッチ３をオンオフ駆動する第２の駆動信号となる。また、制御回路１４の軽負荷検出回路１４２は、第２のスイッチ３のオン状態時の抵抗を用いて、オン状態の第２のスイッチ３に流れる電流値を検出することにより、軽負荷状態を判断している。すなわち、軽負荷検出回路１４２は、第２のスイッチ３のオン状態時の抵抗を用いて、第２のスイッチ３を流れる電流が予め設定された値を超えた時、軽負荷状態と判断する。このとき、出力電力急減検出回路１５が出力電力の急減状態を検出しないとき、同期スイッチ駆動回路２０は第２のスイッチ３をオフ状態とする。この動作が実施の形態１における待機動作モードの動作である不連続動作モード動作である。この待機動作モードにより、軽負荷状態においては逆電流を流さないように制御される。
【００２６】
上記のように、出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１より高い場合、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては電力回生動作を行い（以後、このような過渡応答時の高速応答動作モードを過渡応答動作モードと称す）、出力直流電圧Ｖｏを出力目標電圧Ｅ０へ降圧している。
【００２７】
次に、以上のように構成された実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
まず、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける重負荷状態の動作モードである通常動作モードについて説明する。
通常動作モードにおいては、制御部１１によって第１のスイッチ２及び第２のスイッチ３は同じスイッチング周期Ｔを有してオンオフ動作を行う。このオンオフ動作において、第１のスイッチ２がオン状態のとき第２のスイッチ３はオフ状態となり、第１のスイッチ２がオフ状態のとき第２のスイッチ３はオン状態となる。
【００２８】
入力直流電源１の入力直流電圧Ｖｉは、第１のスイッチ２がオン状態のとき、インダクタ５に印加される。このとき、入力直流電源１からインダクタ５を介して負荷側に電流が流れ、インダクタ５に磁気エネルギーが蓄積される。次に、第１のスイッチ２がオフ状態となると、第２のスイッチ３がオン状態となる。第２のスイッチ３がオン状態となると、インダクタ５から第２のスイッチ３を介して出力コンデンサ９へ電流が流れ、インダクタ５に蓄積された磁気エネルギーは放出される。
このようにインダクタ５において磁気エネルギーの蓄積と放出の動作が繰り返されることにより、出力コンデンサ９から負荷１０へ電力が供給される。
上記のように、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御部１１において、第１のスイッチ２と第２のスイッチ３のオンオフ時間である時比率を制御することにより、出力直流電圧Ｖｏを零から入力電圧Ｖｉまで設定することができる。
【００２９】
以上が本発明に係る実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける通常動作モードである。誤差増幅回路１２における検出回路２２の抵抗１２１、抵抗１２２及び抵抗１２３の各抵抗値をそれぞれＲ１２１、Ｒ１２２及びＲ１２３とすると、誤差増幅器１２４に入力される検出電圧Ｖｒ２３は次式（１）で表される。なお、Ｖｏは出力直流電圧である。
【００３０】
【数１】
【００３１】
実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、検出電圧Ｖｒ２３が基準電圧Ｅｒと等しくなるように制御される。したがって、通常動作状態において、出力直流電圧Ｖｏは次式（２）で表される出力目標電圧Ｅ０に制御される。
【００３２】
【数２】
【００３３】
一方、出力電力急減検出回路１５において比較している、抵抗１２２と抵抗１２３との接続点の電圧と、基準電圧Ｅｒとが等しくなったとき、このときの出力直流電圧Ｖｏである出力上限電圧Ｅ１は次式（３）で表される。
【００３４】
【数３】
【００３５】
次に、基準電圧源１２０の基準電圧Ｅｒが負荷１０等の外部からの信号によって急減した場合の動作について図２及び図３を用いて説明する。図２の（ａ）は基準電圧Ｅｒが急減したときの状態を示す電圧波形である。図２の（ｂ）は、図２の（ａ）のときの出力目標電圧Ｅ０と出力上限電圧Ｅ１と出力直流電圧Ｖｏの関係を示す波形図である。図２の（ｃ）は出力電力負荷急減検出回路１５の比較器１５０から出力される信号Ｖ１５０を示している。図３の（ａ）は基準電圧Ｅｒが急減したときに比較器１５０から出力される電圧波形であり、図３の（ｂ）は比較器１５０から図３の（ａ）に示す信号が出力されたときのインダクタ５に流れる電流波形である。図３の（ｂ）に示す電流波形において、中央部分が連続動作モードであり、その左右部分が不連続動作モードを示している。
【００３６】
実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、負荷１０が同じような軽負荷状態を継続しているとき、軽負荷状態の動作モードである待機動作モードとなっている。この待機動作モードにおいては、軽負荷検出回路１４２が軽負荷状態を検出する。このとき、出力電力急減検出回路１５が出力電力の急減状態を検出しているため、同期スイッチ駆動回路２０は、第２のスイッチ３をオフ状態にする。すなわち、この待機動作モードではＤＣ−ＤＣコンバータは、図３の（ｂ）における左側部分の波形で示す不連続動作モードで動作している。
【００３７】
上記のように待機動作モードでＤＣ−ＤＣコンバータが動作しているとき、例えば負荷１０等からの信号に応じて基準電圧源１２０の基準電圧Ｅｒが下げられると、出力目標電圧Ｅ０及び出力上限電圧Ｅ１も低下する。このとき、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０は、検出された電圧が低下した基準電圧Ｅｒより高くなるため“Ｌ”を出力する。この“Ｌ”の信号は、同期スイッチ駆動回路２０に入力される。今、出力電力急減検出回路１５が出力電力の急減状態を検出し、且つ軽負荷検出回路１４２が軽負荷状態を検出しているため、同期スイッチ駆動回路２０は、インバータ１４１の駆動電圧Ｖ１４１をそのまま第２のスイッチ３の駆動電圧Ｖｄ２として出力する。これにより、第２のスイッチ３は第１のスイッチ２と同期してオンオフ動作を行うため、比較器１５０が“Ｌ”の信号を出力している期間、ＤＣ−ＤＣコンバータは待機動作モードで動作せず、連続動作モードで動作する。この連続動作モードは、過渡応答動作モードである。この過渡応答動作モードにおいて電力回生が行われて、出力直流電圧Ｖｏが急激に低下していく。この電力回生動作は、出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１に達して、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０が反転するまで継続する。
【００３８】
比較器１５０が反転すると、出力電力急減検出回路１５は出力電力の急減状態を検出しない状態となる。このとき、軽負荷検出回路１４２が軽負荷状態を検出しているため、ＤＣ−ＤＣコンバータは不連続動作モードで動作する。しかし、このとき、誤差電圧Ｖｅが充分に低下していなければ、出力直流電圧Ｖｏは上昇していき比較器１５０がさらに反転し、連続動作モードとなり電力回生を行う。そして、この電力回生動作により、出力直流電圧Ｖｏが低下して比較器１５０がさらに反転して不連続動作モードとなる。このように、連続動作モードと不連続動作モードの動作を繰り返す。その結果、やがて誤差電圧Ｖｅが充分に低下し、出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０に落ち着く。
【００３９】
従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、負荷が軽負荷状態の場合、出力目標電圧Ｅ０が急減しても、常に待機動作モードで動作しているため、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に達するまで長時間を要していた。
一方、本発明に係る実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、負荷が軽負荷状態の場合、出力目標電圧Ｅ０が急減したとき、待機動作モード（不連続動作モード）で動作せず、過渡応答動作モードで動作して電力回生を行うよう構成されている。したがって、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、負荷が軽負荷状態において出力目標電圧Ｅ０が急減したときでも、従来の装置に比べて大幅に短縮した応答時間で出力直流電圧を出力目標電圧Ｅ０にすることが可能となる。
【００４０】
なお、実施の形態１においては、同期整流可能な降圧形コンバータを用いて説明したが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはこのような構成に限定されるものではない。本発明は同期整流可能な降圧型、昇圧型及び昇降圧型の全てのＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。
また、実施の形態１においては、待機動作モードにおける動作として、不連続動作モードの動作を用いて説明したが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおける待機動作モードの動作としてはこれだけに限定されるものではない。ＤＣ−ＤＣコンバータの消費電力を低減する動作を行う待機動作モードの別の動作としては、例えばスイッチング損出等を低減するため、所定の期間、スイッチング動作を停止する期間を設けて間欠的に動作させる間欠動作モード、及びスイッチング周波数を低下させるスイッチング周波数可変動作モードにも本発明の構成が適用可能であることは言うまでもない。
【００４１】
《実施の形態２》
次に、本発明に係る実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図４と図５を用いて説明する。図４は本発明に係る実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図５は実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、基準電圧Ｅｒが急減したときの各部信号波形を示している。実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと実質的に同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。
【００４２】
実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成と異なるところは、誤差増幅回路１２の出力である誤差信号Ｖｅが誤差増幅器１２４の出力に抵抗１２６を介して形成されるよう構成している。また、実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータには、指示電圧源１７０、抵抗１７１、スイッチ１７２、スイッチ１７３及びインバータ１７４からなる第１の過渡応答動作回路１７が設けられている。
前述の実施の形態１においては、電力回生動作を行うことにより出力直流電圧を低下させるよう構成されている。しかし、出力直流電圧Ｖｏの出力目標電圧Ｅ０への応答速度をさらに向上させるために、実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、誤差電圧Ｖｅを強制的に変更して電力回生動作によって回生される電力を、誤差電圧を強制的に変更しないときの電力回生動作によって回生される電力より大きくしている。
【００４３】
出力目標電圧Ｅ０が負荷等からの指令等により急減した場合、出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０より相対的に急激に高くなる過渡応答状態となる。以下、この過渡応答状態の動作について図５を用いて説明する。
図５は実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、基準電圧Ｅｒが急減したときの各部信号波形を示している。図５において、（ａ）は基準電圧Ｅｒが急減したときの状態を示す電圧波形であり、（ｂ）は（ａ）のときの出力目標電圧Ｅ０と出力上限電圧Ｅ１と出力直流電圧Ｖｏの関係を示す波形図である。図５の（ｃ）は鋸歯状電圧Ｖｔ及び誤差電圧Ｖｅの電圧波形を示している。
【００４４】
出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１より高い期間は、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０から出力される駆動電圧Ｖ１５０は“Ｌ”である。このため、スイッチ１７３はオフ状態となる。スイッチ１７３がオフ状態となると、誤差増幅回路１２の出力Ｖ１２は制御回路１４に伝達されない。
また、比較器１５０から出力された駆動電圧Ｖ１５０は、インバータ１７４によって反転されるため、スイッチ１７２をオン状態として、制御回路１４に指示電圧源１７０の指示電圧が抵抗１７１を介して入力される。
【００４５】
抵抗１７１を介して入力された指示電圧Ｖ１７１は、鋸歯状電圧Ｖｔの最小値より少し大きな値となるように設定されている。この動作において、１スイッチング周期において、第１のスイッチ２は僅かな期間だけオン状態、第２のスイッチ３は僅かな期間だけオフ状態となる。この状態は、比較器１５０が反転して、スイッチ１７２がオフ状態、スイッチ１７３がオン状態となるまで継続する。その後は、通常動作モード又は待機動作モードに戻り、やがて出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０に落ち着く。誤差増幅回路１２の抵抗１２６は、第１の過渡応答動作回路１７のスイッチ１７３がオン状態となるとき、位相補償コンデンサ１２５に流れる電流を制限し、検出電圧の変動を抑制する機能を有する。
【００４６】
以上のように、実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、通常動作モードや待機動作モードで動作している場合において、過渡応答状態を検出したとき、出力上限電圧Ｅ１に達するまでは、電力回生動作によって回生される電力が誤差電圧を強制的に変更しない電力回生動作によって回生される電力より大きくなるよう動作する。このため、実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、応答時間を短縮することが可能となる。
なお、実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータとして、同期整流可能な降圧型コンバータを用いて説明してきたが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはこの構成に限定されるものではない。本発明は同期整流可能な降圧型、昇圧型及び昇降圧型の全てのＤＣ−ＤＣコンバータにも適用可能である。
【００４７】
《実施の形態３》
次に、本発明に係る実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図６〜図９を用いて説明する。図６は本発明に係る実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと実質的に同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。
【００４８】
図６に示すように、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧Ｖｉを出力する入力直流電源１を有しており、入力直流電源１の一端には主スイッチである第１のスイッチ２の一端が接続されている。第１のスイッチ２の他端には第２のスイッチ３の一端と、第１のダイオード４のカソードと、インダクタ５の一端が接続されている。第２のスイッチ３の他端と第１のダイオード４のアノードは、入力直流電源１の他端に接続されている。このように接続された第１のスイッチ２及び第２のスイッチ３は、制御部１１からの駆動制御信号によりオンオフ動作が繰り返される。この制御部１１には出力電力が急減した時を検出する出力電力急減検出回路１５が接続されている。
【００４９】
図６に示すように、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータには、インダクタ５の一端と接地側とを接続する第３のスイッチ６が設けられており、またインダクタ５の一端と出力コンデンサ９の一端とを接続する第４のスイッチ７が設けられている。この第４のスイッチ７の両端には第２のダイオード８が負荷側へ順方向となるよう並列に接続されている。第３のスイッチ６及び第４のスイッチ７は制御部１１からの駆動制御信号によりオンオフ動作が繰り返される。
また、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータには、入出力比較回路１６と第２の過渡応答動作回路１８が設けられている。入出力比較回路１６には入力直流電源１からの入力直流電圧Ｖｉと、出力電力急減検出回路１５に入力される検出信号と同じ検出信号が入力される。第２の過渡応答動作回路１８には出力電力急減検出回路１５からの出力信号と、誤差増幅回路１２からの出力信号が入力されるよう構成されている。
【００５０】
実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、第１のスイッチ２とインダクタ５と第３のスイッチ６が直列に接続されており、第１のスイッチ２と第３のスイッチ６が共にオン状態となると、インダクタ５に入力直流電圧Ｖｉが印加される。また、第２のスイッチ３とインダクタ５と第４のスイッチ７が直列に接続されており、第２のスイッチ３と第４のスイッチ７が共にオン状態となると、インダクタ５の電圧が出力コンデンサ９に印加されるように構成されている。
制御部１１は、誤差増幅回路１２と発振回路１３と制御回路２１４と加算器１４３から構成されている。この制御部１１は、出力直流電圧Ｖｏを制御するため、第１のスイッチ２と第２のスイッチ３と第３のスイッチ６と第４のスイッチ７をそれぞれオンオフ制御する機能を有する。
上記のように構成された実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧及び降圧コンバータ（昇降圧コンバータ）であり、入力直流電源１の入力直流電圧Ｖｉを所望の直流電圧に形成して出力している。
【００５１】
図７は制御回路２１４の構成を示す回路図である。
図７に示すように、制御回路２１４に入力された誤差電圧Ｖｅは、第２の比較器１４５に入力されており、また加算器１４３を介して第１の比較器１４４に入力されている。加算器１４３は誤差電圧Ｖｅにオフセット電圧Ｖｏｓを加算し、（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）の信号を第１の比較器１４４へ出力する。第１の比較器１４４は加算器１４３の出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）と鋸歯状電圧Ｖｔとを比較する。第２の比較器１４５は誤差電圧Ｖｅと鋸歯状電圧Ｖｔとを比較する。
第１の比較器１４４の出力電圧Ｖｄ１は第１のスイッチ２をオンオフ制御する第１の駆動信号となる。また、第１の比較器１４４の出力は信号を反転させる第１のインバータ１４６を介して第１の同期スイッチ駆動回路４００へ入力される。第１の同期スイッチ駆動回路４００の出力電圧Ｖｄ２が第２のスイッチ３をオンオフ制御する第２の駆動信号となる。
第２の比較器１４５の出力電圧Ｖｄ３は第３のスイッチ６をオンオフ制御する第３の駆動信号となる。また、第２の比較器１４５の出力は信号を反転させる第２のインバータ１４７を介して第２の同期スイッチ駆動回路４０１へ入力される。第２の同期スイッチ駆動回路４０１の出力電圧Ｖｄ４が第４のスイッチ７をオンオフ制御する第４の駆動信号となる。
【００５２】
図７に示すように、第１の軽負荷検出回路１４８には第２のスイッチ３の両端に接続された信号線が入力されており、第２の軽負荷検出回路１４９には第４のスイッチ７の両端に接続された信号線が入力されている。第１の軽負荷検出回路１４８は第２のスイッチ３のオン状態時の抵抗を使用して電流値を検出し、第２の軽負荷検出回路１４９は第４のスイッチ７のオン状態時の抵抗を使用して電流値を検出することにより、これらの電流値に基づいて第１の軽負荷検出回路１４８と第２の軽負荷検出回路１４９は軽負荷状態を検知する。すなわち、オン状態において第２のスイッチ３を流れる電流が予め設定された値を超えた時を、第１の軽負荷検出回路１４８は軽負荷状態と判断する。このとき、出力電力急減検出回路１５が出力電力の急減状態を検出していないため、第１の同期スイッチ駆動回路４００は第２のスイッチ３をオフ状態とする。この動作が待機動作モードの動作の１つである不連続動作モードの動作であり、逆電流を流さないよう制御している。また、第４のスイッチ７を流れる電流が予め設定された値を超えた時を、第２の軽負荷検出回路１４９は軽負荷状態と判断する。このとき、出力電力急減検出回路１５が出力電力の急減状態を検出していないため、第２の同期スイッチ駆動回路４０１は第４のスイッチ７をオフ状態とする。この動作も待機動作モードの動作の１つである不連続動作モードの動作であり、逆電流を流さないよう制御している。
【００５３】
負荷急減検出回路１５は比較器１５０により構成されている。入出力比較回路１６は抵抗１６０、抵抗１６１及び比較器１６２により構成されている。第２の過渡応答動作回路１８は、第１の指示電圧源１８０、抵抗１８１、スイッチ１８２、第２の指示電圧源１８３、抵抗１８４、スイッチ１８５、スイッチ１８６、インバータ１８７及びＮＯＲ回路１８８から構成されている。
【００５４】
次に、以上のように構成された実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
まず、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける重負荷状態の動作モードである通常動作モードについて説明する。
通常動作モードにおいては、制御部１１によって第１のスイッチ２、第２のスイッチ３、第３のスイッチ６及び第４のスイッチ７は、同じスイッチング周期Ｔを有してオンオフ動作を行う。第１のスイッチ２及び第３のスイッチ６の１スイッチング周期におけるオン時間の割合、即ち時比率を、それぞれδ１及びδ２とする。また、第３のスイッチ６がオン状態となる期間は第１のスイッチ２も確実にオン状態となるよう、δ１＞δ２とする。第１のスイッチ２がオン状態のとき第２のスイッチ３はオフ状態となり、第１のスイッチ２がオフ状態のとき第２のスイッチ３はオン状態となる。また、第３のスイッチ６がオン状態のとき第４のスイッチ７はオフ状態となり、第３のスイッチ６がオフ状態のとき第４のスイッチ７はオン状態となる。
【００５５】
まず、第１のスイッチ２と第３のスイッチ６が共にオン状態の時、入力直流電源１の入力直流電圧Ｖｉはインダクタ５に印加される。この期間はδ２・Ｔである。このとき、入力直流電源１からインダクタ５に電流が流れ、インダクタ５に磁気エネルギーが蓄積される。次に、第３のスイッチ６がオフ状態となると、第４のスイッチ７がオン状態となり、インダクタ５には入力直流電圧Ｖｉと出力直流電圧Ｖｏの差Ｖｉ−Ｖｏが印加される。この期間は（δ１−δ２）・Ｔであり、インダクタ５を介して入力直流電源１から出力コンデンサ９へ電流が流れる。最後に、第１のスイッチ２と第３のスイッチ６が共にオフ状態の時、第２のスイッチ３及び第４のスイッチ７が共にオン状態となり、インダクタ５には出力直流電圧Ｖｏが逆方向に印加される。この期間は（１−δ１）・Ｔであり、インダクタ５から出力コンデンサ９へ電流が流れ、蓄積された磁気エネルギーは放出される。
【００５６】
このようにインダクタ５において磁気エネルギーの蓄積と放出の動作が繰り返されることにより、出力コンデンサ９から負荷１０へ電力が供給される。インダクタ５の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態においては、その電圧時間積の和はゼロであるから、下記式（４）が成り立ち、出力直流電圧Ｖｏは入力直流電圧Ｖｉに対して式（５）という変換特性が得られる。
δ２＝０の場合も同様に、出力直流電圧Ｖｏは式（６）となり、降圧コンバータとして動作する。
また、δ１＝１の場合も同様に、出力直流電圧Ｖｏは式（７）となり、昇圧コンバータとして動作する。また、各スイッチの時比率を制御することにより、δ１／（１−δ２）は０から無限大まで設定可能である。即ち、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、理論上は任意の入力直流電圧Ｖｉから任意の出力直流電圧Ｖｏを形成することができる昇降圧コンバータとして動作する。
【００５７】
【数４】
【００５８】
【数５】
【００５９】
【数６】
【００６０】
【数７】
【００６１】
誤差増幅回路１２の出力する誤差電圧Ｖｅは、出力直流電圧Ｖｏから検出回路２２による抵抗検出された電圧が、基準電圧源１２０の基準電圧より高くなると低下する。また、抵抗検出された電圧が基準電圧源１２０の基準電圧より低くなると、誤差電圧Ｖｅは上昇する。即ち、入力直流電圧Ｖｉが高くなったり、負荷１０が軽くなって出力直流電圧Ｖｏが上昇しようとすると、誤差電圧Ｖｅは低下する。逆に、入力直流電圧Ｖｉが低くなったり、負荷１０が重くなって出力直流電圧Ｖｏが低下しようとすると誤差電圧Ｖｅは上昇する。
図８は実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御部１１の各部波形図である。図８において、（ａ）は鋸歯状電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅと加算器１４３の出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）、（ｂ）は第１の駆動信号Ｖｄ１、（ｃ）は第２の駆動信号Ｖｄ２、（ｄ）は第３の駆動信号Ｖｄ３、（ｅ）は第４の駆動信号Ｖｄ４を示す。図８において、左側部分が、（鋸歯状電圧Ｖｔ）＞（誤差電圧Ｖｅ）の場合であり、中央部分が、鋸歯状電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅと加算器１４３の出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）とが交差する場合であり、右側部分が、（鋸歯状電圧Ｖｔ）＜（加算器１４３の出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ））の場合を示す。
【００６２】
次に、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける動作を図８を用いて説明する。
まず、入力直流電圧Ｖｉが高く、（鋸歯状電圧Ｖｔ）＞（誤差電圧Ｖｅ）の場合（図８の左側部分）、第２の比較器１４５の出力である第３の駆動信号Ｖｄ３は常時“Ｌ”であり、第３のスイッチ６はオフ状態となる。したがって、第３のスイッチ６の時比率δ２は、δ２＝０である。一方、第１のスイッチ２は、第１の比較器１４４の出力である第１の駆動信号Ｖｄ１によってオンオフ駆動されている。そのときの比率δ１は誤差電圧Ｖｅが低下するほど小さくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その入出力電圧の関係が式（６）で表される降圧コンバータとして動作する。
【００６３】
次に、図８の中央部分に示すように、入力直流電圧Ｖｉが出力直流電圧Ｖｏの近くにあり、鋸歯状電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅと加算器１４３の出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）が交差する場合、第１のスイッチ２は第１の比較器１４４の出力である第１の駆動信号Ｖｄ１によってオンオフ駆動され、第３のスイッチ６は第２の比較器１４５の出力である第３の駆動信号Ｖｄ３によってオンオフ駆動される。このとき、時比率δ１及び時比率δ２は誤差電圧Ｖｅが低下するほど小さくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その入出力電圧の関係が式（５）で表される昇降圧コンバータとして動作する。
【００６４】
次に、図８の右側部分に示すように、入力直流電圧Ｖｉが低く、（鋸歯状電圧Ｖｔ）＜（加算器１４３の出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ））の場合（図８の右側部分）、第１の比較器１４４の出力である第１の駆動信号Ｖｄ１は常時“Ｈ”であり、第１のスイッチ２はオン状態となる。したがって、第１のスイッチ２の時比率δ１は、δ１＝１である。一方、第３のスイッチ６は、第２の比較器１４５の出力である第３の駆動信号Ｖｄ３によってオンオフ駆動されている。そのときの比率δ２は誤差電圧Ｖｅが上昇するほど大きくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その入出力電圧の関係が、式（７）で表される昇圧コンバータとして動作する。
以上が本発明の実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける通常動作モードである。また、抵抗１６０と抵抗１６１の抵抗値をＲ１６０とＲ１６１とすると、比較器１６２は入力直流電圧Ｖｉと出力直流電圧Ｖｏとを比較するので、下記式（８）、（９）の条件を満たす。
【００６５】
【数８】
【００６６】
【数９】
【００６７】
このため、入力直流電圧Ｖｉが出力直流電圧Ｖｏより高いとき、比較器１６２は”Ｈ”を出力する。また、入力直流電圧Ｖｉが出力直流電圧Ｖｏより低いとき、比較器１６２は”Ｌ”を出力する。
【００６８】
次に、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける過渡応答時の動作モード（過渡応答動作モード）について図９を用いて説明する。
図９は実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、基準電圧Ｅｒが急減したときの各部信号波形を示している。図９において、（ａ）は基準電圧Ｅｒが急減したときの状態を示す電圧波形であり、（ｂ）は（ａ）のときの出力目標電圧Ｅ０と出力上限電圧Ｅ１と入力直流電圧Ｖｉと出力直流電圧Ｖｏの関係を示す波形図である。図９の（ｃ）は鋸歯状電圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ及び加算器１４３の出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）を示している。
出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１より高い期間は、比較器１５０の駆動電圧Ｖ１５０は“Ｌ”である。また、出力直流電圧Ｖｏより入力直流電圧Ｖｉの方が低いため、比較器１６２の駆動電圧Ｖ１６２は“Ｌ”になる。
【００６９】
比較器１５０の駆動電圧Ｖ１５０と比較器１６２の駆動電圧Ｖ１６２が入力されたＮＯＲ回路１８８は“Ｈ”となり、スイッチ１８２とスイッチ１８５はオン状態となる。ＮＯＲ回路１８８の駆動電圧Ｖ１８８は、インバータ１８７によって反転されるため、スイッチ１８６はオフ状態となる。
スイッチ１８６がオフ状態となると、誤差増幅回路１２の出力Ｖ１２が制御回路２１４に伝達されない状態となる。また、スイッチ１８５がオン状態となると、制御回路２１４に第２の指示電圧源１８３の電圧が抵抗１８４を介して入力される（指示電圧Ｖ１８４）。さらに、スイッチ１８２がオン状態となると、第１の指示電圧源１８０の電圧が抵抗１８１を介して加算器１４３に入力される（指示電圧Ｖ１８１）。加算器１４３の出力は“Ｖ１８４＋Ｖｏｓ＋Ｖ1８１”となる。ここで、指示電圧Ｖ１８４の電圧値は鋸歯状電圧Ｖｔの最小値より少し大きな値となるように設定し、指示電圧Ｖ１８１の電圧値は電圧（Ｖ１８４＋Ｖｏｓ＋Ｖ１８１）が鋸歯状電圧Ｖｔの最大値より大きくなるよう設定する。
【００７０】
上記の動作においては、１スイッチング周期において第１のスイッチ２は常にオン状態であり、第２のスイッチ３は常にオフ状態であり、第３のスイッチ６は僅かな期間だけオン状態であり、第４のスイッチ７は僅かな期間だけオフ状態となる。δ１＝１、δ２は小さな時比率で制御する昇圧形コンバータとして動作する。この状態は、比較器１５０が反転し、スイッチ１８６がオン状態となるまで継続する。その後は通常動作モードまたは待機動作モードに戻り、やがて出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０に落ち着く。抵抗１２６は、スイッチ１８６がオン状態となるときに、位相補償コンデンサ１２５に流れる電流を制限し、検出電圧の変動を抑制する。
【００７１】
以上のように、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧Ｖｏが入力直流電圧Ｖｉより高い場合において、出力上限電圧Ｅ１に達するまでは、電力回生動作による電力が誤差電圧を強制的に変更しない電力回生動作による電力より大きくなる動作を継続する。このため、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、応答時間を短縮することができる。
なお、実施の形態３においては、昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータとして４石式の昇降圧コンバータを用いて説明してきたが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはこのような構成に限定されるものではない。昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータとしては、他に図１９に回路図を示すＳＥＰＩＣや図２０に回路図を示すＺｅｔａコンバータが知られている。また、本発明は昇圧コンバータと降圧コンバータとを直列あるいは並列に組み合わせることによっても構成することが可能であり、本発明はこれら全て同期整流可能な昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。
さらに、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、昇降圧動作時には４つのスイッチを駆動制御するが、昇圧動作時には２つのスイッチのみの駆動制御でよいため、スイッチング損失が大幅に減少し高効率なＤＣ−ＤＣコンバータとなる。
【００７２】
《実施の形態４》
次に、本発明に係る実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図１０、図１１を用いて説明する。図１０は本発明に係る実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前述の実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータと実質的に同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。
実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図６に示した実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータの構成と異なるところは、回生スイッチ２１０、抵抗２１１及びＮＯＲ回路２１２からなる高速応答回路２１が設けられていることと、第２の過渡応答動作回路１８が削除されている点である。
【００７３】
上記のように構成された実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータの過渡応答時の動作モード（過渡応答動作モード）について図１１及び図１２を用いて説明する。図１１において、（ａ）は基準電圧Ｅｒが急減したときの状態を示す電圧波形であり、（ｂ）は（ａ）のときの出力目標電圧Ｅ０と出力上限電圧Ｅ１と入力直流電圧Ｖｉと出力直流電圧Ｖｏの関係を示す波形図である。図１１の（ｃ）は高速応答回路２１における電圧波形（Ｖ２１２）を示している。
図１１の（ａ）の基準電圧Ｅｒの電圧波形は、負荷１０からの指令等によって急激に基準電圧Ｅｒが低下した状態を示している。このときの低下後の基準電圧Ｅｒによる出力上限電圧Ｅ１は、入力直流電圧Ｖｉより高いものとする。基準電圧Ｅｒの変化に伴い、出力目標電圧Ｅ０及び出力上限電圧Ｅ１も変化するが、誤差増幅回路１２の誤差増幅器１２４は即座に応答せず誤差電圧Ｖｅ及び誤差電圧Ｖｅにオフセット電圧Ｖｏｓを加算した電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は緩やかに低下していく。なお、この電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は、加算器１４３において形成され、第１の比較器１４４へ出力されている。
【００７４】
図１１に示した状態において、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０は、検出された電圧が基準電圧Ｅｒより高いため"Ｌ"を高速応答回路２１へ出力する。また、入出力比較回路１６の比較器１６２は、入力直流電圧Ｖｉより出力直流電圧Ｖｏの方が高いため、"Ｌ"を高速応答回路２１のＮＯＲ回路２１２へ出力する。したがって、ＮＯＲ回路２１２から出力される回生スイッチ２１０のための駆動信号Ｖ２１２は"Ｈ"となり、回生スイッチ２１０はオン状態となる。この結果、出力コンデンサ９から入力直流電源１へ高速応答回路２１を介して急速に電力回生動作が行われる。回生スイッチ２１０のオン状態は、出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１に達して、比較器１５０が反転するまで継続する。
比較器１５０が反転して回生スイッチ２１０がオフ状態となった後において、誤差電圧Ｖｅが充分に低下していなければ出力直流電圧Ｖｏは上昇し、再び回生スイッチ２１０がオン状態となる。そして、出力直流電圧Ｖｏが低下して再び回生スイッチ２１０がオフ状態となる。このように、回生スイッチ２１０がオンオフ動作を繰り返すことにより、やがて誤差電圧Ｖｅが充分に上昇し、出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０に落ち着く。
【００７５】
図１２は、基準電圧Ｅｒがさらに大きく低下して、基準電圧Ｅｒの低下後の出力上限電圧Ｅ１が入力直流電圧Ｖｉより低いときの状態を示す波形図である。図１２の（ａ）は基準電圧Ｅｒが大きく急減したときの状態を示す電圧波形であり、図１２の（ｂ）は（ａ）のときの出力目標電圧Ｅ０と出力上限電圧Ｅ１と入力直流電圧Ｖｉと出力直流電圧Ｖｏの関係を示す波形図であり、図１２の（ｃ）は高速応答回路２１における電圧波形（Ｖ２１２）を示している。
基準電圧Ｅｒの変化に伴い、出力目標電圧Ｅ０と出力上限電圧Ｅ１も変化するが、誤差増幅器１２４は即座に応答せず誤差電圧Ｖｅ及び誤差電圧Ｖｅにオフセット電圧Ｖｏｓを加算した電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は緩やかに低下していく。
【００７６】
図１２に示した状態において、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０は、検出された電圧が基準電圧Ｅｒより高いため"Ｌ"を高速応答回路２１へ出力する。また、入出力比較回路１６の比較器１６２は、入力直流電圧Ｖｉより出力直流電圧Ｖｏの方が高いため、"Ｌ"を高速応答回路２１のＮＯＲ回路２１２へ出力する。したがって、ＮＯＲ回路２１２から出力される回生スイッチ２１０ための駆動信号Ｖ２１２は"Ｈ"となり、回生スイッチ２１０はオン状態となる。この結果、出力コンデンサ９から入力直流電源１へ高速応答回路２１を介して急速に電力回生動作が行われる。回生スイッチ２１０のオン状態は、出力直流電圧Ｖｏが入力直流電圧Ｖｉに達して比較器１５０が反転するまで継続する。
比較器１５０が反転して回生スイッチ２１０のオフ状態となった後において、誤差電圧Ｖｅが充分に低下していなければ出力直流電圧Ｖｏは上昇し、再び回生スイッチ２１０がオン状態となる。そして、出力直流電圧Ｖｏが低下して再び回生スイッチ２１０がオフ状態となる。このように、回生スイッチ２１０がオンオフ動作を繰り返すことにより、やがて誤差電圧Ｖｅが充分に上昇し、出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０に落ち着く。
【００７７】
なお、実施の形態４において、出力上限電圧Ｅ１は出力直流電圧Ｖｏの許容上限値以上で出力目標電圧Ｅ０に近い値に設定するとよい。また、抵抗値Ｒ１６１は回生スイッチ２１０と抵抗２１１での電圧降下を考慮して設定するとよい。
従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、誤差増幅器の応答速度で決まる誤差電圧Ｖｅの緩やかな変化に従って出力直流電圧Ｖｏが変化しており、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に達するまでの応答速度が非常に遅いものであった。
しかし、実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータは、回生スイッチ２１０を有する高速応答回路２１を設けて急速な電力回生動作を行うことにより、応答時間を大幅に短縮することができる。また、回生スイッチ２１０は、出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１と入力直流電圧Ｖｉの高い方に達するまでがオン状態であり、その後は通常の応答動作に復帰するため、出力直流電圧Ｖｏにはアンダーシュートが発生することがない。
【００７８】
なお、実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおける高速応答回路２１の抵抗２１１は、回生スイッチ２１０による入力直流電源１から出力コンデンサ９への急速な電力回生動作中の回生電流を制限するためのものである。しかし、この抵抗２１１は回生スイッチ２１０自体のオン状態時のインピーダンスで代用することも可能である。また、実施の形態４においては、昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータとして４石式の昇降圧コンバータを用いて説明してきたが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはこのような構成に限定されるものではない。昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータとしては、他に図１９に回路図を示すＳＥＰＩＣや図２０に回路図を示すＺｅｔａコンバータが知られている。また、本発明は昇圧コンバータと降圧コンバータとを直列あるいは並列に組み合わせることによっても構成することが可能である。本発明はこれら昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用可能である。なお、実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータは昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータについて説明したが、実施の形態４の構成は昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用できる。
【００７９】
《実施の形態５》
次に、本発明に係る実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図１３及び図１４を用いて説明する。図１３は本発明に係る実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと実質的に同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。
【００８０】
実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図１に示した実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成と異なるところは、出力電力急減検出回路（１５）が削除されており、負荷１０等の外部装置から出力電力の急減を知らせる外部信号１９が入力されるよう構成されている点である。実施の形態１においては、出力電力急減検出回路（１５）を用いて出力電力の急減状態を検出する構成であったが、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力電力の急減を知らせる外部装置からの外部信号１９が制御部１１に入力されて、制御部１１の軽負荷検出回路１４２及び同期スイッチ駆動回路２０において前述の実施の形態１と同じ動作が実施される。したがって、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、回路構成の簡素化が実現可能となる。
【００８１】
また、前述の実施の形態１のように出力電力急減検出回路（１５）を用いることにより、軽負荷の場合、誤差電圧Ｖｅが充分に低下して、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に落ち着くまで、連続動作モード（電力回生動作）と不連続動作モードの動作を繰り返すよう構成されているため、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に落ち着くまで多少の時間を要した。実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力電力の急減を知らせる外部信号１９を用いているため、誤差電圧Ｖｅが充分に低下し、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に落ち着くまで、電力回生動作を行うように外部信号１９の入力を継続すれば、応答時間を短縮することが可能となる。
【００８２】
次に、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおける過渡応答時の動作モード（過渡応答動作モード）について図１４を用いて説明する。図１４の（ａ）は基準電圧Ｅｒが急減したときの状態を示す電圧波形であり、図１４の（ｂ）は（ａ）のときの出力目標電圧Ｅ０と出力直流電圧Ｖｏの関係を示す波形図であり、図１４の（ｃ）は外部信号１９の電圧波形（Ｖ１９）を示している。
まず、負荷１０が常に軽負荷状態であるときについて説明する。
基準電圧Ｅｒが低下する前においても、軽負荷状態であるため、外部信号１９から出力電力の急減状態を知らせる信号が入力されず、且つ軽負荷検出回路１４２が軽負荷状態を検出しているので、同期スイッチ駆動回路２０は第２のスイッチ３をオフ状態にする。このときのＤＣ−ＤＣコンバータは待機動作モードの１つである不連続動作モードで動作している。このとき、すなわち基準電圧Ｅｒが低下する前までの軽負荷状態のとき、外部信号１９は“Ｈ”を出力している。
そして、基準電圧Ｅｒが急減すると、出力目標電圧Ｅ０が低下し、外部信号１９は“Ｌ”となり、出力電力急減を知らせる信号が入力され、且つ軽負荷検出回路１４２は軽負荷を検出している。この結果、同期スイッチ駆動回路２０はインバータ１４１の駆動電圧Ｖ１４１をそのまま第２のスイッチ３の駆動電圧Ｖｄ２として入力する。このように外部信号１９の”Ｌ”が入力されている期間には待機時モードである不連続動作モードとはならず、連続動作モードで動作する。したがって、この期間は電力回生を行うため出力直流電圧Ｖｏが急激に低下する。この電力回生動作は外部信号１９が“Ｈ”になるまで継続する。
【００８３】
以上のように、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力電力の急減を知らせる外部信号１９が入力されるよう構成されているため、誤差電圧Ｖｅが充分に低下し、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に落ち着くまで、電力回生動作を行うように外部信号１９の入力を継続するよう構成することにより、応答時間をさらに短縮することが可能となる。
なお、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、誤差電圧Ｖｅが充分に低下し、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に落ち着くまで、外部信号を“Ｌ”に設定するとよい。
また、実施の形態５においては、同期整流可能な降圧形コンバータを用いて説明したが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはこのような構成に限定されるものではない。本発明は同期整流可能な降圧型、昇圧型及び昇降圧型の全てのＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。
【００８４】
《実施の形態６》
次に、本発明に係る実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図１５及び図１６を用いて説明する。図１５は本発明に係る実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、電圧を検出して出力直流電圧を制御する電圧モードと呼ばれる制御方法を本発明に適用した例を用いて説明した。実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、電流を検出して出力直流電圧を制御する電流モードと呼ばれる制御方法を本発明に適用したものである。実施の形態６において、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと実質的に同じ機能、構成を有するものには、同じ符号を付し、その説明は省略する。実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図１に示した実施の形態１と異なる点は、誤差増幅回路７２と制御回路９１の構成である。
【００８５】
実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、誤差増幅回路７２は、基準電圧源７２０、３つの抵抗７２１，７２２，７２３、誤差増幅器７２４、及び抵抗７２５とコンデンサ７２６との直列回路からなる積分回路を具備している。
誤差増幅回路７２において、出力直流電圧Ｖｏは３つの抵抗７２１，７２２，７２３とにより分圧されて検出される。このうち、抵抗７２１と抵抗７２２との接続点の電圧が誤差増幅器７２４によって基準電圧源７２０の基準電圧Ｅｒと比較される。誤差増幅器７２４は誤差電圧Ｖｅを出力する。誤差増幅器７２４の出力端子には抵抗７２５とコンデンサ７２６との直列回路からなる積分回路が接続され、高周波利得を低減している。抵抗７２１と抵抗７２２との接続点における電圧の分圧比をαとすると、誤差増幅器７２４の反転入力端子に入力される第１の検出電圧は、α・Ｖｏで表される。誤差電圧Ｖｅは、第１の検出電圧α・Ｖｏが基準電圧Ｅｒより大きくなろうとすると低下し、逆に検出電圧α・Ｖｏが基準電圧Ｅｒより小さくなろうとすると上昇する。第１の検出電圧α・Ｖｏと基準電圧Ｅｒが等しい場合、出力直流電圧Ｖｏが所望の電圧値となる。この所望の電圧値である出力目標電圧Ｅ０は下記の式（１０）で表される。
【００８６】
【数１０】
【００８７】
また、抵抗７２２と抵抗７２３との接続点における電圧の分圧比をβとすると、第２の検出電圧はβ・Ｖｏで表される。第２の検出電圧β・Ｖｏは、比較器１５０によって、基準電圧源７２０の基準電圧Ｅｒと比較される。第２の検出電圧β・Ｖｏが基準電圧Ｅｒに等しい場合の出力直流電圧を出力上限電圧Ｅ１とすると、出力上限電圧Ｅ１は下記の式（１１）で表される。出力上限電圧Ｅ１は所望の電圧値である出力目標電圧Ｅ０より大きくなる。
【００８８】
【数１１】
【００８９】
比較器１５０の出力は制御回路９１の同期スイッチ駆動回路９1５に入力される。この同期スイッチ駆動回路９1５の構成は前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける同期スイッチ駆動回路２０の構成と同様である。
制御回路９１は、電流検出回路９１０、パルス発振回路９１１、比較器９１２、フリップフロップ回路９１３、インバータ９１４、同期スイッチ駆動回路９１５、軽負荷検出回路９１６から構成される。電流検出回路９１０は第１のスイッチ２に流れる電流（以下、スイッチ電流と称する）を検出し、このスイッチ電流に比例した電流検出信号Ｖｓｉを出力する。パルス発振回路９１１はスイッチング周波数ｆのセットパルスを出力する。比較器９１２は誤差増幅回路７２の出力である誤差電圧Ｖｅと電流検出回路９１０からの電流検出信号Ｖｓｉが入力される。比較器９１２は電流検出信号Ｖｓｉが誤差電圧Ｖｅより高くなると、リセットパルスをフリップフロップ回路９１３へ出力する。フリップフロップ回路９１３は、パルス発振回路９１１からのセットパルスが入力されるとハイレベルとなり、比較器９１２からの出力パルスが入力されるとローレベルとなる駆動信号Ｖ９１３を出力する。
【００９０】
図１６に制御回路９１における各部の電圧波形を示す。図１６に示すように、誤差電圧Ｖｅが低くなると、スイッチ電流のピーク値を低減させるため、駆動信号Ｖ９１３のパルス幅が小さくなる。即ち、時比率δが小さくなり、負荷１０への電力供給が抑えられる。逆に、誤差電圧Ｖｅが高くなると、スイッチ電流のピーク値を上昇させるため、駆動信号Ｖ９１３のパルス幅が大きくなる。即ち、時比率δが大きくなり、負荷１０への電力供給が大きくなる。
【００９１】
以上のように、実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、誤差増幅回路７２は、出力直流電圧Ｖｏと出力目標電圧Ｅ０との偏差を増幅した誤差電圧Ｖｅを出力する。実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、誤差電圧Ｖｅを利用して、第１のスイッチ２に流れる電流（スイッチ電流）のピーク値を調整することにより、出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０になるよう制御される。
【００９２】
待機動作モードでＤＣ−ＤＣコンバータが動作しているとき、例えば負荷１０等からの信号に応じて基準電圧源７２０の基準電圧Ｅｒが下げられると、出力目標電圧Ｅ０及び出力上限電圧Ｅ１も低下する。このとき、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０は、検出された電圧が低下した基準電圧Ｅｒより高くなるため“Ｌ”を出力する。この“Ｌ”の信号は、同期スイッチ駆動回路９１５に入力される。このとき、出力電力急減検出回路１５が出力電力の急減状態を検出し、且つ軽負荷検出回路９１６が軽負荷状態を検出しているため、同期スイッチ駆動回路９１５はインバータ９１４の駆動電圧Ｖ９１４をそのまま第２のスイッチ３の駆動電圧Ｖｄ２として出力する。これにより、第２のスイッチ３は第１のスイッチ２と同期してオンオフ動作を行うため、比較器１５０が“Ｌ”の信号を出力している期間、ＤＣ−ＤＣコンバータは待機動作モードで動作せず、連続動作モードで動作する。この連続動作モードは、過渡応答動作モードである。
【００９３】
この過渡応答動作モードにおいて電力回生が行われて、出力直流電圧Ｖｏが急激に低下していく。この電力回生動作は、出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１に達して、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０が反転するまで継続する。比較器１５０が反転すると、出力電力急減検出回路１５は出力電力の急減状態を検出しない状態となる。このとき、軽負荷検出回路９１６が軽負荷状態を検出しているため、ＤＣ−ＤＣコンバータは不連続動作モードで動作する。しかし、このとき、誤差電圧Ｖｅが充分に低下していなければ出力直流電圧Ｖｏは上昇していく。そして、比較器１５０がさらに反転し、連続動作モードとなり電力回生を行う。この電力回生動作により、出力直流電圧Ｖｏが低下して比較器１５０がさらに反転して不連続動作モードとなる。このように、連続動作モードと不連続動作モードの動作を繰り返して、やがて誤差電圧Ｖｅが充分に低下し、出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０に落ち着く。
【００９４】
前述の実施の形態１においては電圧モードで制御するＤＣ−ＤＣコンバータについて説明したが、実施の形態６においては電流モードで制御するＤＣ−ＤＣコンバータについて説明した。実施の形態６における動作説明から明らかなように、電流モードの制御方法は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能であり、電圧モードの制御方法と同様の優れた効果を奏する。
実施の形態１から６において説明したように、本発明は出力直流電圧を急減させる場合における応答時間を短縮させるという効果を有する。さらに、本発明は出力目標電圧Ｅ０に対して出力直流電圧Ｖｏが高い場合、その出力直流電圧Ｖｏを入力側へ電力を回生させることにより、出力直流電圧Ｖｏの安定性を高めることができるという効果を有する。このため、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力条件の急変等に伴うオーバーシュートの抑制に有効である。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時、特に軽負荷時の起動時において、入力直流電圧が印加されて、ＤＣ−ＤＣコンバータが動作を開始するとき、出力直流電圧Ｖｏと基準電圧Ｅｒとの差が大きくなる。この結果、誤差電圧Ｖｅは大きくなり、スイッチ電流のピーク値も大きくなり、出力直流電圧Ｖｏは急激に上昇する。従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に達した後、供給電力を抑制しようとする動作回路の遅延時間の間に、出力直流電圧にオーバーシュートが発生する。特に、軽負荷時の場合、このオーバーシュートが大きくなる。また、出力目標電圧Ｅ０への安定性は負荷に依存するため、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に応答するのに時間がかかる。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０より大きくなり、出力上限電圧を超えたとき、第２のスイッチ３をオンオフ動作させて、電力を回生させるよう構成されている。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、このように構成されているため出力直流電圧Ｖｏを急減させることができるので、出力目標電圧Ｅ０への応答時間を短縮することができる。
【００９５】
また、実施の形態６においては、同期整流可能な降圧型コンバータを用いて説明したが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはこのような構成に限定されるものではない。本発明は同期整流可能な降圧型、昇圧型及び昇降圧型の全てのＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。
また、実施の形態１〜６のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御は、起動時においても適応可能であり、起動時における出力目標電圧Ｅ０への応答時間を短縮することができる。
また、前述の実施の形態１〜６で説明したＤＣ−ＤＣコンバータは、それぞれを組み合わせて各機能を有するよう構成することが可能である。
さらに、前述の実施の形態１〜６で説明したＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御部等の各構成部は、それぞれ独立したユニットとして個別に構成して、他の実施の形態に使用することも可能である。
【００９６】
【発明の効果】
以上、実施の形態において詳細に説明したところから明らかなように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは以下の効果を有する。
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧の制御目標となる出力目標電圧に対して所定の電圧だけ高い出力上限電圧を設定し、出力上限電圧と出力直流電圧との比較結果を出力する出力電力急減検出回路を設けることにより、軽負荷状態において出力直流電圧が出力上限電圧より高い場合、待機動作モードを解除して、電力回生動作を行う過渡応答動作モードを実行するよう構成されている。これにより、本発明は、何らかの条件変化によって出力直流電圧が出力目標電圧より高くなっても、負荷の状況に依らず、出力直流電圧が出力目標電圧に効率良く到達する応答速度を大幅に向上させることができるという効果を有する。
【００９７】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧の制御目標となる出力目標電圧に対して所定の電圧だけ高い出力上限電圧を設定し、出力上限電圧と出力直流電圧との比較結果を出力する出力電力急減検出回路を設け、出力直流電圧が出力上限電圧より高い場合、出力直流電圧を低下させるように誤差信号を強制的に変更して、電力回生動作によって回生される電力がより大きくなる過渡応答動作モードで動作するよう構成されている。このため、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、応答時間を短縮することができるという優れた効果を奏する。
【００９８】
さらに、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧の制御目標となる出力目標電圧に対して所定の電圧だけ高い出力上限電圧を設定し、出力上限電圧と出力直流電圧との比較結果を出力する出力電力急減検出回路を設け、出力直流電圧が出力上限電圧より高く、入力直流電圧より出力直流電圧の方が高い場合、出力直流電圧が低下するように誤差信号及びオフセット信号を強制的に変更している。このため、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、電力回生動作によって回生される電力がより大きくなる過渡応答動作モードで動作するため、応答時間を短縮することができる。また、本発明においては、昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータを過渡応答動作モードで昇圧動作させることによって、スイッチング損失が減少して高効率となるという効果を奏する。
【００９９】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、入出力間に回生スイッチを有する高速応答回路を設けて、出力直流電圧が出力上限電圧より高く、出力直流電圧が入力直流電圧より高い場合、回生スイッチをオン状態とすることにより、電力回生動作できないＤＣ−ＤＣコンバータでも適用が可能となり、何らかの条件変化によって出力直流電圧が出力目標電圧より高くなっても、負荷の状況に依らず、出力直流電圧が出力目標電圧に到達する応答速度を大幅に向上させることができる。また、同期整流可能なＤＣ−ＤＣコンバータに高速応答回路を有する本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を適用することによって、さらに応答時間を短縮することが可能となる。
【０１００】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電力の急減を知らせる外部信号が入力されるよう構成されているため、外部信号が入力される期間中においては常に電力回生動作を行うよう構成することにより、応答時間を大幅に短縮することができ、且つ回路の簡素化を達成することができる。
また、本発明は電圧モードで制御するＤＣ−ＤＣコンバータ及び電流モードで制御するＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能であり、いずれのモードを適用しても本発明は出力直流電圧を急減させる場合における応答時間を短縮させるという優れた効果を有する。
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、起動時においても適応可能であり、起動時における出力目標電圧への応答時間を短縮することができる。
発明をある程度の詳細さをもって好適な形態について説明したが、この好適形態の現開示内容は構成の細部において変化してしかるべきものであり、各要素の組合せや順序の変化は請求された発明の範囲及び思想を逸脱することなく実現し得るものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図３】実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図４】本発明に係る実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図５】実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図６】本発明に係る実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図７】実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御部の構成を示す回路図である。
【図８】実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御部の動作を示す波形図である。
【図９】実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図１０】本発明に係る実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図１１】実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図１２】実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図１３】本発明に係る実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図１４】実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図１５】本発明に係る実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図１６】実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図１７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図１８】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの制御部における各部動作を示す波形図である。
【図１９】昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータであるＳＥＰＩＣを示す回路図である。
【図２０】昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータであるＺｅｔａコンバータを示す回路図である。
【符号の説明】
１ 直流入力電源
２ 第１のスイッチ
３ 第２のスイッチ
４ 整流ダイオード
５ インダクタ
６ 第３のスイッチ
７ 第４のスイッチ
８ 第２のダイオード
９ 出力コンデンサ
１０ 負荷
１１ 制御部
１２ 誤差増幅回路
１３ 発振回路
１４ 制御回路
１５ 出力電力急減検出回路
１６ 入出力比較回路
１７ 第１の過渡応答動作回路
１８ 第２の過渡応答動作回路
１９ 外部信号
２０ 同期スイッチ駆動回路
２１ 高速応答回路
２２ 検出回路
２３ スイッチ制御回路
【発明の属する技術分野】
本発明は各種電子機器に用いられ、バッテリ等の直流電圧が入力されて負荷に制御された直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。特に、本発明は出力電力（出力電圧及び／又は出力電流）の急減に対して高速に対応し得るＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
入力直流電源であるバッテリ等から直流電圧が入力され、その直流電圧を降圧制御して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、負荷の状態（軽負荷状態又は重負荷状態）に応じて動作モードを切り替えるよう構成されたものがある。ここで、軽負荷状態の動作モードとは例えば電子機器が待機動作状態のときの動作モードであり、重負荷状態の動作モードとは例えば電子機器が通常動作状態のときの動作モードである。このように、負荷の状態に応じて動作モードを切り替えるのは、待機時のような軽負荷時にＤＣ−ＤＣコンバータの消費電力を軽減するためである。このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータとしては、日本の特開平１１−１４６６３７号公報に開示されたものがある。
【０００３】
図１７は特開平１１−１４６６３７号公報に開示された従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１７に示すように、直流電圧Ｖｉを出力する入力直流電源３０１が接続されたＤＣ−ＤＣコンバータは、入力側平滑コンデンサ３０２、同期整流回路３１０及び出力側平滑コンデンサ３０７を具備している。このＤＣ−ＤＣコンバータの出力端には負荷３０８が接続されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータの同期整流回路３１０には、主スイッチ３０３、同期スイッチ３０４、転流ダイオード３０５、インダクタ３０６、及び主スイッチ３０３と同期スイッチ３０４のオンオフ制御を行う制御部３０９が設けられている。制御部３０９が主スイッチ３０３と同期スイッチ３０４を同期して切り替えることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータは負荷３０８に接続された出力端に所定の直流電圧を出力する。このＤＣ−ＤＣコンバータは、出力端に接続される負荷３０８の状態（軽負荷状態又は重負荷状態）に応じて軽負荷状態の動作モード（待機動作モード）又は重負荷状態の動作モード（通常動作モード）に切り替えるよう構成されている。
【０００４】
図１７に示した従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力直流電源３０１の直流電圧Ｖｉが入力側平滑コンデンサ３０２を介して同期整流回路３１０に入力されており、出力側平滑コンデンサ３０７の電圧Ｖｏが出力直流電圧として負荷３０８に供給されている。制御部３０９は主スイッチ３０３がオン状態のとき同期スイッチ３０４をオフ状態とし、主スイッチ３０３がオフ状態のとき同期スイッチ３０４をオン状態とするよう制御している。
入力直流電源３０１の直流電圧Ｖｉは、主スイッチ３０３がオン状態のとき、インダクタ３０６に印加される。このとき、入力直流電源３０１からインダクタ３０６を介して負荷側へ電流が流れ、インダクタ３０６に磁気エネルギーが蓄積される。次に、主スイッチ３０３がオフ状態となると、同期スイッチ３０４がオン状態となり導通して、インダクタ３０６から同期スイッチ３０４を介して出力側平滑コンデンサ３０７へ電流が流れ、蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【０００５】
上記のように、同期整流回路３１０において、磁気エネルギーの蓄積と放出の動作が繰り返されることにより、出力側平滑コンデンサ３０７から負荷３０８へ電力が供給される。
図１７に示した従来のＤＣ−ＤＣコンバータの制御部３０９において、主スイッチ３０３と同期スイッチ３０４のオンオフ時間である時比率を制御することにより、出力直流電圧Ｖｏは零から入力電圧Ｖｉまで設定可能である。
【０００６】
次に、以上のように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける主スイッチ３０３と同期スイッチ３０４の時比率の制御動作について説明する。
図１８は従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部における電圧波形図である。図１８において、Ｖｔは直線的に上昇して急峻に低下する基準三角波形を示す電圧波形であり、制御部３０９における発振回路で形成されている。Ｖｅは制御部３０９に設けられた誤差増幅器から出力された誤差電圧であり、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの差を示している。また、図１８における第１の駆動信号Ｖｄ１は主スイッチ３０３をオンオフ駆動するための信号であり、第２の駆動信号Ｖｄ２は同期スイッチ３０４をオンオフ駆動するための信号である。主スイッチ３０３及び同期スイッチ３０４が第１の駆動信号Ｖｄ１及び第２の駆動信号Ｖｄ２によりオンオフ動作することにより、制御目標となる出力直流電圧は所望の直流電圧となる。第１の駆動信号Ｖｄ１と第２の駆動信号Ｖｄ２は、制御部３０９の誤差増幅器において基準三角波電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅとの比較により形成される。
【０００７】
図１８に示した誤差電圧Ｖｅは、負荷３０８が軽くなって出力直流電圧Ｖｏが上昇しようとすると低下し、逆に、負荷３０８が重くなって出力直流電圧Ｖｏが低下しようとすると上昇するものである。
また、制御部３０９には、同期スイッチ３０４のオン状態時に流れる電流値を検出することにより、軽負荷状態を検出する逆電流防止回路が設けられている。逆電流防止回路は、同期スイッチ３０４に流れる電流が予め設定された値を超えたとき、軽負荷状態であると判断して、同期スイッチ３０４をオフ状態としている。
【０００８】
【特許文献１】
特開平１１−１４６６３７号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、負荷の状態に応じて出力直流電圧を適宜設定変更できるよう構成されている。ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、例えば、直流電圧源としてのＤＣ−ＤＣコンバータに対して出力直流電圧を変更するために、負荷側からの信号によってそのＤＣ−ＤＣコンバータの基準電圧が変更された場合等には、出力直流電圧が基準電圧の変化に伴って速やかに反応して所望の直流電圧になることが望ましい。
上記のように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、その応答速度は誤差増幅器から出力される誤差信号Ｖｅの変化速度に依存する。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御系の安定性確保のため、誤差増幅器のカットオフ周波数は、位相補償コンデンサ等によって、数十〜数百ｋＨｚに設定されるスイッチング周波数の数十分の１程度になるのが一般的である。このため、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの応答時間は、ステップ的に変化した基準電圧に対して数百マイクロ秒を要してしまい、負荷の要求に対して満足できる応答速度を確保することは困難であった。待機動作モードを有するＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、基準電圧を変化させて、出力直流電圧を低下させたい場合であっても、軽負荷状態においては待機動作モードのまま動作している。このため、このようなＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力直流電圧の低下時間が出力側平滑コンデンサから負荷への放電時間に依存し、さらに応答時間が遅れるという問題を有していた。
本発明は、負荷からの出力直流電圧の低減要求等により、出力電力が急減状態となる過渡状態や起動時において、エネルギーを入力側に回生させてエネルギー効率を高くすることにより、優れた応答速度を有する汎用性の高いＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
同期スイッチ回路を有し、前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を
整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路を駆動制御するスイッチ制御回路と、
前記負荷が軽負荷状態であることを検出する軽負荷検出回路と、
出力電力の急減状態を検出する出力電力急減検出回路と、
前記スイッチ制御回路の出力と前記軽負荷検出回路の出力と前記出力電力急減検出回路の出力とが入力される同期スイッチ駆動回路と、を具備するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記同期スイッチ駆動回路が、
（１）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態であることを検出し、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出しないとき前記同期スイッチ回路をオフ状態とし、
（２）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態であることを検出し、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出したとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とし、
（３）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態を検出せず、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出しないとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とし、
（４）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態を検出せず、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出したとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とする。上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電力の急減状態を認識したとき電力回生動作を行うよう構成されており、何らかの条件変化によって出力直流電圧が出力目標電圧から離れても、負荷の状況に依らず、出力目標電圧へ到達する応答速度を大幅に向上させる。
【００１１】
また、他の観点の発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
同期スイッチ回路を有し、前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路を駆動制御する制御回路と、
出力電力の急減状態を検出する出力電力急減検出回路と、
前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出した過渡応答時に、前記出力電力を低下させるように前記誤差信号を強制的に変更する第１の過渡応答動作回路と、を具備し、
制御回路がオフセット信号を出力するオフセット信号源を有し、
出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出した過渡応答時に、前記出力電力を低下させるように前記オフセット信号を強制的に変更する第２の過渡応答動作回路をさらに具備するよう構成してもよい。上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、何らかの条件変化によって出力直流電圧が出力目標電圧より高くなっても、負荷の状況に依らず、出力直流電圧が出力目標電圧に到達する応答速度を大幅に向上することができる。
【００１３】
また、他の観点の発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路を駆動制御する制御回路と、
出力電力の急減状態を検出する出力電力急減検出回路と、
入力直流電圧と出力直流電圧を比較する入出力比較回路と、
ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力間に並列に接続された回生スイッチ回路を有し、前記出力直流電圧が前記入力直流電圧より高く、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出した過渡応答時に、前記回生スイッチ回路をオン状態とする高速応答回路と、を具備する。上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、何らかの条件変化によって出力直流電圧が出力目標電圧より高くなっても、負荷の状況に依らず、出力直流電圧が出力目標電圧に到達する応答速度を大幅に向上することができる。
【００１４】
さらに、他の観点の発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
同期スイッチ回路を有し、前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路のオン
オフ期間を調整し、前記主スイッチ回路を駆動制御するスイッチ制御回路と、
前記負荷が軽負荷状態であることを検出する軽負荷検出回路と、
前記スイッチ制御回路の出力と、前記軽負荷検出回路の出力と、出力電力の急減状態か否かを示す信号が入力される同期スイッチ駆動回路と、を具備するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
（１）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態であることを検出し、且つ前記出力電力が急減状態でないとき前記同期スイッチ回路をオフ状態とし、
（２）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態であることを検出し、且つ前記出力電力が急減状態であるとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とし、
（３）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態を検出せず、且つ前記出力電力が急減状態でないとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とし、
（４）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態を検出せず、且つ前記出力電力が急減状態であるとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とする。上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電力の急減を知らせる外部信号が入力されるよう構成されているため、外部信号が入力される期間中においては常に電力回生動作を行うよう構成することにより、応答時間を大幅に短縮することができ、且つ回路の簡素化を達成することができる。
【００１５】
また、他の観点の発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
同期スイッチ回路を有し、前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路を駆動する制御回路と、
出力電力の急減状態を示す信号が負荷側から入力された過渡応答時に、前記出力電力を低下させるように前記誤差信号を強制的に変更する第１の過渡応答動作回路と、を具備し、
制御回路がオフセット信号を出力するオフセット信号源を有し、
出力電力の急減状態を示す信号が負荷側から入力された過渡応答時に、前記出力電力を低下させるように前記オフセット信号を強制的に変更する第２の過渡応答動作回路をさらに具備するよう構成してもよい。上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電力の急減を知らせる外部信号が入力されるよう構成されているため、外部信号が入力される期間中においては常に電力回生動作を行うよう構成することにより、応答時間を大幅に短縮することができ、且つ回路の簡素化を達成することができる。
【００１７】
また、他の観点の発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路を駆動制御する制御回路と、
入力直流電圧と出力直流電圧を比較する入出力比較回路と、
ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力間に並列に接続された回生スイッチ回路を有し、前記出力直流電圧が前記入力直流電圧より高く、且つ出力電力の急減状態を示す信号が負荷側から入力された過渡応答時に、前記回生スイッチ回路をオン状態とする高速応答回路と、を具備する。上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電力の急減を知らせる外部信号が入力されるよう構成されているため、外部信号が入力される期間中においては常に電力回生動作を行うよう構成することにより、応答時間を大幅に短縮することができ、且つ回路の簡素化を達成することができる。
発明の新規な特徴は添付の請求の範囲に特に記載したものに他ならないが、構成及び内容の双方に関して本発明は、他の目的や特徴と合わせて図面と共に以下の詳細な説明を読むことにより、より良く理解され評価されるであろう。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータに係る好ましい実施の形態について、図１から図１６を用いて説明する。なお、以下に述べる実施の形態は、本発明の好ましい具体例であるから、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、以下の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの実施の形態に限られるものではない。
【００１９】
《実施の形態１》
図１は本発明に係る実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１に示すように、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータには、入力直流電圧Ｖｉを出力する入力直流電源１が接続されており、入力直流電源１の一端には主スイッチ回路である第１のスイッチ２の一端が接続されている。第１のスイッチ２の他端には同期スイッチ回路である第２のスイッチ３の一端と、第１のダイオード４のカソードと、インダクタ５の一端が接続されている。第２のスイッチ３の他端と第１のダイオード４のアノードは、入力直流電源１の他端に接続されている。このように接続された第１のスイッチ２及び第２のスイッチ３は、後述する制御部１１からの制御信号によりオンオフ動作が繰り返される。この制御部１１には出力電力が急減した時を検出する出力電力急減検出回路１５が接続されている。
【００２０】
図１に示すように、インダクタ５と出力コンデンサ９は直列に接続されて直列回路が構成され、この直列回路が第１のダイオード４の両端に接続されて平滑回路が構成されている。この平滑回路は、第１のダイオード４の両端に発生する矩形波電圧を平均化して直流電圧を形成している。
上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおける出力側の出力コンデンサ９の両端である出力端には負荷１０が接続されている。実施の形態１において、第２のスイッチ３、第１のダイオード４及び出力コンデンサ９により整流平滑回路が構成されている。
制御部１１は誤差増幅回路１２と発振回路１３と制御回路１４とにより構成されている。制御部１１は第１のスイッチ２と第２のスイッチ３とをオンオフ制御して、ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される出力直流電圧Ｖｏを制御している。制御回路１４は同期スイッチ駆動回路２０とスイッチ制御回路２３と軽負荷検出回路１４２とを有している。
【００２１】
誤差増幅回路１２は、基準電圧源１２０、出力直流電圧Ｖｏを検出する検出回路２２、基準電圧源１２０の基準電圧Ｅｒと検出回路２２からの検出電圧が入力される誤差増幅器１２４、及び誤差増幅器１２４の入出力間に接続される位相補償コンデンサ１２５から構成されている。基準電圧源１２０の電圧Ｅｒは、負荷１０からの指令により可変される。検出回路２２は抵抗１２１と抵抗１２２と抵抗１２３の３つの抵抗器の直列回路により構成されている。誤差増幅器１２４には抵抗１２１と抵抗１２２の接続点の電圧及び、基準電圧Ｅｒが入力されている。このように構成された誤差増幅回路１２は、誤差増幅器１２４から出力された誤差電圧Ｖｅを制御回路１４へ出力する。
【００２２】
出力電力急減検出回路１５は、抵抗１２２と抵抗１２３との接続点の電圧と基準電圧Ｅｒとが入力され比較する比較器１５０により構成されている。誤差増幅回路１２の誤差増幅器１２４には抵抗１２１と抵抗１２２の接続点の電圧と、基準電圧Ｅｒとが入力され、これらの電圧が等しくなる場合が出力目標電圧Ｅ０である。また、比較器１５０に入力された抵抗１２２と抵抗１２３との接続点の電圧と、基準電圧Ｅｒとが等しくなる場合、出力目標電圧Ｅ０より所定の電圧だけ高い出力上限電圧Ｅ１である。ここで、出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１より高くなったときが出力電力急減状態である。この出力電力急減状態を比較器１５０により検出して、出力電力急減検出回路１５は出力電力急減状態を示す信号を同期スイッチ駆動回路２０に出力する。
【００２３】
発振回路１３は、所定の周期で増減を繰返す基準三角波電圧である鋸歯状電圧Ｖｔを形成し、制御回路１４へ出力する。この鋸歯状電圧Ｖｔは、その周期がＴ、振幅がΔＶｔの三角波波形であり、直線的に上昇して急峻に低下するものである。
制御回路１４のスイッチ制御回路２３には、誤差電圧Ｖｅと鋸歯状電圧Ｖｔを比較する比較器１４０と、この比較器１４０からの信号を反転させるインバータ１４１とが設けられている。また、制御回路１４の軽負荷検出回路１４２は、オン状態の第２のスイッチ３に流れる電流値を検出し、その検出結果を同期スイッチ駆動回路２０へ出力する。同期スイッチ駆動回路２０は、出力電力急減検出回路１５の検出結果及び軽負荷検出回路１４２の検出結果に基づいて動作する。すなわち、同期スイッチ駆動回路２０は、次のように動作する。
【００２４】
同期スイッチ駆動回路２０は、（１）軽負荷検出回路１４２から軽負荷状態を示す信号が入力され、且つ出力電力急減検出回路１５から出力電力の急減状態を示す信号が入力されないとき同期スイッチ回路である第２のスイッチ３をオフ状態にする。また、同期スイッチ駆動回路２０は、（２）軽負荷検出回路１４２から軽負荷状態を示す信号が入力され、且つ出力電力急減検出回路１５から出力電力の急減状態を示す信号が入力されたときスイッチ制御回路２３からの出力に応じて第２のスイッチ３をオンオフ動作状態とする。また、同期スイッチ駆動回路２０は、（３）軽負荷検出回路１４２から軽負荷状態を示す信号が入力されず、且つ出力電力急減検出回路１５から出力電力の急減状態を示す信号が入力されないときスイッチ制御回路２３からの出力に応じて第２のスイッチ３をオンオフ動作状態とする。さらに、同期スイッチ駆動回路２０は、（４）軽負荷検出回路１４２から軽負荷状態を示す信号が入力されず、且つ出力電力急減検出回路１５から出力電力の急減状態を示す信号が入力されたときスイッチ制御回路２３からの出力に応じて第２のスイッチ３をオンオフ動作状態とする。
【００２５】
図１に示すように、比較器１４０の出力電圧Ｖｄ１が第１のスイッチ２をオンオフ駆動する第１の駆動信号となり、同期スイッチ駆動回路２０の出力電圧Ｖｄ２が第２のスイッチ３をオンオフ駆動する第２の駆動信号となる。また、制御回路１４の軽負荷検出回路１４２は、第２のスイッチ３のオン状態時の抵抗を用いて、オン状態の第２のスイッチ３に流れる電流値を検出することにより、軽負荷状態を判断している。すなわち、軽負荷検出回路１４２は、第２のスイッチ３のオン状態時の抵抗を用いて、第２のスイッチ３を流れる電流が予め設定された値を超えた時、軽負荷状態と判断する。このとき、出力電力急減検出回路１５が出力電力の急減状態を検出しないとき、同期スイッチ駆動回路２０は第２のスイッチ３をオフ状態とする。この動作が実施の形態１における待機動作モードの動作である不連続動作モード動作である。この待機動作モードにより、軽負荷状態においては逆電流を流さないように制御される。
【００２６】
上記のように、出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１より高い場合、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては電力回生動作を行い（以後、このような過渡応答時の高速応答動作モードを過渡応答動作モードと称す）、出力直流電圧Ｖｏを出力目標電圧Ｅ０へ降圧している。
【００２７】
次に、以上のように構成された実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
まず、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける重負荷状態の動作モードである通常動作モードについて説明する。
通常動作モードにおいては、制御部１１によって第１のスイッチ２及び第２のスイッチ３は同じスイッチング周期Ｔを有してオンオフ動作を行う。このオンオフ動作において、第１のスイッチ２がオン状態のとき第２のスイッチ３はオフ状態となり、第１のスイッチ２がオフ状態のとき第２のスイッチ３はオン状態となる。
【００２８】
入力直流電源１の入力直流電圧Ｖｉは、第１のスイッチ２がオン状態のとき、インダクタ５に印加される。このとき、入力直流電源１からインダクタ５を介して負荷側に電流が流れ、インダクタ５に磁気エネルギーが蓄積される。次に、第１のスイッチ２がオフ状態となると、第２のスイッチ３がオン状態となる。第２のスイッチ３がオン状態となると、インダクタ５から第２のスイッチ３を介して出力コンデンサ９へ電流が流れ、インダクタ５に蓄積された磁気エネルギーは放出される。
このようにインダクタ５において磁気エネルギーの蓄積と放出の動作が繰り返されることにより、出力コンデンサ９から負荷１０へ電力が供給される。
上記のように、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御部１１において、第１のスイッチ２と第２のスイッチ３のオンオフ時間である時比率を制御することにより、出力直流電圧Ｖｏを零から入力電圧Ｖｉまで設定することができる。
【００２９】
以上が本発明に係る実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける通常動作モードである。誤差増幅回路１２における検出回路２２の抵抗１２１、抵抗１２２及び抵抗１２３の各抵抗値をそれぞれＲ１２１、Ｒ１２２及びＲ１２３とすると、誤差増幅器１２４に入力される検出電圧Ｖｒ２３は次式（１）で表される。なお、Ｖｏは出力直流電圧である。
【００３０】
【数１】
実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、検出電圧Ｖｒ２３が基準電圧Ｅｒと等しくなるように制御される。したがって、通常動作状態において、出力直流電圧Ｖｏは次式（２）で表される出力目標電圧Ｅ０に制御される。
【００３２】
【数２】
一方、出力電力急減検出回路１５において比較している、抵抗１２２と抵抗１２３との接続点の電圧と、基準電圧Ｅｒとが等しくなったとき、このときの出力直流電圧Ｖｏである出力上限電圧Ｅ１は次式（３）で表される。
【００３４】
【数３】
次に、基準電圧源１２０の基準電圧Ｅｒが負荷１０等の外部からの信号によって急減した場合の動作について図２及び図３を用いて説明する。図２の（ａ）は基準電圧Ｅｒが急減したときの状態を示す電圧波形である。図２の（ｂ）は、図２の（ａ）のときの出力目標電圧Ｅ０と出力上限電圧Ｅ１と出力直流電圧Ｖｏの関係を示す波形図である。図２の（ｃ）は出力電力負荷急減検出回路１５の比較器１５０から出力される信号Ｖ１５０を示している。図３の（ａ）は基準電圧Ｅｒが急減したときに比較器１５０から出力される電圧波形であり、図３の（ｂ）は比較器１５０から図３の（ａ）に示す信号が出力されたときのインダクタ５に流れる電流波形である。図３の（ｂ）に示す電流波形において、中央部分が連続動作モードであり、その左右部分が不連続動作モードを示している。
【００３６】
実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、負荷１０が同じような軽負荷状態を継続しているとき、軽負荷状態の動作モードである待機動作モードとなっている。この待機動作モードにおいては、軽負荷検出回路１４２が軽負荷状態を検出する。このとき、出力電力急減検出回路１５が出力電力の急減状態を検出しているため、同期スイッチ駆動回路２０は、第２のスイッチ３をオフ状態にする。すなわち、この待機動作モードではＤＣ−ＤＣコンバータは、図３の（ｂ）における左側部分の波形で示す不連続動作モードで動作している。
【００３７】
上記のように待機動作モードでＤＣ−ＤＣコンバータが動作しているとき、例えば負荷１０等からの信号に応じて基準電圧源１２０の基準電圧Ｅｒが下げられると、出力目標電圧Ｅ０及び出力上限電圧Ｅ１も低下する。このとき、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０は、検出された電圧が低下した基準電圧Ｅｒより高くなるため“Ｌ”を出力する。この“Ｌ”の信号は、同期スイッチ駆動回路２０に入力される。今、出力電力急減検出回路１５が出力電力の急減状態を検出し、且つ軽負荷検出回路１４２が軽負荷状態を検出しているため、同期スイッチ駆動回路２０は、インバータ１４１の駆動電圧Ｖ１４１をそのまま第２のスイッチ３の駆動電圧Ｖｄ２として出力する。これにより、第２のスイッチ３は第１のスイッチ２と同期してオンオフ動作を行うため、比較器１５０が“Ｌ”の信号を出力している期間、ＤＣ−ＤＣコンバータは待機動作モードで動作せず、連続動作モードで動作する。この連続動作モードは、過渡応答動作モードである。この過渡応答動作モードにおいて電力回生が行われて、出力直流電圧Ｖｏが急激に低下していく。この電力回生動作は、出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１に達して、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０が反転するまで継続する。
【００３８】
比較器１５０が反転すると、出力電力急減検出回路１５は出力電力の急減状態を検出しない状態となる。このとき、軽負荷検出回路１４２が軽負荷状態を検出しているため、ＤＣ−ＤＣコンバータは不連続動作モードで動作する。しかし、このとき、誤差電圧Ｖｅが充分に低下していなければ、出力直流電圧Ｖｏは上昇していき比較器１５０がさらに反転し、連続動作モードとなり電力回生を行う。そして、この電力回生動作により、出力直流電圧Ｖｏが低下して比較器１５０がさらに反転して不連続動作モードとなる。このように、連続動作モードと不連続動作モードの動作を繰り返す。その結果、やがて誤差電圧Ｖｅが充分に低下し、出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０に落ち着く。
【００３９】
従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、負荷が軽負荷状態の場合、出力目標電圧Ｅ０が急減しても、常に待機動作モードで動作しているため、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に達するまで長時間を要していた。
一方、本発明に係る実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、負荷が軽負荷状態の場合、出力目標電圧Ｅ０が急減したとき、待機動作モード（不連続動作モード）で動作せず、過渡応答動作モードで動作して電力回生を行うよう構成されている。したがって、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、負荷が軽負荷状態において出力目標電圧Ｅ０が急減したときでも、従来の装置に比べて大幅に短縮した応答時間で出力直流電圧を出力目標電圧Ｅ０にすることが可能となる。
【００４０】
なお、実施の形態１においては、同期整流可能な降圧形コンバータを用いて説明したが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはこのような構成に限定されるものではない。本発明は同期整流可能な降圧型、昇圧型及び昇降圧型の全てのＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。
また、実施の形態１においては、待機動作モードにおける動作として、不連続動作モードの動作を用いて説明したが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおける待機動作モードの動作としてはこれだけに限定されるものではない。ＤＣ−ＤＣコンバータの消費電力を低減する動作を行う待機動作モードの別の動作としては、例えばスイッチング損出等を低減するため、所定の期間、スイッチング動作を停止する期間を設けて間欠的に動作させる間欠動作モード、及びスイッチング周波数を低下させるスイッチング周波数可変動作モードにも本発明の構成が適用可能であることは言うまでもない。
【００４１】
《実施の形態２》
次に、本発明に係る実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図４と図５を用いて説明する。図４は本発明に係る実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図５は実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、基準電圧Ｅｒが急減したときの各部信号波形を示している。実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと実質的に同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。
【００４２】
実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成と異なるところは、誤差増幅回路１２の出力である誤差信号Ｖｅが誤差増幅器１２４の出力に抵抗１２６を介して形成されるよう構成している。また、実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータには、指示電圧源１７０、抵抗１７１、スイッチ１７２、スイッチ１７３及びインバータ１７４からなる第１の過渡応答動作回路１７が設けられている。
前述の実施の形態１においては、電力回生動作を行うことにより出力直流電圧を低下させるよう構成されている。しかし、出力直流電圧Ｖｏの出力目標電圧Ｅ０への応答速度をさらに向上させるために、実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、誤差電圧Ｖｅを強制的に変更して電力回生動作によって回生される電力を、誤差電圧を強制的に変更しないときの電力回生動作によって回生される電力より大きくしている。
【００４３】
出力目標電圧Ｅ０が負荷等からの指令等により急減した場合、出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０より相対的に急激に高くなる過渡応答状態となる。以下、この過渡応答状態の動作について図５を用いて説明する。
図５は実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、基準電圧Ｅｒが急減したときの各部信号波形を示している。図５において、（ａ）は基準電圧Ｅｒが急減したときの状態を示す電圧波形であり、（ｂ）は（ａ）のときの出力目標電圧Ｅ０と出力上限電圧Ｅ１と出力直流電圧Ｖｏの関係を示す波形図である。図５の（ｃ）は鋸歯状電圧Ｖｔ及び誤差電圧Ｖｅの電圧波形を示している。
【００４４】
出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１より高い期間は、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０から出力される駆動電圧Ｖ１５０は“Ｌ”である。このため、スイッチ１７３はオフ状態となる。スイッチ１７３がオフ状態となると、誤差増幅回路１２の出力Ｖ１２は制御回路１４に伝達されない。
また、比較器１５０から出力された駆動電圧Ｖ１５０は、インバータ１７４によって反転されるため、スイッチ１７２をオン状態として、制御回路１４に指示電圧源１７０の指示電圧が抵抗１７１を介して入力される。
【００４５】
抵抗１７１を介して入力された指示電圧Ｖ１７１は、鋸歯状電圧Ｖｔの最小値より少し大きな値となるように設定されている。この動作において、１スイッチング周期において、第１のスイッチ２は僅かな期間だけオン状態、第２のスイッチ３は僅かな期間だけオフ状態となる。この状態は、比較器１５０が反転して、スイッチ１７２がオフ状態、スイッチ１７３がオン状態となるまで継続する。その後は、通常動作モード又は待機動作モードに戻り、やがて出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０に落ち着く。誤差増幅回路１２の抵抗１２６は、第１の過渡応答動作回路１７のスイッチ１７３がオン状態となるとき、位相補償コンデンサ１２５に流れる電流を制限し、検出電圧の変動を抑制する機能を有する。
【００４６】
以上のように、実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、通常動作モードや待機動作モードで動作している場合において、過渡応答状態を検出したとき、出力上限電圧Ｅ１に達するまでは、電力回生動作によって回生される電力が誤差電圧を強制的に変更しない電力回生動作によって回生される電力より大きくなるよう動作する。このため、実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、応答時間を短縮することが可能となる。
なお、実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータとして、同期整流可能な降圧型コンバータを用いて説明してきたが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはこの構成に限定されるものではない。本発明は同期整流可能な降圧型、昇圧型及び昇降圧型の全てのＤＣ−ＤＣコンバータにも適用可能である。
【００４７】
《実施の形態３》
次に、本発明に係る実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図６〜図９を用いて説明する。図６は本発明に係る実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと実質的に同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。
【００４８】
図６に示すように、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧Ｖｉを出力する入力直流電源１を有しており、入力直流電源１の一端には主スイッチである第１のスイッチ２の一端が接続されている。第１のスイッチ２の他端には第２のスイッチ３の一端と、第１のダイオード４のカソードと、インダクタ５の一端が接続されている。第２のスイッチ３の他端と第１のダイオード４のアノードは、入力直流電源１の他端に接続されている。このように接続された第１のスイッチ２及び第２のスイッチ３は、制御部１１からの駆動制御信号によりオンオフ動作が繰り返される。この制御部１１には出力電力が急減した時を検出する出力電力急減検出回路１５が接続されている。
【００４９】
図６に示すように、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータには、インダクタ５の一端と接地側とを接続する第３のスイッチ６が設けられており、またインダクタ５の一端と出力コンデンサ９の一端とを接続する第４のスイッチ７が設けられている。この第４のスイッチ７の両端には第２のダイオード８が負荷側へ順方向となるよう並列に接続されている。第３のスイッチ６及び第４のスイッチ７は制御部１１からの駆動制御信号によりオンオフ動作が繰り返される。
また、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータには、入出力比較回路１６と第２の過渡応答動作回路１８が設けられている。入出力比較回路１６には入力直流電源１からの入力直流電圧Ｖｉと、出力電力急減検出回路１５に入力される検出信号と同じ検出信号が入力される。第２の過渡応答動作回路１８には出力電力急減検出回路１５からの出力信号と、誤差増幅回路１２からの出力信号が入力されるよう構成されている。
【００５０】
実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、第１のスイッチ２とインダクタ５と第３のスイッチ６が直列に接続されており、第１のスイッチ２と第３のスイッチ６が共にオン状態となると、インダクタ５に入力直流電圧Ｖｉが印加される。また、第２のスイッチ３とインダクタ５と第４のスイッチ７が直列に接続されており、第２のスイッチ３と第４のスイッチ７が共にオン状態となると、インダクタ５の電圧が出力コンデンサ９に印加されるように構成されている。
制御部１１は、誤差増幅回路１２と発振回路１３と制御回路２１４と加算器１４３から構成されている。この制御部１１は、出力直流電圧Ｖｏを制御するため、第１のスイッチ２と第２のスイッチ３と第３のスイッチ６と第４のスイッチ７をそれぞれオンオフ制御する機能を有する。
上記のように構成された実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧及び降圧コンバータ（昇降圧コンバータ）であり、入力直流電源１の入力直流電圧Ｖｉを所望の直流電圧に形成して出力している。
【００５１】
図７は制御回路２１４の構成を示す回路図である。
図７に示すように、制御回路２１４に入力された誤差電圧Ｖｅは、第２の比較器１４５に入力されており、また加算器１４３を介して第１の比較器１４４に入力されている。加算器１４３は誤差電圧Ｖｅにオフセット電圧Ｖｏｓを加算し、（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）の信号を第１の比較器１４４へ出力する。第１の比較器１４４は加算器１４３の出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）と鋸歯状電圧Ｖｔとを比較する。第２の比較器１４５は誤差電圧Ｖｅと鋸歯状電圧Ｖｔとを比較する。
第１の比較器１４４の出力電圧Ｖｄ１は第１のスイッチ２をオンオフ制御する第１の駆動信号となる。また、第１の比較器１４４の出力は信号を反転させる第１のインバータ１４６を介して第１の同期スイッチ駆動回路４００へ入力される。第１の同期スイッチ駆動回路４００の出力電圧Ｖｄ２が第２のスイッチ３をオンオフ制御する第２の駆動信号となる。
第２の比較器１４５の出力電圧Ｖｄ３は第３のスイッチ６をオンオフ制御する第３の駆動信号となる。また、第２の比較器１４５の出力は信号を反転させる第２のインバータ１４７を介して第２の同期スイッチ駆動回路４０１へ入力される。第２の同期スイッチ駆動回路４０１の出力電圧Ｖｄ４が第４のスイッチ７をオンオフ制御する第４の駆動信号となる。
【００５２】
図７に示すように、第１の軽負荷検出回路１４８には第２のスイッチ３の両端に接続された信号線が入力されており、第２の軽負荷検出回路１４９には第４のスイッチ７の両端に接続された信号線が入力されている。第１の軽負荷検出回路１４８は第２のスイッチ３のオン状態時の抵抗を使用して電流値を検出し、第２の軽負荷検出回路１４９は第４のスイッチ７のオン状態時の抵抗を使用して電流値を検出することにより、これらの電流値に基づいて第１の軽負荷検出回路１４８と第２の軽負荷検出回路１４９は軽負荷状態を検知する。すなわち、オン状態において第２のスイッチ３を流れる電流が予め設定された値を超えた時を、第１の軽負荷検出回路１４８は軽負荷状態と判断する。このとき、出力電力急減検出回路１５が出力電力の急減状態を検出していないため、第１の同期スイッチ駆動回路４００は第２のスイッチ３をオフ状態とする。この動作が待機動作モードの動作の１つである不連続動作モードの動作であり、逆電流を流さないよう制御している。また、第４のスイッチ７を流れる電流が予め設定された値を超えた時を、第２の軽負荷検出回路１４９は軽負荷状態と判断する。このとき、出力電力急減検出回路１５が出力電力の急減状態を検出していないため、第２の同期スイッチ駆動回路４０１は第４のスイッチ７をオフ状態とする。この動作も待機動作モードの動作の１つである不連続動作モードの動作であり、逆電流を流さないよう制御している。
【００５３】
負荷急減検出回路１５は比較器１５０により構成されている。入出力比較回路１６は抵抗１６０、抵抗１６１及び比較器１６２により構成されている。第２の過渡応答動作回路１８は、第１の指示電圧源１８０、抵抗１８１、スイッチ１８２、第２の指示電圧源１８３、抵抗１８４、スイッチ１８５、スイッチ１８６、インバータ１８７及びＮＯＲ回路１８８から構成されている。
【００５４】
次に、以上のように構成された実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
まず、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける重負荷状態の動作モードである通常動作モードについて説明する。
通常動作モードにおいては、制御部１１によって第１のスイッチ２、第２のスイッチ３、第３のスイッチ６及び第４のスイッチ７は、同じスイッチング周期Ｔを有してオンオフ動作を行う。第１のスイッチ２及び第３のスイッチ６の１スイッチング周期におけるオン時間の割合、即ち時比率を、それぞれδ１及びδ２とする。また、第３のスイッチ６がオン状態となる期間は第１のスイッチ２も確実にオン状態となるよう、δ１＞δ２とする。第１のスイッチ２がオン状態のとき第２のスイッチ３はオフ状態となり、第１のスイッチ２がオフ状態のとき第２のスイッチ３はオン状態となる。また、第３のスイッチ６がオン状態のとき第４のスイッチ７はオフ状態となり、第３のスイッチ６がオフ状態のとき第４のスイッチ７はオン状態となる。
【００５５】
まず、第１のスイッチ２と第３のスイッチ６が共にオン状態の時、入力直流電源１の入力直流電圧Ｖｉはインダクタ５に印加される。この期間はδ２・Ｔである。このとき、入力直流電源１からインダクタ５に電流が流れ、インダクタ５に磁気エネルギーが蓄積される。次に、第３のスイッチ６がオフ状態となると、第４のスイッチ７がオン状態となり、インダクタ５には入力直流電圧Ｖｉと出力直流電圧Ｖｏの差Ｖｉ−Ｖｏが印加される。この期間は（δ１−δ２）・Ｔであり、インダクタ５を介して入力直流電源１から出力コンデンサ９へ電流が流れる。最後に、第１のスイッチ２と第３のスイッチ６が共にオフ状態の時、第２のスイッチ３及び第４のスイッチ７が共にオン状態となり、インダクタ５には出力直流電圧Ｖｏが逆方向に印加される。この期間は（１−δ１）・Ｔであり、インダクタ５から出力コンデンサ９へ電流が流れ、蓄積された磁気エネルギーは放出される。
【００５６】
このようにインダクタ５において磁気エネルギーの蓄積と放出の動作が繰り返されることにより、出力コンデンサ９から負荷１０へ電力が供給される。インダクタ５の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態においては、その電圧時間積の和はゼロであるから、下記式（４）が成り立ち、出力直流電圧Ｖｏは入力直流電圧Ｖｉに対して式（５）という変換特性が得られる。
δ２＝０の場合も同様に、出力直流電圧Ｖｏは式（６）となり、降圧コンバータとして動作する。
また、δ１＝１の場合も同様に、出力直流電圧Ｖｏは式（７）となり、昇圧コンバータとして動作する。また、各スイッチの時比率を制御することにより、δ１／（１−δ２）は０から無限大まで設定可能である。即ち、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、理論上は任意の入力直流電圧Ｖｉから任意の出力直流電圧Ｖｏを形成することができる昇降圧コンバータとして動作する。
【００５７】
【数４】
【数５】
【数６】
【数７】
誤差増幅回路１２の出力する誤差電圧Ｖｅは、出力直流電圧Ｖｏから検出回路２２による抵抗検出された電圧が、基準電圧源１２０の基準電圧より高くなると低下する。また、抵抗検出された電圧が基準電圧源１２０の基準電圧より低くなると、誤差電圧Ｖｅは上昇する。即ち、入力直流電圧Ｖｉが高くなったり、負荷１０が軽くなって出力直流電圧Ｖｏが上昇しようとすると、誤差電圧Ｖｅは低下する。逆に、入力直流電圧Ｖｉが低くなったり、負荷１０が重くなって出力直流電圧Ｖｏが低下しようとすると誤差電圧Ｖｅは上昇する。
図８は実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御部１１の各部波形図である。図８において、（ａ）は鋸歯状電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅと加算器１４３の出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）、（ｂ）は第１の駆動信号Ｖｄ１、（ｃ）は第２の駆動信号Ｖｄ２、（ｄ）は第３の駆動信号Ｖｄ３、（ｅ）は第４の駆動信号Ｖｄ４を示す。図８において、左側部分が、（鋸歯状電圧Ｖｔ）＞（誤差電圧Ｖｅ）の場合であり、中央部分が、鋸歯状電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅと加算器１４３の出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）とが交差する場合であり、右側部分が、（鋸歯状電圧Ｖｔ）＜（加算器１４３の出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ））の場合を示す。
【００６２】
次に、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける動作を図８を用いて説明する。
まず、入力直流電圧Ｖｉが高く、（鋸歯状電圧Ｖｔ）＞（誤差電圧Ｖｅ）の場合（図８の左側部分）、第２の比較器１４５の出力である第３の駆動信号Ｖｄ３は常時“Ｌ”であり、第３のスイッチ６はオフ状態となる。したがって、第３のスイッチ６の時比率δ２は、δ２＝０である。一方、第１のスイッチ２は、第１の比較器１４４の出力である第１の駆動信号Ｖｄ１によってオンオフ駆動されている。そのときの比率δ１は誤差電圧Ｖｅが低下するほど小さくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その入出力電圧の関係が式（６）で表される降圧コンバータとして動作する。
【００６３】
次に、図８の中央部分に示すように、入力直流電圧Ｖｉが出力直流電圧Ｖｏの近くにあり、鋸歯状電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅと加算器１４３の出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）が交差する場合、第１のスイッチ２は第１の比較器１４４の出力である第１の駆動信号Ｖｄ１によってオンオフ駆動され、第３のスイッチ６は第２の比較器１４５の出力である第３の駆動信号Ｖｄ３によってオンオフ駆動される。このとき、時比率δ１及び時比率δ２は誤差電圧Ｖｅが低下するほど小さくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その入出力電圧の関係が式（５）で表される昇降圧コンバータとして動作する。
【００６４】
次に、図８の右側部分に示すように、入力直流電圧Ｖｉが低く、（鋸歯状電圧Ｖｔ）＜（加算器１４３の出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ））の場合（図８の右側部分）、第１の比較器１４４の出力である第１の駆動信号Ｖｄ１は常時“Ｈ”であり、第１のスイッチ２はオン状態となる。したがって、第１のスイッチ２の時比率δ１は、δ１＝１である。一方、第３のスイッチ６は、第２の比較器１４５の出力である第３の駆動信号Ｖｄ３によってオンオフ駆動されている。そのときの比率δ２は誤差電圧Ｖｅが上昇するほど大きくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その入出力電圧の関係が、式（７）で表される昇圧コンバータとして動作する。
以上が本発明の実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける通常動作モードである。また、抵抗１６０と抵抗１６１の抵抗値をＲ１６０とＲ１６１とすると、比較器１６２は入力直流電圧Ｖｉと出力直流電圧Ｖｏとを比較するので、下記式（８）、（９）の条件を満たす。
【００６５】
【数８】
【数９】
このため、入力直流電圧Ｖｉが出力直流電圧Ｖｏより高いとき、比較器１６２は”Ｈ”を出力する。また、入力直流電圧Ｖｉが出力直流電圧Ｖｏより低いとき、比較器１６２は”Ｌ”を出力する。
【００６８】
次に、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける過渡応答時の動作モード（過渡応答動作モード）について図９を用いて説明する。
図９は実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、基準電圧Ｅｒが急減したときの各部信号波形を示している。図９において、（ａ）は基準電圧Ｅｒが急減したときの状態を示す電圧波形であり、（ｂ）は（ａ）のときの出力目標電圧Ｅ０と出力上限電圧Ｅ１と入力直流電圧Ｖｉと出力直流電圧Ｖｏの関係を示す波形図である。図９の（ｃ）は鋸歯状電圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ及び加算器１４３の出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）を示している。
出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１より高い期間は、比較器１５０の駆動電圧Ｖ１５０は“Ｌ”である。また、出力直流電圧Ｖｏより入力直流電圧Ｖｉの方が低いため、比較器１６２の駆動電圧Ｖ１６２は“Ｌ”になる。
【００６９】
比較器１５０の駆動電圧Ｖ１５０と比較器１６２の駆動電圧Ｖ１６２が入力されたＮＯＲ回路１８８は“Ｈ”となり、スイッチ１８２とスイッチ１８５はオン状態となる。ＮＯＲ回路１８８の駆動電圧Ｖ１８８は、インバータ１８７によって反転されるため、スイッチ１８６はオフ状態となる。
スイッチ１８６がオフ状態となると、誤差増幅回路１２の出力Ｖ１２が制御回路２１４に伝達されない状態となる。また、スイッチ１８５がオン状態となると、制御回路２１４に第２の指示電圧源１８３の電圧が抵抗１８４を介して入力される（指示電圧Ｖ１８４）。さらに、スイッチ１８２がオン状態となると、第１の指示電圧源１８０の電圧が抵抗１８１を介して加算器１４３に入力される（指示電圧Ｖ１８１）。加算器１４３の出力は“Ｖ１８４＋Ｖｏｓ＋Ｖ1８１”となる。ここで、指示電圧Ｖ１８４の電圧値は鋸歯状電圧Ｖｔの最小値より少し大きな値となるように設定し、指示電圧Ｖ１８１の電圧値は電圧（Ｖ１８４＋Ｖｏｓ＋Ｖ１８１）が鋸歯状電圧Ｖｔの最大値より大きくなるよう設定する。
【００７０】
上記の動作においては、１スイッチング周期において第１のスイッチ２は常にオン状態であり、第２のスイッチ３は常にオフ状態であり、第３のスイッチ６は僅かな期間だけオン状態であり、第４のスイッチ７は僅かな期間だけオフ状態となる。δ１＝１、δ２は小さな時比率で制御する昇圧形コンバータとして動作する。この状態は、比較器１５０が反転し、スイッチ１８６がオン状態となるまで継続する。その後は通常動作モードまたは待機動作モードに戻り、やがて出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０に落ち着く。抵抗１２６は、スイッチ１８６がオン状態となるときに、位相補償コンデンサ１２５に流れる電流を制限し、検出電圧の変動を抑制する。
【００７１】
以上のように、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧Ｖｏが入力直流電圧Ｖｉより高い場合において、出力上限電圧Ｅ１に達するまでは、電力回生動作による電力が誤差電圧を強制的に変更しない電力回生動作による電力より大きくなる動作を継続する。このため、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、応答時間を短縮することができる。
なお、実施の形態３においては、昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータとして４石式の昇降圧コンバータを用いて説明してきたが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはこのような構成に限定されるものではない。昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータとしては、他に図１９に回路図を示すＳＥＰＩＣや図２０に回路図を示すＺｅｔａコンバータが知られている。また、本発明は昇圧コンバータと降圧コンバータとを直列あるいは並列に組み合わせることによっても構成することが可能であり、本発明はこれら全て同期整流可能な昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。
さらに、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、昇降圧動作時には４つのスイッチを駆動制御するが、昇圧動作時には２つのスイッチのみの駆動制御でよいため、スイッチング損失が大幅に減少し高効率なＤＣ−ＤＣコンバータとなる。
【００７２】
《実施の形態４》
次に、本発明に係る実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図１０、図１１を用いて説明する。図１０は本発明に係る実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前述の実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータと実質的に同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。
実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図６に示した実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータの構成と異なるところは、回生スイッチ２１０、抵抗２１１及びＮＯＲ回路２１２からなる高速応答回路２１が設けられていることと、第２の過渡応答動作回路１８が削除されている点である。
【００７３】
上記のように構成された実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータの過渡応答時の動作モード（過渡応答動作モード）について図１１及び図１２を用いて説明する。図１１において、（ａ）は基準電圧Ｅｒが急減したときの状態を示す電圧波形であり、（ｂ）は（ａ）のときの出力目標電圧Ｅ０と出力上限電圧Ｅ１と入力直流電圧Ｖｉと出力直流電圧Ｖｏの関係を示す波形図である。図１１の（ｃ）は高速応答回路２１における電圧波形（Ｖ２１２）を示している。
図１１の（ａ）の基準電圧Ｅｒの電圧波形は、負荷１０からの指令等によって急激に基準電圧Ｅｒが低下した状態を示している。このときの低下後の基準電圧Ｅｒによる出力上限電圧Ｅ１は、入力直流電圧Ｖｉより高いものとする。基準電圧Ｅｒの変化に伴い、出力目標電圧Ｅ０及び出力上限電圧Ｅ１も変化するが、誤差増幅回路１２の誤差増幅器１２４は即座に応答せず誤差電圧Ｖｅ及び誤差電圧Ｖｅにオフセット電圧Ｖｏｓを加算した電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は緩やかに低下していく。なお、この電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は、加算器１４３において形成され、第１の比較器１４４へ出力されている。
【００７４】
図１１に示した状態において、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０は、検出された電圧が基準電圧Ｅｒより高いため"Ｌ"を高速応答回路２１へ出力する。また、入出力比較回路１６の比較器１６２は、入力直流電圧Ｖｉより出力直流電圧Ｖｏの方が高いため、"Ｌ"を高速応答回路２１のＮＯＲ回路２１２へ出力する。したがって、ＮＯＲ回路２１２から出力される回生スイッチ２１０のための駆動信号Ｖ２１２は"Ｈ"となり、回生スイッチ２１０はオン状態となる。この結果、出力コンデンサ９から入力直流電源１へ高速応答回路２１を介して急速に電力回生動作が行われる。回生スイッチ２１０のオン状態は、出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１に達して、比較器１５０が反転するまで継続する。
比較器１５０が反転して回生スイッチ２１０がオフ状態となった後において、誤差電圧Ｖｅが充分に低下していなければ出力直流電圧Ｖｏは上昇し、再び回生スイッチ２１０がオン状態となる。そして、出力直流電圧Ｖｏが低下して再び回生スイッチ２１０がオフ状態となる。このように、回生スイッチ２１０がオンオフ動作を繰り返すことにより、やがて誤差電圧Ｖｅが充分に上昇し、出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０に落ち着く。
【００７５】
図１２は、基準電圧Ｅｒがさらに大きく低下して、基準電圧Ｅｒの低下後の出力上限電圧Ｅ１が入力直流電圧Ｖｉより低いときの状態を示す波形図である。図１２の（ａ）は基準電圧Ｅｒが大きく急減したときの状態を示す電圧波形であり、図１２の（ｂ）は（ａ）のときの出力目標電圧Ｅ０と出力上限電圧Ｅ１と入力直流電圧Ｖｉと出力直流電圧Ｖｏの関係を示す波形図であり、図１２の（ｃ）は高速応答回路２１における電圧波形（Ｖ２１２）を示している。
基準電圧Ｅｒの変化に伴い、出力目標電圧Ｅ０と出力上限電圧Ｅ１も変化するが、誤差増幅器１２４は即座に応答せず誤差電圧Ｖｅ及び誤差電圧Ｖｅにオフセット電圧Ｖｏｓを加算した電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は緩やかに低下していく。
【００７６】
図１２に示した状態において、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０は、検出された電圧が基準電圧Ｅｒより高いため"Ｌ"を高速応答回路２１へ出力する。また、入出力比較回路１６の比較器１６２は、入力直流電圧Ｖｉより出力直流電圧Ｖｏの方が高いため、"Ｌ"を高速応答回路２１のＮＯＲ回路２１２へ出力する。したがって、ＮＯＲ回路２１２から出力される回生スイッチ２１０ための駆動信号Ｖ２１２は"Ｈ"となり、回生スイッチ２１０はオン状態となる。この結果、出力コンデンサ９から入力直流電源１へ高速応答回路２１を介して急速に電力回生動作が行われる。回生スイッチ２１０のオン状態は、出力直流電圧Ｖｏが入力直流電圧Ｖｉに達して比較器１５０が反転するまで継続する。
比較器１５０が反転して回生スイッチ２１０のオフ状態となった後において、誤差電圧Ｖｅが充分に低下していなければ出力直流電圧Ｖｏは上昇し、再び回生スイッチ２１０がオン状態となる。そして、出力直流電圧Ｖｏが低下して再び回生スイッチ２１０がオフ状態となる。このように、回生スイッチ２１０がオンオフ動作を繰り返すことにより、やがて誤差電圧Ｖｅが充分に上昇し、出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０に落ち着く。
【００７７】
なお、実施の形態４において、出力上限電圧Ｅ１は出力直流電圧Ｖｏの許容上限値以上で出力目標電圧Ｅ０に近い値に設定するとよい。また、抵抗値Ｒ１６１は回生スイッチ２１０と抵抗２１１での電圧降下を考慮して設定するとよい。
従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、誤差増幅器の応答速度で決まる誤差電圧Ｖｅの緩やかな変化に従って出力直流電圧Ｖｏが変化しており、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に達するまでの応答速度が非常に遅いものであった。
しかし、実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータは、回生スイッチ２１０を有する高速応答回路２１を設けて急速な電力回生動作を行うことにより、応答時間を大幅に短縮することができる。また、回生スイッチ２１０は、出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１と入力直流電圧Ｖｉの高い方に達するまでがオン状態であり、その後は通常の応答動作に復帰するため、出力直流電圧Ｖｏにはアンダーシュートが発生することがない。
【００７８】
なお、実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおける高速応答回路２１の抵抗２１１は、回生スイッチ２１０による入力直流電源１から出力コンデンサ９への急速な電力回生動作中の回生電流を制限するためのものである。しかし、この抵抗２１１は回生スイッチ２１０自体のオン状態時のインピーダンスで代用することも可能である。また、実施の形態４においては、昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータとして４石式の昇降圧コンバータを用いて説明してきたが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはこのような構成に限定されるものではない。昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータとしては、他に図１９に回路図を示すＳＥＰＩＣや図２０に回路図を示すＺｅｔａコンバータが知られている。また、本発明は昇圧コンバータと降圧コンバータとを直列あるいは並列に組み合わせることによっても構成することが可能である。本発明はこれら昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用可能である。なお、実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータは昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータについて説明したが、実施の形態４の構成は昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用できる。
【００７９】
《実施の形態５》
次に、本発明に係る実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図１３及び図１４を用いて説明する。図１３は本発明に係る実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと実質的に同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付しその説明は省略する。
【００８０】
実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図１に示した実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成と異なるところは、出力電力急減検出回路（１５）が削除されており、負荷１０等の外部装置から出力電力の急減を知らせる外部信号１９が入力されるよう構成されている点である。実施の形態１においては、出力電力急減検出回路（１５）を用いて出力電力の急減状態を検出する構成であったが、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力電力の急減を知らせる外部装置からの外部信号１９が制御部１１に入力されて、制御部１１の軽負荷検出回路１４２及び同期スイッチ駆動回路２０において前述の実施の形態１と同じ動作が実施される。したがって、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、回路構成の簡素化が実現可能となる。
【００８１】
また、前述の実施の形態１のように出力電力急減検出回路（１５）を用いることにより、軽負荷の場合、誤差電圧Ｖｅが充分に低下して、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に落ち着くまで、連続動作モード（電力回生動作）と不連続動作モードの動作を繰り返すよう構成されているため、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に落ち着くまで多少の時間を要した。実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力電力の急減を知らせる外部信号１９を用いているため、誤差電圧Ｖｅが充分に低下し、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に落ち着くまで、電力回生動作を行うように外部信号１９の入力を継続すれば、応答時間を短縮することが可能となる。
【００８２】
次に、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおける過渡応答時の動作モード（過渡応答動作モード）について図１４を用いて説明する。図１４の（ａ）は基準電圧Ｅｒが急減したときの状態を示す電圧波形であり、図１４の（ｂ）は（ａ）のときの出力目標電圧Ｅ０と出力直流電圧Ｖｏの関係を示す波形図であり、図１４の（ｃ）は外部信号１９の電圧波形（Ｖ１９）を示している。
まず、負荷１０が常に軽負荷状態であるときについて説明する。
基準電圧Ｅｒが低下する前においても、軽負荷状態であるため、外部信号１９から出力電力の急減状態を知らせる信号が入力されず、且つ軽負荷検出回路１４２が軽負荷状態を検出しているので、同期スイッチ駆動回路２０は第２のスイッチ３をオフ状態にする。このときのＤＣ−ＤＣコンバータは待機動作モードの１つである不連続動作モードで動作している。このとき、すなわち基準電圧Ｅｒが低下する前までの軽負荷状態のとき、外部信号１９は“Ｈ”を出力している。
そして、基準電圧Ｅｒが急減すると、出力目標電圧Ｅ０が低下し、外部信号１９は“Ｌ”となり、出力電力急減を知らせる信号が入力され、且つ軽負荷検出回路１４２は軽負荷を検出している。この結果、同期スイッチ駆動回路２０はインバータ１４１の駆動電圧Ｖ１４１をそのまま第２のスイッチ３の駆動電圧Ｖｄ２として入力する。このように外部信号１９の”Ｌ”が入力されている期間には待機時モードである不連続動作モードとはならず、連続動作モードで動作する。したがって、この期間は電力回生を行うため出力直流電圧Ｖｏが急激に低下する。この電力回生動作は外部信号１９が“Ｈ”になるまで継続する。
【００８３】
以上のように、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力電力の急減を知らせる外部信号１９が入力されるよう構成されているため、誤差電圧Ｖｅが充分に低下し、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に落ち着くまで、電力回生動作を行うように外部信号１９の入力を継続するよう構成することにより、応答時間をさらに短縮することが可能となる。
なお、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、誤差電圧Ｖｅが充分に低下し、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に落ち着くまで、外部信号を“Ｌ”に設定するとよい。
また、実施の形態５においては、同期整流可能な降圧形コンバータを用いて説明したが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはこのような構成に限定されるものではない。本発明は同期整流可能な降圧型、昇圧型及び昇降圧型の全てのＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。
【００８４】
《実施の形態６》
次に、本発明に係る実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータを添付の図１５及び図１６を用いて説明する。図１５は本発明に係る実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、電圧を検出して出力直流電圧を制御する電圧モードと呼ばれる制御方法を本発明に適用した例を用いて説明した。実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、電流を検出して出力直流電圧を制御する電流モードと呼ばれる制御方法を本発明に適用したものである。実施の形態６において、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと実質的に同じ機能、構成を有するものには、同じ符号を付し、その説明は省略する。実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図１に示した実施の形態１と異なる点は、誤差増幅回路７２と制御回路９１の構成である。
【００８５】
実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、誤差増幅回路７２は、基準電圧源７２０、３つの抵抗７２１，７２２，７２３、誤差増幅器７２４、及び抵抗７２５とコンデンサ７２６との直列回路からなる積分回路を具備している。
誤差増幅回路７２において、出力直流電圧Ｖｏは３つの抵抗７２１，７２２，７２３とにより分圧されて検出される。このうち、抵抗７２１と抵抗７２２との接続点の電圧が誤差増幅器７２４によって基準電圧源７２０の基準電圧Ｅｒと比較される。誤差増幅器７２４は誤差電圧Ｖｅを出力する。誤差増幅器７２４の出力端子には抵抗７２５とコンデンサ７２６との直列回路からなる積分回路が接続され、高周波利得を低減している。抵抗７２１と抵抗７２２との接続点における電圧の分圧比をαとすると、誤差増幅器７２４の反転入力端子に入力される第１の検出電圧は、α・Ｖｏで表される。誤差電圧Ｖｅは、第１の検出電圧α・Ｖｏが基準電圧Ｅｒより大きくなろうとすると低下し、逆に検出電圧α・Ｖｏが基準電圧Ｅｒより小さくなろうとすると上昇する。第１の検出電圧α・Ｖｏと基準電圧Ｅｒが等しい場合、出力直流電圧Ｖｏが所望の電圧値となる。この所望の電圧値である出力目標電圧Ｅ０は下記の式（１０）で表される。
【００８６】
【数１０】
また、抵抗７２２と抵抗７２３との接続点における電圧の分圧比をβとすると、第２の検出電圧はβ・Ｖｏで表される。第２の検出電圧β・Ｖｏは、比較器１５０によって、基準電圧源７２０の基準電圧Ｅｒと比較される。第２の検出電圧β・Ｖｏが基準電圧Ｅｒに等しい場合の出力直流電圧を出力上限電圧Ｅ１とすると、出力上限電圧Ｅ１は下記の式（１１）で表される。出力上限電圧Ｅ１は所望の電圧値である出力目標電圧Ｅ０より大きくなる。
【００８８】
【数１１】
比較器１５０の出力は制御回路９１の同期スイッチ駆動回路９1５に入力される。この同期スイッチ駆動回路９1５の構成は前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける同期スイッチ駆動回路２０の構成と同様である。
制御回路９１は、電流検出回路９１０、パルス発振回路９１１、比較器９１２、フリップフロップ回路９１３、インバータ９１４、同期スイッチ駆動回路９１５、軽負荷検出回路９１６から構成される。電流検出回路９１０は第１のスイッチ２に流れる電流（以下、スイッチ電流と称する）を検出し、このスイッチ電流に比例した電流検出信号Ｖｓｉを出力する。パルス発振回路９１１はスイッチング周波数ｆのセットパルスを出力する。比較器９１２は誤差増幅回路７２の出力である誤差電圧Ｖｅと電流検出回路９１０からの電流検出信号Ｖｓｉが入力される。比較器９１２は電流検出信号Ｖｓｉが誤差電圧Ｖｅより高くなると、リセットパルスをフリップフロップ回路９１３へ出力する。フリップフロップ回路９１３は、パルス発振回路９１１からのセットパルスが入力されるとハイレベルとなり、比較器９１２からの出力パルスが入力されるとローレベルとなる駆動信号Ｖ９１３を出力する。
【００９０】
図１６に制御回路９１における各部の電圧波形を示す。図１６に示すように、誤差電圧Ｖｅが低くなると、スイッチ電流のピーク値を低減させるため、駆動信号Ｖ９１３のパルス幅が小さくなる。即ち、時比率δが小さくなり、負荷１０への電力供給が抑えられる。逆に、誤差電圧Ｖｅが高くなると、スイッチ電流のピーク値を上昇させるため、駆動信号Ｖ９１３のパルス幅が大きくなる。即ち、時比率δが大きくなり、負荷１０への電力供給が大きくなる。
【００９１】
以上のように、実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、誤差増幅回路７２は、出力直流電圧Ｖｏと出力目標電圧Ｅ０との偏差を増幅した誤差電圧Ｖｅを出力する。実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、誤差電圧Ｖｅを利用して、第１のスイッチ２に流れる電流（スイッチ電流）のピーク値を調整することにより、出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０になるよう制御される。
【００９２】
待機動作モードでＤＣ−ＤＣコンバータが動作しているとき、例えば負荷１０等からの信号に応じて基準電圧源７２０の基準電圧Ｅｒが下げられると、出力目標電圧Ｅ０及び出力上限電圧Ｅ１も低下する。このとき、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０は、検出された電圧が低下した基準電圧Ｅｒより高くなるため“Ｌ”を出力する。この“Ｌ”の信号は、同期スイッチ駆動回路９１５に入力される。このとき、出力電力急減検出回路１５が出力電力の急減状態を検出し、且つ軽負荷検出回路９１６が軽負荷状態を検出しているため、同期スイッチ駆動回路９１５はインバータ９１４の駆動電圧Ｖ９１４をそのまま第２のスイッチ３の駆動電圧Ｖｄ２として出力する。これにより、第２のスイッチ３は第１のスイッチ２と同期してオンオフ動作を行うため、比較器１５０が“Ｌ”の信号を出力している期間、ＤＣ−ＤＣコンバータは待機動作モードで動作せず、連続動作モードで動作する。この連続動作モードは、過渡応答動作モードである。
【００９３】
この過渡応答動作モードにおいて電力回生が行われて、出力直流電圧Ｖｏが急激に低下していく。この電力回生動作は、出力直流電圧Ｖｏが出力上限電圧Ｅ１に達して、出力電力急減検出回路１５の比較器１５０が反転するまで継続する。比較器１５０が反転すると、出力電力急減検出回路１５は出力電力の急減状態を検出しない状態となる。このとき、軽負荷検出回路９１６が軽負荷状態を検出しているため、ＤＣ−ＤＣコンバータは不連続動作モードで動作する。しかし、このとき、誤差電圧Ｖｅが充分に低下していなければ出力直流電圧Ｖｏは上昇していく。そして、比較器１５０がさらに反転し、連続動作モードとなり電力回生を行う。この電力回生動作により、出力直流電圧Ｖｏが低下して比較器１５０がさらに反転して不連続動作モードとなる。このように、連続動作モードと不連続動作モードの動作を繰り返して、やがて誤差電圧Ｖｅが充分に低下し、出力直流電圧Ｖｏは出力目標電圧Ｅ０に落ち着く。
【００９４】
前述の実施の形態１においては電圧モードで制御するＤＣ−ＤＣコンバータについて説明したが、実施の形態６においては電流モードで制御するＤＣ−ＤＣコンバータについて説明した。実施の形態６における動作説明から明らかなように、電流モードの制御方法は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能であり、電圧モードの制御方法と同様の優れた効果を奏する。
実施の形態１から６において説明したように、本発明は出力直流電圧を急減させる場合における応答時間を短縮させるという効果を有する。さらに、本発明は出力目標電圧Ｅ０に対して出力直流電圧Ｖｏが高い場合、その出力直流電圧Ｖｏを入力側へ電力を回生させることにより、出力直流電圧Ｖｏの安定性を高めることができるという効果を有する。このため、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力条件の急変等に伴うオーバーシュートの抑制に有効である。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時、特に軽負荷時の起動時において、入力直流電圧が印加されて、ＤＣ−ＤＣコンバータが動作を開始するとき、出力直流電圧Ｖｏと基準電圧Ｅｒとの差が大きくなる。この結果、誤差電圧Ｖｅは大きくなり、スイッチ電流のピーク値も大きくなり、出力直流電圧Ｖｏは急激に上昇する。従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に達した後、供給電力を抑制しようとする動作回路の遅延時間の間に、出力直流電圧にオーバーシュートが発生する。特に、軽負荷時の場合、このオーバーシュートが大きくなる。また、出力目標電圧Ｅ０への安定性は負荷に依存するため、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０に応答するのに時間がかかる。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力直流電圧Ｖｏが出力目標電圧Ｅ０より大きくなり、出力上限電圧を超えたとき、第２のスイッチ３をオンオフ動作させて、電力を回生させるよう構成されている。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、このように構成されているため出力直流電圧Ｖｏを急減させることができるので、出力目標電圧Ｅ０への応答時間を短縮することができる。
【００９５】
また、実施の形態６においては、同期整流可能な降圧型コンバータを用いて説明したが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはこのような構成に限定されるものではない。本発明は同期整流可能な降圧型、昇圧型及び昇降圧型の全てのＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。
また、実施の形態１〜６のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御は、起動時においても適応可能であり、起動時における出力目標電圧Ｅ０への応答時間を短縮することができる。
また、前述の実施の形態１〜６で説明したＤＣ−ＤＣコンバータは、それぞれを組み合わせて各機能を有するよう構成することが可能である。
さらに、前述の実施の形態１〜６で説明したＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御部等の各構成部は、それぞれ独立したユニットとして個別に構成して、他の実施の形態に使用することも可能である。
【００９６】
【発明の効果】
以上、実施の形態において詳細に説明したところから明らかなように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは以下の効果を有する。
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧の制御目標となる出力目標電圧に対して所定の電圧だけ高い出力上限電圧を設定し、出力上限電圧と出力直流電圧との比較結果を出力する出力電力急減検出回路を設けることにより、軽負荷状態において出力直流電圧が出力上限電圧より高い場合、待機動作モードを解除して、電力回生動作を行う過渡応答動作モードを実行するよう構成されている。これにより、本発明は、何らかの条件変化によって出力直流電圧が出力目標電圧より高くなっても、負荷の状況に依らず、出力直流電圧が出力目標電圧に効率良く到達する応答速度を大幅に向上させることができるという効果を有する。
【００９７】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧の制御目標となる出力目標電圧に対して所定の電圧だけ高い出力上限電圧を設定し、出力上限電圧と出力直流電圧との比較結果を出力する出力電力急減検出回路を設け、出力直流電圧が出力上限電圧より高い場合、出力直流電圧を低下させるように誤差信号を強制的に変更して、電力回生動作によって回生される電力がより大きくなる過渡応答動作モードで動作するよう構成されている。このため、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、応答時間を短縮することができるという優れた効果を奏する。
【００９８】
さらに、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧の制御目標となる出力目標電圧に対して所定の電圧だけ高い出力上限電圧を設定し、出力上限電圧と出力直流電圧との比較結果を出力する出力電力急減検出回路を設け、出力直流電圧が出力上限電圧より高く、入力直流電圧より出力直流電圧の方が高い場合、出力直流電圧が低下するように誤差信号及びオフセット信号を強制的に変更している。このため、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、電力回生動作によって回生される電力がより大きくなる過渡応答動作モードで動作するため、応答時間を短縮することができる。また、本発明においては、昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータを過渡応答動作モードで昇圧動作させることによって、スイッチング損失が減少して高効率となるという効果を奏する。
【００９９】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、入出力間に回生スイッチを有する高速応答回路を設けて、出力直流電圧が出力上限電圧より高く、出力直流電圧が入力直流電圧より高い場合、回生スイッチをオン状態とすることにより、電力回生動作できないＤＣ−ＤＣコンバータでも適用が可能となり、何らかの条件変化によって出力直流電圧が出力目標電圧より高くなっても、負荷の状況に依らず、出力直流電圧が出力目標電圧に到達する応答速度を大幅に向上させることができる。また、同期整流可能なＤＣ−ＤＣコンバータに高速応答回路を有する本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を適用することによって、さらに応答時間を短縮することが可能となる。
【０１００】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電力の急減を知らせる外部信号が入力されるよう構成されているため、外部信号が入力される期間中においては常に電力回生動作を行うよう構成することにより、応答時間を大幅に短縮することができ、且つ回路の簡素化を達成することができる。
また、本発明は電圧モードで制御するＤＣ−ＤＣコンバータ及び電流モードで制御するＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能であり、いずれのモードを適用しても本発明は出力直流電圧を急減させる場合における応答時間を短縮させるという優れた効果を有する。
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、起動時においても適応可能であり、起動時における出力目標電圧への応答時間を短縮することができる。
発明をある程度の詳細さをもって好適な形態について説明したが、この好適形態の現開示内容は構成の細部において変化してしかるべきものであり、各要素の組合せや順序の変化は請求された発明の範囲及び思想を逸脱することなく実現し得るものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図３】実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図４】本発明に係る実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図５】実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図６】本発明に係る実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図７】実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御部の構成を示す回路図である。
【図８】実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御部の動作を示す波形図である。
【図９】実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図１０】本発明に係る実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図１１】実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図１２】実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図１３】本発明に係る実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図１４】実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図１５】本発明に係る実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図１６】実施の形態６のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部動作を示す波形図である。
【図１７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図１８】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの制御部における各部動作を示す波形図である。
【図１９】昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータであるＳＥＰＩＣを示す回路図である。
【図２０】昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータであるＺｅｔａコンバータを示す回路図である。
【符号の説明】
１ 直流入力電源
２ 第１のスイッチ
３ 第２のスイッチ
４ 整流ダイオード
５ インダクタ
６ 第３のスイッチ
７ 第４のスイッチ
８ 第２のダイオード
９ 出力コンデンサ
１０ 負荷
１１ 制御部
１２ 誤差増幅回路
１３ 発振回路
１４ 制御回路
１５ 出力電力急減検出回路
１６ 入出力比較回路
１７ 第１の過渡応答動作回路
１８ 第２の過渡応答動作回路
１９ 外部信号
２０ 同期スイッチ駆動回路
２１ 高速応答回路
２２ 検出回路
２３ スイッチ制御回路
Claims (10)
- 入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
同期スイッチ回路を有し、前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路を駆動制御するスイッチ制御回路と、
前記負荷が軽負荷状態であることを検出する軽負荷検出回路と、
出力電力の急減状態を検出する出力電力急減検出回路と、
前記スイッチ制御回路の出力と前記軽負荷検出回路の出力と前記出力電力急減検出回路の出力とが入力される同期スイッチ駆動回路と、を具備するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記同期スイッチ駆動回路が、
（１）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態であることを検出し、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出しないとき前記同期スイッチ回路をオフ状態とし、
（２）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態であることを検出し、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出したとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とし、
（３）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態を検出せず、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出しないとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とし、
（４）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態を検出せず、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出したとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出した過渡応答時に、出力電力を低下させるように誤差信号を強制的に変更する第１の過渡応答動作回路を有する請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
- スイッチ制御回路がオフセット信号を出力するオフセット信号源を有し、出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出した過渡応答時に、出力電力を低下させるように前記オフセット信号を強制的に変更する第２の過渡応答動作回路を有する請求項１又は２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
同期スイッチ回路を有し、前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路を駆動する制御回路と、
出力電力の急減状態を検出する出力電力急減検出回路と、
前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出した過渡応答時に、前記出力電力を低下させるように前記誤差信号を強制的に変更する第１の過渡応答動作回路と、
を具備し、
前記制御回路がオフセット信号を出力するオフセット信号源を有し、
出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出した過渡応答時に、前記出力電力を低下させるように前記オフセット信号を強制的に変更する第２の過渡応答動作回路をさらに具備することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路を駆動制御する制御回路と、
出力電力の急減状態を検出する出力電力急減検出回路と、
入力直流電圧と出力直流電圧を比較する入出力比較回路と、
ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力間に並列に接続された回生スイッチ回路を有し、前記出力直流電圧が前記入力直流電圧より高く、且つ前記出力電力急減検出回路が出力電力の急減状態を検出した過渡応答時に、前記回生スイッチ回路をオン状態とする高速応答回路と、
を具備することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 出力電力急減検出回路が、出力直流電圧の制御目標となる出力目標電圧に対して所定の電圧だけ高い出力上限電圧を設定するよう構成されており、前記出力上限電圧と前記出力直流電圧とを比較する比較回路を有して、前記比較回路の出力に基づき、前記出力直流電圧が前記出力上限電圧より高い期間を前記過渡応答時として検出するよう構成された請求項１、４又は５のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
- ＤＣ−ＤＣコンバータに接続された負荷から、出力電力の急減状態を示す信号が入力されるよう構成された請求項１、４又は５のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
同期スイッチ回路を有し、前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路を駆動制御するスイッチ制御回路と、
前記負荷が軽負荷状態であることを検出する軽負荷検出回路と、
前記スイッチ制御回路の出力と、前記軽負荷検出回路の出力と、出力電力の急減状態か否かを示す信号が入力される同期スイッチ駆動回路と、を具備するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
（１）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態であることを検出し、且つ前記出力電力が急減状態でないとき前記同期スイッチ回路をオフ状態とし、
（２）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態であることを検出し、且つ前記出力電力が急減状態であるとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とし、
（３）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態を検出せず、且つ前記出力電力が急減状態でないとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とし、
（４）前記軽負荷検出回路が軽負荷状態を検出せず、且つ前記出力電力が急減状態であるとき前記スイッチ制御回路からの出力に応じて前記同期スイッチ回路をオンオフ動作状態とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
同期スイッチ回路を有し、前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路及び前記同期スイッチ回路を駆動する制御回路と、
出力電力を急減させることを示す信号が負荷側から入力された過渡応答時に、前記出力電力を低下させるように前記誤差信号を強制的に変更する第１の過渡応答動作回路と、
を具備し、
前記制御回路がオフセット信号を出力するオフセット信号源を有し、
出力電力を急減させることを示す信号が負荷側から入力された過渡応答時に、前記出力電力を低下させるように前記オフセット信号を強制的に変更する第２の過渡応答動作回路をさらに具備することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 入力直流電圧を供給する入力直流電源と、
前記入力直流電圧が入力され所定のオン期間とオフ期間でスイッチング動作する主スイッチ回路と、
前記主スイッチ回路のスイッチング動作により磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタと、
前記主スイッチ回路または前記インダクタの電圧を整流平滑して出力直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路と、
前記出力直流電圧と基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、
前記誤差信号に基づいて前記主スイッチ回路のオンオフ期間を調整し、前記主スイッチ回路を駆動制御する制御回路と、
入力直流電圧と出力直流電圧を比較する入出力比較回路と、
ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力間に並列に接続された回生スイッチ回路を有し、前記出力直流電圧が前記入力直流電圧より高く、且つ出力電力を急減させることを示す信号が負荷側から入力された過渡応答時に、前記回生スイッチ回路をオン状態とする高速応答回路と、
を具備することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
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