JP2003333836A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
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- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1582—Buck-boost converters
Abstract
(57)【要約】
【課題】 バッテリ等から直流電圧を入力し、負荷に制
御された直流電圧を供給する、昇降圧可能なＤＣ−ＤＣ
コンバータの過渡応答速度の向上を計る。 【解決手段】 入出力間に接続されるスイッチと、出力
設定電圧Ｅｓｅｔより所定の電圧だけ低い第１の電圧Ｅ
１と出力直流電圧Ｅｏとの比較結果を出力する第１の比
較回路１３０と、入力直流電圧Ｅｉより所定の電圧だけ
低い第２の電圧Ｅ２と出力直流電圧Ｅｏとの比較結果を
出力する第２の比較回路１３３とを有し、Ｅｏ＜Ｅ１且
つＥｏ＜Ｅ２の場合に前記スイッチをオン状態にする。
これにより、出力直流電圧Ｅｏが設定電圧Ｅｓｅｔに達
するまでのＥｏ応答速度を大幅に向上させることができ
る。
御された直流電圧を供給する、昇降圧可能なＤＣ−ＤＣ
コンバータの過渡応答速度の向上を計る。 【解決手段】 入出力間に接続されるスイッチと、出力
設定電圧Ｅｓｅｔより所定の電圧だけ低い第１の電圧Ｅ
１と出力直流電圧Ｅｏとの比較結果を出力する第１の比
較回路１３０と、入力直流電圧Ｅｉより所定の電圧だけ
低い第２の電圧Ｅ２と出力直流電圧Ｅｏとの比較結果を
出力する第２の比較回路１３３とを有し、Ｅｏ＜Ｅ１且
つＥｏ＜Ｅ２の場合に前記スイッチをオン状態にする。
これにより、出力直流電圧Ｅｏが設定電圧Ｅｓｅｔに達
するまでのＥｏ応答速度を大幅に向上させることができ
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はバッテリ等の直流電
圧を入力とし、負荷に制御された直流電圧を供給するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータであり、特に入力の極性と出力の極
性が同じである入出力非反転で昇圧と降圧が可能なＤＣ
−ＤＣコンバータに関する。
圧を入力とし、負荷に制御された直流電圧を供給するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータであり、特に入力の極性と出力の極
性が同じである入出力非反転で昇圧と降圧が可能なＤＣ
−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】バッテリ等の直流電圧を入力として、入
出力非反転で昇圧又は降圧された直流電圧を負荷に供給
するＤＣ−ＤＣコンバータとしては、特公昭５８−４０
９１３号公報に示されたものがある。図１３はこの特公
昭５８−４０９１３号公報に示されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路図であり、図１４の（ａ）から（ｄ）はその
動作を示す波形図である。
出力非反転で昇圧又は降圧された直流電圧を負荷に供給
するＤＣ−ＤＣコンバータとしては、特公昭５８−４０
９１３号公報に示されたものがある。図１３はこの特公
昭５８−４０９１３号公報に示されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路図であり、図１４の（ａ）から（ｄ）はその
動作を示す波形図である。
【０００３】図１３に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、直流電圧Ｅｉの入力直流電源１の正極１Ａに、第１
のスイッチ２を介して、第１のダイオード３のカソード
が接続されている。ダイオード３のアノードは入力直流
電源１の負極１Ｂに接続されている。ダイオード３のカ
ソードに、インダクタ４を介して第２のスイッチ５の一
方の端子が接続されている。第２のスイッチ５の他方の
端子は負極１Ｂに接続されている。スイッチ２及び５は
半導体スイッチなどの、高速でオンオフ制御が可能なス
イッチである。第２のダイオード６のアノードがインダ
クタ４とスイッチ５の接続点に接続され、カソードは出
力コンデンサ７を介して負極１Ｂに接続されている。出
力コンデンサ７に並列に負荷８が接続され、出力コンデ
ンサ７の両端子間の電圧は出力直流電圧Ｅｏとして負荷
８に印加されている。図１４の（ａ）及び（ｂ）に示す
ように、第１のスイッチ２及び第２のスイッチ５は同じ
スイッチング周期Ｔでオンオフ動作をする。スイッチ２
及びスイッチ５のそれぞれの１スイッチング周期Ｔにお
けるオン時間の割合である時比率をそれぞれδ１、δ２
と表すとき、図に示すように時比率δ１を時比率δ２よ
り大きくしている。時比率を百分率で表すとデューティ
比になる。説明の便宜上、ダイオード３及び６のオン状
態における順方向電圧降下は無視する。
て、直流電圧Ｅｉの入力直流電源１の正極１Ａに、第１
のスイッチ２を介して、第１のダイオード３のカソード
が接続されている。ダイオード３のアノードは入力直流
電源１の負極１Ｂに接続されている。ダイオード３のカ
ソードに、インダクタ４を介して第２のスイッチ５の一
方の端子が接続されている。第２のスイッチ５の他方の
端子は負極１Ｂに接続されている。スイッチ２及び５は
半導体スイッチなどの、高速でオンオフ制御が可能なス
イッチである。第２のダイオード６のアノードがインダ
クタ４とスイッチ５の接続点に接続され、カソードは出
力コンデンサ７を介して負極１Ｂに接続されている。出
力コンデンサ７に並列に負荷８が接続され、出力コンデ
ンサ７の両端子間の電圧は出力直流電圧Ｅｏとして負荷
８に印加されている。図１４の（ａ）及び（ｂ）に示す
ように、第１のスイッチ２及び第２のスイッチ５は同じ
スイッチング周期Ｔでオンオフ動作をする。スイッチ２
及びスイッチ５のそれぞれの１スイッチング周期Ｔにお
けるオン時間の割合である時比率をそれぞれδ１、δ２
と表すとき、図に示すように時比率δ１を時比率δ２よ
り大きくしている。時比率を百分率で表すとデューティ
比になる。説明の便宜上、ダイオード３及び６のオン状
態における順方向電圧降下は無視する。
【０００４】入力直流電源１の電圧Ｅｉは、スイッチ２
及びスイッチ５が共にオンの時インダクタ４に印加され
る。この印加時間は図１４の（ｂ）に示すようにδ２・
Ｔである。この時、入力直流電源１からインダクタ４に
電流が流れ、磁気エネルギーが蓄積される。次に、スイ
ッチ５がオフになると、図１４の（ｄ）のようにダイオ
ード６がオンになり、インダクタ４には入力直流電圧Ｅ
ｉと出力直流電圧Ｅｏの差の電圧Ｅｉ−Ｅｏが印加され
る。印加時間は（δ１−δ２）・Ｔであり、この印加時
間中、インダクタ４を経て入力直流電源１から出力コン
デンサ７へ電流が流れる。最後にスイッチ２がオフにな
ると図１４の（ｃ）に示すようにダイオード３がオンに
なり、インダクタ４には出力直流電圧Ｅｏが逆方向に印
加される。印加時間は（１−δ１）・Ｔであり、この印
加時間中インダクタ４から出力コンデンサ７へ電流が流
れ、蓄積された磁気エネルギーが放出される。このよう
に磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すことにより、
出力コンデンサ７から負荷８へ電力が供給される。イン
ダクタ４の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定
動作状態では、その電圧時間積の和はゼロであるから、
式（１）が成り立つ。
及びスイッチ５が共にオンの時インダクタ４に印加され
る。この印加時間は図１４の（ｂ）に示すようにδ２・
Ｔである。この時、入力直流電源１からインダクタ４に
電流が流れ、磁気エネルギーが蓄積される。次に、スイ
ッチ５がオフになると、図１４の（ｄ）のようにダイオ
ード６がオンになり、インダクタ４には入力直流電圧Ｅ
ｉと出力直流電圧Ｅｏの差の電圧Ｅｉ−Ｅｏが印加され
る。印加時間は（δ１−δ２）・Ｔであり、この印加時
間中、インダクタ４を経て入力直流電源１から出力コン
デンサ７へ電流が流れる。最後にスイッチ２がオフにな
ると図１４の（ｃ）に示すようにダイオード３がオンに
なり、インダクタ４には出力直流電圧Ｅｏが逆方向に印
加される。印加時間は（１−δ１）・Ｔであり、この印
加時間中インダクタ４から出力コンデンサ７へ電流が流
れ、蓄積された磁気エネルギーが放出される。このよう
に磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返すことにより、
出力コンデンサ７から負荷８へ電力が供給される。イン
ダクタ４の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定
動作状態では、その電圧時間積の和はゼロであるから、
式（１）が成り立つ。
【０００５】
【数１】
【０００６】式（１）を整理すると式（２）が得られ
る。
る。
【０００７】
【数２】
【０００８】式（２）は変換特性を表し、δ２＝０の場
合は、式（３）に示すようになり降圧コンバータとして
動作する。
合は、式（３）に示すようになり降圧コンバータとして
動作する。
【０００９】
【数３】
【００１０】δ１＝１の場合は、式（４）に示すように
なり、昇圧コンバータとして動作する。
なり、昇圧コンバータとして動作する。
【００１１】
【数４】
【００１２】スイッチ２及び５の時比率を変化させる制
御をすることにより、式（２）のδ１／（１−δ２）の
値を０から無限大まで設定可能である。即ち、このＤＣ
−ＤＣコンバータは、理論上、任意の入力直流電圧Ｅｉ
から任意の出力直流電圧Ｅｏが得られる昇降圧コンバー
タとして動作する。スイッチ２及び５の時比率を制御す
る手段の一例が、米国特許第４３９５６７５号に示され
ている。図１５はスイッチ２及び５の時比率を制御する
制御部９を含む従来からよく知られているＤＣ−ＤＣコ
ンバータの回路例であり、図１６はその各部の波形図で
ある。
御をすることにより、式（２）のδ１／（１−δ２）の
値を０から無限大まで設定可能である。即ち、このＤＣ
−ＤＣコンバータは、理論上、任意の入力直流電圧Ｅｉ
から任意の出力直流電圧Ｅｏが得られる昇降圧コンバー
タとして動作する。スイッチ２及び５の時比率を制御す
る手段の一例が、米国特許第４３９５６７５号に示され
ている。図１５はスイッチ２及び５の時比率を制御する
制御部９を含む従来からよく知られているＤＣ−ＤＣコ
ンバータの回路例であり、図１６はその各部の波形図で
ある。
【００１３】図１５において、制御部９の誤差増幅回路
２０は、基準電圧源２００、出力直流電圧Ｅｏを検出す
る直列接続の抵抗２０１と抵抗２０２を有する。また基
準電圧源２００の基準電圧Ｅｒと、抵抗２０１と抵抗２
０２とで分圧された検出電圧Ｅｄが入力される誤差増幅
器２０３を有する。誤差増幅器２０３の入出力間には位
相補償コンデンサ２０４が接続され、出力端に誤差電圧
Ｖｅが出力される。発振回路１１は、所定の周期で増減
を繰返すのこぎり波電圧Ｖｔを出力する。のこぎり波電
圧Ｖｔの周期はＴ、振幅はΔＶｔであり、直線的に上昇
して急峻に降下する波形である。パルス幅制御回路１２
は、誤差電圧Ｖｅに所定のオフセット電圧Ｖｏｓを加算
する加算器１２０、加算器１２０の出力（Ｖｅ＋Ｖｏ
ｓ）とのこぎり波電圧Ｖｔとを比較する第１の比較器１
２１及び誤差電圧Ｖｅとのこぎり波電圧Ｖｔとを比較す
る第２の比較器１２２を有する。比較器１２１の出力は
第１のスイッチ２をオンオフする第１の駆動信号Ｖｄ１
であり、比較器１２２出力は第２のスイッチ５をオンオ
フする第２の駆動信号Ｖｄ２である。
２０は、基準電圧源２００、出力直流電圧Ｅｏを検出す
る直列接続の抵抗２０１と抵抗２０２を有する。また基
準電圧源２００の基準電圧Ｅｒと、抵抗２０１と抵抗２
０２とで分圧された検出電圧Ｅｄが入力される誤差増幅
器２０３を有する。誤差増幅器２０３の入出力間には位
相補償コンデンサ２０４が接続され、出力端に誤差電圧
Ｖｅが出力される。発振回路１１は、所定の周期で増減
を繰返すのこぎり波電圧Ｖｔを出力する。のこぎり波電
圧Ｖｔの周期はＴ、振幅はΔＶｔであり、直線的に上昇
して急峻に降下する波形である。パルス幅制御回路１２
は、誤差電圧Ｖｅに所定のオフセット電圧Ｖｏｓを加算
する加算器１２０、加算器１２０の出力（Ｖｅ＋Ｖｏ
ｓ）とのこぎり波電圧Ｖｔとを比較する第１の比較器１
２１及び誤差電圧Ｖｅとのこぎり波電圧Ｖｔとを比較す
る第２の比較器１２２を有する。比較器１２１の出力は
第１のスイッチ２をオンオフする第１の駆動信号Ｖｄ１
であり、比較器１２２出力は第２のスイッチ５をオンオ
フする第２の駆動信号Ｖｄ２である。
【００１４】図１６の（ａ）の波形図は、のこぎり波電
圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ及び加算器１２０の出力電圧（Ｖ
ｅ＋Ｖｏｓ）を示す。図１６の（ｂ）及び（ｃ）はそれ
ぞれ第１の駆動信号Ｖｄ１及び第２の駆動信号Ｖｄ２を
示す。図１６の（ａ）の波形図の左端の範囲Ａではのこ
ぎり波電圧Ｖｔが誤差電圧Ｖｅより大きく、のこぎり波
電圧Ｖｔと出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）の波形が交差して
いる。中央部の範囲Ｂでは、のこぎり波電圧 Ｖｔの波
形と誤差電圧Ｖｅの波形が交差している。また右端の範
囲Ｃでは、のこぎり波電圧Ｖｔは誤差電圧Ｖｅより小さ
い。図１５に示す制御部９の動作を図１６の（ａ）から
（ｃ）を参照しながら説明する。誤差増幅回路２０の出
力の誤差電圧Ｖｅは、出力直流電圧Ｅｏの抵抗２０１と
抵抗２０２による検出電圧Ｅｄが、基準電圧源２００の
基準電圧Ｅｒより高くなると低下し、低くなると上昇す
る。即ち、入力直流電圧Ｅｉが高くなったり、負荷８が
軽くなって出力直流電圧Ｅｏが上昇しようとすると誤差
電圧Ｖｅは低下する。逆に、入力直流電圧Ｅｉが低くな
ったり、負荷８が重くなって出力直流電圧Ｅｏが下降し
ようとすると誤差電圧Ｖｅは上昇する。
圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ及び加算器１２０の出力電圧（Ｖ
ｅ＋Ｖｏｓ）を示す。図１６の（ｂ）及び（ｃ）はそれ
ぞれ第１の駆動信号Ｖｄ１及び第２の駆動信号Ｖｄ２を
示す。図１６の（ａ）の波形図の左端の範囲Ａではのこ
ぎり波電圧Ｖｔが誤差電圧Ｖｅより大きく、のこぎり波
電圧Ｖｔと出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）の波形が交差して
いる。中央部の範囲Ｂでは、のこぎり波電圧 Ｖｔの波
形と誤差電圧Ｖｅの波形が交差している。また右端の範
囲Ｃでは、のこぎり波電圧Ｖｔは誤差電圧Ｖｅより小さ
い。図１５に示す制御部９の動作を図１６の（ａ）から
（ｃ）を参照しながら説明する。誤差増幅回路２０の出
力の誤差電圧Ｖｅは、出力直流電圧Ｅｏの抵抗２０１と
抵抗２０２による検出電圧Ｅｄが、基準電圧源２００の
基準電圧Ｅｒより高くなると低下し、低くなると上昇す
る。即ち、入力直流電圧Ｅｉが高くなったり、負荷８が
軽くなって出力直流電圧Ｅｏが上昇しようとすると誤差
電圧Ｖｅは低下する。逆に、入力直流電圧Ｅｉが低くな
ったり、負荷８が重くなって出力直流電圧Ｅｏが下降し
ようとすると誤差電圧Ｖｅは上昇する。
【００１５】まず、入力直流電圧Ｅｉが高く、図１６の
（ａ）の範囲Ａのように、のこぎり波電圧Ｖｔが誤差電
圧Ｖｅより大きい場合、駆動信号Ｖｄ２は常時論理レベ
ルＬの信号であり（以下、論理レベルＬの信号を単に
“Ｌ”と記す）、スイッチ５はオフ状態を保つ。従って
スイッチ５の時比率δ２は零（δ２＝０）である。スイ
ッチ２は駆動信号Ｖｄ１によってオンオフされ、その時
比率δ１は誤差電圧Ｖｅが低下するほど小さくなる。こ
の場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｅｉと出力電
圧Ｅｏの関係は式（３）で表され、ＤＣ−ＤＣコンバー
タは降圧コンバータとして動作する。次に入力直流電圧
Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの差が少なくのこぎり波電圧Ｖ
ｔ、誤差電圧Ｖｅ及び加算器１２０の出力電圧（Ｖｅ＋
Ｖｏｓ）が図１６の（ａ）の範囲Ｂのように交差する場
合、スイッチ２は駆動信号Ｖｄ１によってオンオフ動作
をし、スイッチ５は駆動信号Ｖｄ２によってオンオフ動
作をする。時比率δ１及び時比率δ２は誤差電圧Ｖｅが
低下するほど小さくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力電圧Ｅｉと出力電圧Ｅｏの関係は式（２）で
表され、ＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧降圧コンバータと
して動作する。
（ａ）の範囲Ａのように、のこぎり波電圧Ｖｔが誤差電
圧Ｖｅより大きい場合、駆動信号Ｖｄ２は常時論理レベ
ルＬの信号であり（以下、論理レベルＬの信号を単に
“Ｌ”と記す）、スイッチ５はオフ状態を保つ。従って
スイッチ５の時比率δ２は零（δ２＝０）である。スイ
ッチ２は駆動信号Ｖｄ１によってオンオフされ、その時
比率δ１は誤差電圧Ｖｅが低下するほど小さくなる。こ
の場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｅｉと出力電
圧Ｅｏの関係は式（３）で表され、ＤＣ−ＤＣコンバー
タは降圧コンバータとして動作する。次に入力直流電圧
Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの差が少なくのこぎり波電圧Ｖ
ｔ、誤差電圧Ｖｅ及び加算器１２０の出力電圧（Ｖｅ＋
Ｖｏｓ）が図１６の（ａ）の範囲Ｂのように交差する場
合、スイッチ２は駆動信号Ｖｄ１によってオンオフ動作
をし、スイッチ５は駆動信号Ｖｄ２によってオンオフ動
作をする。時比率δ１及び時比率δ２は誤差電圧Ｖｅが
低下するほど小さくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力電圧Ｅｉと出力電圧Ｅｏの関係は式（２）で
表され、ＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧降圧コンバータと
して動作する。
【００１６】入力直流電圧Ｅｉが低く、のこぎり波電圧
Ｖｔが、図１６の（ａ）の範囲Ｃのように、出力（Ｖｅ
＋Ｖｏｓ）より小さい場合、駆動信号Ｖｄ１は常時論理
レベルＨの信号であり（以下、論理レベルＨの信号を単
に、“Ｈ”と記す）、スイッチ２はオン状態を保つ。従
ってスイッチ２の時比率δ１は１（δ１＝１）である。
一方、駆動信号Ｖｄ２によってオンオフされるスイッチ
５の時比率δ２は誤差電圧Ｖｅが上昇するほど大きくな
る。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｅｉと
出力電圧Ｅｏの関係は式（４）で表され、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは昇圧コンバータとして動作する。
Ｖｔが、図１６の（ａ）の範囲Ｃのように、出力（Ｖｅ
＋Ｖｏｓ）より小さい場合、駆動信号Ｖｄ１は常時論理
レベルＨの信号であり（以下、論理レベルＨの信号を単
に、“Ｈ”と記す）、スイッチ２はオン状態を保つ。従
ってスイッチ２の時比率δ１は１（δ１＝１）である。
一方、駆動信号Ｖｄ２によってオンオフされるスイッチ
５の時比率δ２は誤差電圧Ｖｅが上昇するほど大きくな
る。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｅｉと
出力電圧Ｅｏの関係は式（４）で表され、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは昇圧コンバータとして動作する。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】昇圧と降圧が可能なＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧の設定の自由度が
大きいので、負荷の状況に応じて出力直流電圧の設定値
を適宜変更するといった使い方をすることがある。この
ような場合には、基準電圧源２００の基準電圧Ｅｒを負
荷８からの信号によって変更する。この変更時に出力直
流電圧Ｅｏが、基準電圧Ｅｒの変化に応じて変化する速
度である「応答速度」は速い方が望ましい。上記の従来
のＤＣ−ＤＣコンバータでは、応答速度は誤差増幅器２
０３から出力される誤差信号Ｖｅの変化速度に依存す
る。ＤＣ−ＤＣコンバータの制御系では安定性の確保の
ため、例えば、誤差増幅器２０３の入出力間に位相補償
コンデンサ２０４を接続している。位相補償コンデンサ
２０４の接続によって誤差増幅器２０３の応答速度は遅
くなり、そのカットオフ周波数はスイッチング周波数の
数十分の１程度になるのが一般的である。スイッチング
周波数は通常数十〜数百ｋＨｚの範囲にある。このため
ＤＣ−ＤＣコンバータの応答時間は、基準電圧が階段状
の変化した場合には数百マイクロ秒を要している。数百
マイクロ秒の応答時間は、ＤＣ−ＤＣコンバータを各種
の電子装置に適用する上で十分短いとは言えず、各種の
電子装置における負荷の変動に十分対応できないという
問題があった。本発明は、上記の問題を解決して応答速
度を向上させた昇降圧が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを
提供することを目的とする。
Ｃ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧の設定の自由度が
大きいので、負荷の状況に応じて出力直流電圧の設定値
を適宜変更するといった使い方をすることがある。この
ような場合には、基準電圧源２００の基準電圧Ｅｒを負
荷８からの信号によって変更する。この変更時に出力直
流電圧Ｅｏが、基準電圧Ｅｒの変化に応じて変化する速
度である「応答速度」は速い方が望ましい。上記の従来
のＤＣ−ＤＣコンバータでは、応答速度は誤差増幅器２
０３から出力される誤差信号Ｖｅの変化速度に依存す
る。ＤＣ−ＤＣコンバータの制御系では安定性の確保の
ため、例えば、誤差増幅器２０３の入出力間に位相補償
コンデンサ２０４を接続している。位相補償コンデンサ
２０４の接続によって誤差増幅器２０３の応答速度は遅
くなり、そのカットオフ周波数はスイッチング周波数の
数十分の１程度になるのが一般的である。スイッチング
周波数は通常数十〜数百ｋＨｚの範囲にある。このため
ＤＣ−ＤＣコンバータの応答時間は、基準電圧が階段状
の変化した場合には数百マイクロ秒を要している。数百
マイクロ秒の応答時間は、ＤＣ−ＤＣコンバータを各種
の電子装置に適用する上で十分短いとは言えず、各種の
電子装置における負荷の変動に十分対応できないという
問題があった。本発明は、上記の問題を解決して応答速
度を向上させた昇降圧が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを
提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明に係るＤＣ−ＤＣ
コンバータは、入力端から入力される直流電流を断続す
るスイッチ手段、前記スイッチ手段により断続される電
流により電磁エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダ
クタ、前記インダクタの出力端に発生する電圧を整流平
滑して得られる出力直流電圧と、所定の基準電圧とを比
較して誤差電圧を出力する誤差増幅回路及び前記誤差電
圧に基づいて前記スイッチ手段の断続状態を制御するパ
ルス幅制御回路を有し、前記出力直流電圧を、前記直流
入力の電圧に対して昇圧又は降圧して所定の出力設定電
圧に等しくなるように制御するＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端と出力端の
間に接続されたスイッチ、前記出力設定電圧より低い第
１の電圧と前記出力直流電圧とを比較し、比較結果の出
力を得る第１の比較回路、前記入力直流電圧より低い第
２の電圧と前記出力直流電圧とを比較し、比較結果の出
力を得る第２の比較回路及び、前記第１の比較回路の出
力と前記第２の比較回路の出力が入力され、前記出力直
流電圧が前記第１の電圧及び前記第２の電圧より低い場
合に前記スイッチをオン状態にする駆動回路を有する。
コンバータは、入力端から入力される直流電流を断続す
るスイッチ手段、前記スイッチ手段により断続される電
流により電磁エネルギーの蓄積と放出を繰り返すインダ
クタ、前記インダクタの出力端に発生する電圧を整流平
滑して得られる出力直流電圧と、所定の基準電圧とを比
較して誤差電圧を出力する誤差増幅回路及び前記誤差電
圧に基づいて前記スイッチ手段の断続状態を制御するパ
ルス幅制御回路を有し、前記出力直流電圧を、前記直流
入力の電圧に対して昇圧又は降圧して所定の出力設定電
圧に等しくなるように制御するＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端と出力端の
間に接続されたスイッチ、前記出力設定電圧より低い第
１の電圧と前記出力直流電圧とを比較し、比較結果の出
力を得る第１の比較回路、前記入力直流電圧より低い第
２の電圧と前記出力直流電圧とを比較し、比較結果の出
力を得る第２の比較回路及び、前記第１の比較回路の出
力と前記第２の比較回路の出力が入力され、前記出力直
流電圧が前記第１の電圧及び前記第２の電圧より低い場
合に前記スイッチをオン状態にする駆動回路を有する。
【００１９】本発明の他の観点のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、入力端に印加される入力直流電圧を変換して出力端
から所望の出力直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、前記入力端と前記出力端との間を開閉する
スイッチ及び前記出力直流電圧の所望値である出力設定
電圧より低い第１の電圧、及び前記入力電圧より低い第
２の電圧を設定し、前記出力直流電圧が前記第１の電圧
及び第２の電圧より低いとき、前記スイッチを閉にする
制御手段を有することを特徴とする。上記の各発明によ
れば、出力端の出力直流電圧が低下して第１及び第２の
電圧より低くなったとき、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力
端と出力端の間に接続されたスイッチをオン状態にする
ことにより、入力端から出力端に直接電流が供給され、
出力端の電圧を急速に上昇させることができる。
は、入力端に印加される入力直流電圧を変換して出力端
から所望の出力直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、前記入力端と前記出力端との間を開閉する
スイッチ及び前記出力直流電圧の所望値である出力設定
電圧より低い第１の電圧、及び前記入力電圧より低い第
２の電圧を設定し、前記出力直流電圧が前記第１の電圧
及び第２の電圧より低いとき、前記スイッチを閉にする
制御手段を有することを特徴とする。上記の各発明によ
れば、出力端の出力直流電圧が低下して第１及び第２の
電圧より低くなったとき、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力
端と出力端の間に接続されたスイッチをオン状態にする
ことにより、入力端から出力端に直接電流が供給され、
出力端の電圧を急速に上昇させることができる。
【００２０】本発明の他の観点のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、入力端から入力される電流を断続するスイッチ手
段、前記スイッチ手段による電流の断続に応じて電磁エ
ネルギーの蓄積と放出をするインダクタ、前記インダク
タによる電磁エネルギーの蓄積と放出により得られる電
流で充電されて出力端に出力直流電圧を得るコンデン
サ、前記出力直流電圧を所定の基準電圧と比較して、誤
差電圧を出力する誤差増幅回路、所定のデューティ比の
パルス信号を前記スイッチ手段に印加するとともに、前
記誤差電圧に基づいて前記出力直流電圧が所望の電圧と
なるように前記デューティ比を制御するパルス幅制御回
路、前記出力直流電圧を所定の基準電圧と比較して、前
記出力直流電圧が前記所望の電圧より高くなったとき比
較結果の信号を出力する比較回路、及び前記比較回路の
比較結果の信号により駆動され、前記コンデンサの電荷
を放電する放電スイッチを有する。上記の発明によれ
ば、出力端の出力直流電圧が所望の電圧より高くなった
とき放電スイッチを駆動することにより、前記コンデン
サの電荷が放電され、出力直流電圧を急速に低下させる
ことができる。
は、入力端から入力される電流を断続するスイッチ手
段、前記スイッチ手段による電流の断続に応じて電磁エ
ネルギーの蓄積と放出をするインダクタ、前記インダク
タによる電磁エネルギーの蓄積と放出により得られる電
流で充電されて出力端に出力直流電圧を得るコンデン
サ、前記出力直流電圧を所定の基準電圧と比較して、誤
差電圧を出力する誤差増幅回路、所定のデューティ比の
パルス信号を前記スイッチ手段に印加するとともに、前
記誤差電圧に基づいて前記出力直流電圧が所望の電圧と
なるように前記デューティ比を制御するパルス幅制御回
路、前記出力直流電圧を所定の基準電圧と比較して、前
記出力直流電圧が前記所望の電圧より高くなったとき比
較結果の信号を出力する比較回路、及び前記比較回路の
比較結果の信号により駆動され、前記コンデンサの電荷
を放電する放電スイッチを有する。上記の発明によれ
ば、出力端の出力直流電圧が所望の電圧より高くなった
とき放電スイッチを駆動することにより、前記コンデン
サの電荷が放電され、出力直流電圧を急速に低下させる
ことができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】本発明の好適な実施例のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを図１から図１２を参照して説明する。 ≪第１実施例≫本発明の第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバ
ータを図１から図４を参照して説明する。図１は本発明
の第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
図１において、直流電圧Ｅｉの入力直流電源１の正極１
Ａに、第１のスイッチ２を介して、第１のダイオード３
のカソードが接続されている。ダイオード３のアノード
は回路クランドＧである入力直接電源１の負極に接続さ
れている。ダイオード３のカソードに、インダクタ４を
介して第２のスイッチ５の一端が接続され、スイッチ５
の他端は回路グランドＧに接続されている。スイッチ２
及び５は例えば半導体スイッチであり、制御部９から印
加されるそれぞれの駆動信号Ｖｄ１、Ｖｄ２により開閉
制御される。インダクタ４とスイッチ５の接続点に第２
のダイオード６のアノードが接続され、ダイオード６の
カソードは出力コンデンサ７を介して回路グランドＧに
接続されている。出力コンデンサ７の正極側の出力端子
５０と回路グランドＧ間に負荷８が接続され、コンデン
サ７の両端子間の出力直流電圧Ｅｏが負荷８に印加され
る。出力直流電圧Ｅｏは制御部９の誤差増幅回路１０に
入力されている。
Ｃコンバータを図１から図１２を参照して説明する。 ≪第１実施例≫本発明の第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバ
ータを図１から図４を参照して説明する。図１は本発明
の第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
図１において、直流電圧Ｅｉの入力直流電源１の正極１
Ａに、第１のスイッチ２を介して、第１のダイオード３
のカソードが接続されている。ダイオード３のアノード
は回路クランドＧである入力直接電源１の負極に接続さ
れている。ダイオード３のカソードに、インダクタ４を
介して第２のスイッチ５の一端が接続され、スイッチ５
の他端は回路グランドＧに接続されている。スイッチ２
及び５は例えば半導体スイッチであり、制御部９から印
加されるそれぞれの駆動信号Ｖｄ１、Ｖｄ２により開閉
制御される。インダクタ４とスイッチ５の接続点に第２
のダイオード６のアノードが接続され、ダイオード６の
カソードは出力コンデンサ７を介して回路グランドＧに
接続されている。出力コンデンサ７の正極側の出力端子
５０と回路グランドＧ間に負荷８が接続され、コンデン
サ７の両端子間の出力直流電圧Ｅｏが負荷８に印加され
る。出力直流電圧Ｅｏは制御部９の誤差増幅回路１０に
入力されている。
【００２２】誤差増幅回路１０において、出力端子５０
と回路グランドＧ間に、抵抗１０１、１０２及び１０３
がこの順序で直列接続されている。抵抗１０２と１０３
の接続点は増幅器１０４の反転入力端に接続され、接続
点の電圧Ｅｄ２が印加される。誤差増幅器１０４の非反
転入力端には電圧可変型の基準電圧源１００の正の基準
電圧Ｅｒが印加されている。
と回路グランドＧ間に、抵抗１０１、１０２及び１０３
がこの順序で直列接続されている。抵抗１０２と１０３
の接続点は増幅器１０４の反転入力端に接続され、接続
点の電圧Ｅｄ２が印加される。誤差増幅器１０４の非反
転入力端には電圧可変型の基準電圧源１００の正の基準
電圧Ｅｒが印加されている。
【００２３】基準電圧源１００の基準電圧Ｅｒは入力直
流電圧Ｅｉより低い範囲で負荷８に設けられた制御部
（図示省略）からの制御信号により制御されて変化す
る。基準電圧の制御は負荷８以外の、例えば外部回路等
で行ってもよい。誤差増幅器１０４の反転入力端と出力
端との間には位相補償コンデンサ１０５が接続されてい
る。この位相補償コンデンサ１０５の接続により、誤差
増幅器１０４の応答速度は図１５の誤差増幅回路２０３
の応答速度と同程度になる。
流電圧Ｅｉより低い範囲で負荷８に設けられた制御部
（図示省略）からの制御信号により制御されて変化す
る。基準電圧の制御は負荷８以外の、例えば外部回路等
で行ってもよい。誤差増幅器１０４の反転入力端と出力
端との間には位相補償コンデンサ１０５が接続されてい
る。この位相補償コンデンサ１０５の接続により、誤差
増幅器１０４の応答速度は図１５の誤差増幅回路２０３
の応答速度と同程度になる。
【００２４】誤差増幅器１０４の出力端は、パルス幅制
御回路１２内の比較器１２２の反転入力端に接続され、
出力の誤差電Ｖｅが印加される。また誤差増幅器１０４
の出力端は、加算器１２０を介して比較器１２１の反転
入力端にも接続されている。加算器１２０は、比較器１
０４の出力の誤差電圧Ｖｅに、所定のオフセット電圧Ｖ
ｏｓを加算して、加算結果の電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）を比
較器１２１の反転入力端に印加する。比較器１２１、１
２２のそれぞれの非反転入力端には発振回路１１の出力
端が接続されている。発振回路１１は、レベルが直線的
に上昇し、一定のレベルに達すると急速に下降する変化
を周期Ｔで繰り返す振幅ΔＶｔのこぎり波電圧Ｖｔを出
力する。比較器１２１の出力の第１の駆動信号Ｖｄ１は
スイッチ２に印加され、スイッチ２の開閉を制御する。
比較器１２２の出力の第２の駆動信号Ｖｄ２はスイッチ
５に印加され、スイッチ５の開閉を制御する。
御回路１２内の比較器１２２の反転入力端に接続され、
出力の誤差電Ｖｅが印加される。また誤差増幅器１０４
の出力端は、加算器１２０を介して比較器１２１の反転
入力端にも接続されている。加算器１２０は、比較器１
０４の出力の誤差電圧Ｖｅに、所定のオフセット電圧Ｖ
ｏｓを加算して、加算結果の電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）を比
較器１２１の反転入力端に印加する。比較器１２１、１
２２のそれぞれの非反転入力端には発振回路１１の出力
端が接続されている。発振回路１１は、レベルが直線的
に上昇し、一定のレベルに達すると急速に下降する変化
を周期Ｔで繰り返す振幅ΔＶｔのこぎり波電圧Ｖｔを出
力する。比較器１２１の出力の第１の駆動信号Ｖｄ１は
スイッチ２に印加され、スイッチ２の開閉を制御する。
比較器１２２の出力の第２の駆動信号Ｖｄ２はスイッチ
５に印加され、スイッチ５の開閉を制御する。
【００２５】誤差増幅回路１０内の抵抗１０１と１０２
により分圧された検出電圧Ｅｄ１は、応答高速化回路１
３内の第１の比較回路である比較器１３０と第２の比較
回路である１３３のそれぞれの非反転入力端に印加され
ている。比較器１３０の反転入力端には基準電圧源１０
０の基準電圧Ｅｒが印加されている。応答高速化回路１
３は本実施例に特有の回路であり、これにより以下に詳
しく説明するように、ＤＣ−ＤＣコンバータの応答速度
が速くなる。
により分圧された検出電圧Ｅｄ１は、応答高速化回路１
３内の第１の比較回路である比較器１３０と第２の比較
回路である１３３のそれぞれの非反転入力端に印加され
ている。比較器１３０の反転入力端には基準電圧源１０
０の基準電圧Ｅｒが印加されている。応答高速化回路１
３は本実施例に特有の回路であり、これにより以下に詳
しく説明するように、ＤＣ−ＤＣコンバータの応答速度
が速くなる。
【００２６】比較器１３３の反転入力端は抵抗１３１を
介して入力直流電源１の正極１Ａに接続されるととも
に、抵抗１３２を介して回路グランドＧに接続されてい
る。比較器１３３の反転入力端の電圧をＥｃ１とする。
比較器１３０及び１３３のそれぞれの出力端は、ＮＯＲ
回路１３４の２の入力端にそれぞれ接続されている。Ｎ
ＯＲ回路１３４の出力端は、スイッチ１３５の制御入力
端に接続されている。
介して入力直流電源１の正極１Ａに接続されるととも
に、抵抗１３２を介して回路グランドＧに接続されてい
る。比較器１３３の反転入力端の電圧をＥｃ１とする。
比較器１３０及び１３３のそれぞれの出力端は、ＮＯＲ
回路１３４の２の入力端にそれぞれ接続されている。Ｎ
ＯＲ回路１３４の出力端は、スイッチ１３５の制御入力
端に接続されている。
【００２７】出力端子５０と入力直流電源１の正極１Ａ
との間には、前記のスイッチ１３５が抵抗１３６を介し
て接続されている。スイッチ１３５は、ＮＯＲ回路１３
４の出力Ｖｄ１３により開閉される半導体スイッチ等で
ある。スイッチ１３５は、後で説明するように、閉とな
ったとき直流入力電源１の正極１Ａと出力端子５０とを
接続する。これにより、出力直流電圧Ｅｏが入力直流電
圧Ｅｉより低いとき直流入力電源１からの電流によりコ
ンデンサ７が充電される。そこでスイッチ１３５を以後
充電スイッチ１３５ということにする。
との間には、前記のスイッチ１３５が抵抗１３６を介し
て接続されている。スイッチ１３５は、ＮＯＲ回路１３
４の出力Ｖｄ１３により開閉される半導体スイッチ等で
ある。スイッチ１３５は、後で説明するように、閉とな
ったとき直流入力電源１の正極１Ａと出力端子５０とを
接続する。これにより、出力直流電圧Ｅｏが入力直流電
圧Ｅｉより低いとき直流入力電源１からの電流によりコ
ンデンサ７が充電される。そこでスイッチ１３５を以後
充電スイッチ１３５ということにする。
【００２８】次に本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動
作について、図２及び図３を参照して説明する。本実施
例の動作の説明において用いる用語を以下に説明する。
出力直流電圧Ｅｏは出力端子５０の電圧である。出力設
定電圧Ｅｓｅｔは、出力直流電圧Ｅｏの目標値であり、
負荷８の所望の電圧値として、負荷８内の設定回路、例
えばメモリ及び基準電源を含む電圧設定回路により設定
される。基準電圧源１００の基準電圧Ｅｒは、負荷８の
制御により変更可能な電圧である。負荷８内において、
出力設定電圧Ｅｓｅｔと基準電圧Ｅｒは所定の対応関係
をもってテーブル等にあらかじめ設定されており、所望
の出力設定電圧Ｅｓｅｔに対応する基準電圧Ｅｒが基準
電圧源１００において設定されるようになされている。
パルス幅制御回路１２は発振回路１１ののこぎり波信号
Ｖｔから駆動信号Ｖｄ１及びＶｄ２を生成し、それぞれ
スイッチ２及び５に印加している。
作について、図２及び図３を参照して説明する。本実施
例の動作の説明において用いる用語を以下に説明する。
出力直流電圧Ｅｏは出力端子５０の電圧である。出力設
定電圧Ｅｓｅｔは、出力直流電圧Ｅｏの目標値であり、
負荷８の所望の電圧値として、負荷８内の設定回路、例
えばメモリ及び基準電源を含む電圧設定回路により設定
される。基準電圧源１００の基準電圧Ｅｒは、負荷８の
制御により変更可能な電圧である。負荷８内において、
出力設定電圧Ｅｓｅｔと基準電圧Ｅｒは所定の対応関係
をもってテーブル等にあらかじめ設定されており、所望
の出力設定電圧Ｅｓｅｔに対応する基準電圧Ｅｒが基準
電圧源１００において設定されるようになされている。
パルス幅制御回路１２は発振回路１１ののこぎり波信号
Ｖｔから駆動信号Ｖｄ１及びＶｄ２を生成し、それぞれ
スイッチ２及び５に印加している。
【００２９】パルス幅制御回路１２の駆動信号Ｖｄ１，
Ｖｄ２により、スイッチ２とスイッチ５が共に閉（以
下、オンという）になると、インダクタ４に入力直流電
圧Ｅｉが印加される。ダイオード３、インダクタ４及び
ダイオード６は直列に接続されており、ダイオード３と
ダイオード６が共にオンになるのでインダクタ４の電圧
が出力コンデンサ７に印加される。誤差増幅回路１０に
おいて、抵抗１０２、１０３の接続点の検出電圧Ｅｄ２
と基準電圧Ｅｒとが等しくなる場合、出力直流電圧Ｅｏ
は出力設定電圧Ｅｓｅｔに等しくなる。出力設定電圧Ｅ
ｓｅｔは出力直流電圧Ｅｏの目標値であり、出力直流電
圧Ｅｏが、出力設定電圧Ｅｓｅｔになるように基準電圧
Ｅｒを決める。
Ｖｄ２により、スイッチ２とスイッチ５が共に閉（以
下、オンという）になると、インダクタ４に入力直流電
圧Ｅｉが印加される。ダイオード３、インダクタ４及び
ダイオード６は直列に接続されており、ダイオード３と
ダイオード６が共にオンになるのでインダクタ４の電圧
が出力コンデンサ７に印加される。誤差増幅回路１０に
おいて、抵抗１０２、１０３の接続点の検出電圧Ｅｄ２
と基準電圧Ｅｒとが等しくなる場合、出力直流電圧Ｅｏ
は出力設定電圧Ｅｓｅｔに等しくなる。出力設定電圧Ｅ
ｓｅｔは出力直流電圧Ｅｏの目標値であり、出力直流電
圧Ｅｏが、出力設定電圧Ｅｓｅｔになるように基準電圧
Ｅｒを決める。
【００３０】抵抗１０１と抵抗１０２との接続点の検出
電圧Ｅｄ１と基準電圧Ｅｒとが等しくなる場合の出力直
流電圧Ｅｏを第１の電圧Ｅ１という。電圧Ｅ１は、検出
電圧Ｅｄ２と基準電圧Ｅｒとが等しくなる場合の出力直
流電圧である出力設定電圧Ｅｓｅｔより低い。比較器１
３０は、基準電圧Ｅｒと検出電圧Ｅｄ１とを比較し、検
出電圧Ｅｄ１が基準電圧Ｅｒよりも高い場合には論理レ
ベルＨの信号（以下、論理レベルＨの信号を単に“Ｈ”
と記す）を出力する。その結果比較器１３０は間接的に
出力直流電圧Ｅｏと電圧Ｅ１とを比較することになる。
比較器１３０は第１の比較回路に相当する。抵抗１３１
と抵抗１３２との接続点の電圧Ｅｃ１と、検出電圧Ｅｄ
１とが等しいときの出力直流電圧Ｅｏを第２の電圧Ｅ２
という。電圧Ｅ２は入力直流電圧Ｅｉより所定の電圧だ
け低く設定される。比較器１３３は間接的にＤＣ−ＤＣ
コンバータの入出力直流電圧を比較し、出力直流電圧Ｅ
ｏが電圧Ｅ２よりも高い場合に“Ｈ”を出力する。スイ
ッチ１３５は第１の駆動回路であるＮＯＲ回路１３４の
出力によって駆動される。
電圧Ｅｄ１と基準電圧Ｅｒとが等しくなる場合の出力直
流電圧Ｅｏを第１の電圧Ｅ１という。電圧Ｅ１は、検出
電圧Ｅｄ２と基準電圧Ｅｒとが等しくなる場合の出力直
流電圧である出力設定電圧Ｅｓｅｔより低い。比較器１
３０は、基準電圧Ｅｒと検出電圧Ｅｄ１とを比較し、検
出電圧Ｅｄ１が基準電圧Ｅｒよりも高い場合には論理レ
ベルＨの信号（以下、論理レベルＨの信号を単に“Ｈ”
と記す）を出力する。その結果比較器１３０は間接的に
出力直流電圧Ｅｏと電圧Ｅ１とを比較することになる。
比較器１３０は第１の比較回路に相当する。抵抗１３１
と抵抗１３２との接続点の電圧Ｅｃ１と、検出電圧Ｅｄ
１とが等しいときの出力直流電圧Ｅｏを第２の電圧Ｅ２
という。電圧Ｅ２は入力直流電圧Ｅｉより所定の電圧だ
け低く設定される。比較器１３３は間接的にＤＣ−ＤＣ
コンバータの入出力直流電圧を比較し、出力直流電圧Ｅ
ｏが電圧Ｅ２よりも高い場合に“Ｈ”を出力する。スイ
ッチ１３５は第１の駆動回路であるＮＯＲ回路１３４の
出力によって駆動される。
【００３１】以下に第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ
の動作を詳細に説明する。まず、負荷が一定で変動しな
い定常状態の動作を説明する。制御部９によってスイッ
チ２及びスイッチ５は同じスイッチング周期Ｔでオンオ
フ動作をする。この動作は図１３の従来のＤＣ−ＤＣコ
ンバータのスイッチ２及び５の動作と同じであるので、
以下図１４を参照して説明する。スイッチ２及びイッチ
５の１スイッチング周期Ｔにおけるオン時間の割合であ
る時比率を、それぞれδ１及びδ２とする。スイッチ５
がオン状態となる期間はスイッチ２もオン状態であるよ
うに、δ１＞δ２とする。説明の便宜上、第１及び第２
のダイオード３，６のオン状態における順方向電圧降下
は無視する。
の動作を詳細に説明する。まず、負荷が一定で変動しな
い定常状態の動作を説明する。制御部９によってスイッ
チ２及びスイッチ５は同じスイッチング周期Ｔでオンオ
フ動作をする。この動作は図１３の従来のＤＣ−ＤＣコ
ンバータのスイッチ２及び５の動作と同じであるので、
以下図１４を参照して説明する。スイッチ２及びイッチ
５の１スイッチング周期Ｔにおけるオン時間の割合であ
る時比率を、それぞれδ１及びδ２とする。スイッチ５
がオン状態となる期間はスイッチ２もオン状態であるよ
うに、δ１＞δ２とする。説明の便宜上、第１及び第２
のダイオード３，６のオン状態における順方向電圧降下
は無視する。
【００３２】スイッチ２とスイッチ５が共にオン状態の
時、入力直流電源１の電圧Ｅｉがインダクタ４に印加さ
れる。この期間はδ２・Ｔである。この状態で、入力直
流電源１からインダクタ４に電流が流れ、インダクタ４
に磁気エネルギーが蓄積される。次に、スイッチ５がオ
フになると、ダイオード６がオン状態となり、インダク
タ４には入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの差電圧
Ｅｉ−Ｅｏが印加される。この期間は（δ１−δ２）・
Ｔで表され、この期間中インダクタ４を介して入力直流
電源１から出力コンデンサ７へ電流が流れる。最後に、
スイッチ２とスイッチ５が共にオフ状態の時、ダイオー
ド３がオン状態となり、インダクタ４には出力直流電圧
Ｅｏが逆方向に印加される。この期間は（１−δ１）・
Ｔで表され、インダクタ４から出力コンデンサ７へ電流
が流れ、蓄積された磁気エネルギーが放出される。
時、入力直流電源１の電圧Ｅｉがインダクタ４に印加さ
れる。この期間はδ２・Ｔである。この状態で、入力直
流電源１からインダクタ４に電流が流れ、インダクタ４
に磁気エネルギーが蓄積される。次に、スイッチ５がオ
フになると、ダイオード６がオン状態となり、インダク
タ４には入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの差電圧
Ｅｉ−Ｅｏが印加される。この期間は（δ１−δ２）・
Ｔで表され、この期間中インダクタ４を介して入力直流
電源１から出力コンデンサ７へ電流が流れる。最後に、
スイッチ２とスイッチ５が共にオフ状態の時、ダイオー
ド３がオン状態となり、インダクタ４には出力直流電圧
Ｅｏが逆方向に印加される。この期間は（１−δ１）・
Ｔで表され、インダクタ４から出力コンデンサ７へ電流
が流れ、蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００３３】このように磁気エネルギーの蓄積と放出の
動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ７から負荷
８へ電力が供給される。インダクタ４の磁気エネルギー
の蓄積と放出が均衡する安定動作状態においては、その
電圧時間積の和はゼロであるから、従来のＤＣ−ＤＣコ
ンバータと同様の式（１）が成り立つ。入力電圧Ｅｉと
出力電圧Ｅｏ間には式（２）に示す関係があり、これを
変換特性という。δ２＝０の場合も同様に式（３）が成
り立ち、降圧コンバータとして動作する。また、δ１＝
１の場合も同様に式（４）が成り立ち、昇圧コンバータ
として動作する。スイッチ２及び５の時比率δ１，δ２
を制御することにより、δ１／（１−δ２）の値を０か
ら無限大までの任意の値に設定可能である。即ち、ＤＣ
−ＤＣコンバータは任意の入力直流電圧Ｅｉから任意の
出力直流電圧Ｅｏが得られる昇降圧コンバータとして動
作する。
動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ７から負荷
８へ電力が供給される。インダクタ４の磁気エネルギー
の蓄積と放出が均衡する安定動作状態においては、その
電圧時間積の和はゼロであるから、従来のＤＣ−ＤＣコ
ンバータと同様の式（１）が成り立つ。入力電圧Ｅｉと
出力電圧Ｅｏ間には式（２）に示す関係があり、これを
変換特性という。δ２＝０の場合も同様に式（３）が成
り立ち、降圧コンバータとして動作する。また、δ１＝
１の場合も同様に式（４）が成り立ち、昇圧コンバータ
として動作する。スイッチ２及び５の時比率δ１，δ２
を制御することにより、δ１／（１−δ２）の値を０か
ら無限大までの任意の値に設定可能である。即ち、ＤＣ
−ＤＣコンバータは任意の入力直流電圧Ｅｉから任意の
出力直流電圧Ｅｏが得られる昇降圧コンバータとして動
作する。
【００３４】図２の（ａ）は制御部９の各部の波形図で
あり、のこぎり波電圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ、加算器１２
０の出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）を示す。図２の（ｂ）及
び（ｃ）はそれぞれ駆動信号Ｖｄ１、駆動信号Ｖｄ２を
示す。図２の（ａ）において、範囲Ａはのこぎり波電圧
Ｖｔが誤差電圧Ｖｅより大きい場合、範囲Ｂはのこぎり
波電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅ及び出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏ
ｓ）の各波形が交わる場合、範囲Ｃはのこぎり波電圧Ｖ
ｔが出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）より小さい場合を示す。
あり、のこぎり波電圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ、加算器１２
０の出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）を示す。図２の（ｂ）及
び（ｃ）はそれぞれ駆動信号Ｖｄ１、駆動信号Ｖｄ２を
示す。図２の（ａ）において、範囲Ａはのこぎり波電圧
Ｖｔが誤差電圧Ｖｅより大きい場合、範囲Ｂはのこぎり
波電圧Ｖｔと誤差電圧Ｖｅ及び出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏ
ｓ）の各波形が交わる場合、範囲Ｃはのこぎり波電圧Ｖ
ｔが出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）より小さい場合を示す。
【００３５】誤差増幅回路１０の出力の誤差電圧Ｖｅ
は、検出電圧Ｅｄ２が、基準電圧源１００の基準電圧Ｅ
ｒより高くなると下降し、低くなると上昇する。即ち、
誤差電圧Ｖｅは、入力直流電圧Ｅｉが高くなったり負荷
８が軽くなって出力直流電圧Ｅｏが上昇しようとすると
下降し、逆に入力直流電圧Ｅｉが低くなったり負荷８が
重くなって出力直流電圧Ｅｏが下降しようとすると上昇
する。
は、検出電圧Ｅｄ２が、基準電圧源１００の基準電圧Ｅ
ｒより高くなると下降し、低くなると上昇する。即ち、
誤差電圧Ｖｅは、入力直流電圧Ｅｉが高くなったり負荷
８が軽くなって出力直流電圧Ｅｏが上昇しようとすると
下降し、逆に入力直流電圧Ｅｉが低くなったり負荷８が
重くなって出力直流電圧Ｅｏが下降しようとすると上昇
する。
【００３６】まず、入力直流電圧Ｅｉが高く、誤差電圧
Ｖｅがのこぎり波電圧Ｖｔより小さい場合（図２の範囲
Ａ）、比較器１２２の出力である駆動信号Ｖｄ２は論理
レベルＬの信号（以下、論理レベルＬの信号を単に
“Ｌ”と記す）であり、スイッチ５はオフ状態を保つ。
従ってスイッチ５の時比率δ２は零（δ２＝０）であ
る。スイッチ２は比較器１２１の出力である駆動信号Ｖ
ｄ１によってオンオフされ、時比率δ１は誤差電圧Ｖｅ
が低下するほど小さくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコン
バータは、その入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの
関係が式（３）で表される降圧コンバータとして動作す
る。
Ｖｅがのこぎり波電圧Ｖｔより小さい場合（図２の範囲
Ａ）、比較器１２２の出力である駆動信号Ｖｄ２は論理
レベルＬの信号（以下、論理レベルＬの信号を単に
“Ｌ”と記す）であり、スイッチ５はオフ状態を保つ。
従ってスイッチ５の時比率δ２は零（δ２＝０）であ
る。スイッチ２は比較器１２１の出力である駆動信号Ｖ
ｄ１によってオンオフされ、時比率δ１は誤差電圧Ｖｅ
が低下するほど小さくなる。この場合、ＤＣ−ＤＣコン
バータは、その入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの
関係が式（３）で表される降圧コンバータとして動作す
る。
【００３７】次に入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏ
とほぼ同じで、のこぎり波電圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ及び
加算器１２０の出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）の各波形が交
わる場合（図２の範囲Ｂ）、スイッチ２は、第１の駆動
信号Ｖｄ１によってオンオフ動作をし、スイッチ５は、
駆動信号Ｖｄ２によってオンオフ動作をする。時比率δ
１及び時比率δ２は誤差電圧Ｖｅが低下するほど小さく
なる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その入力直
流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの関係が式（２）で表さ
れ、昇圧降圧コンバータとして動作する。
とほぼ同じで、のこぎり波電圧Ｖｔ、誤差電圧Ｖｅ及び
加算器１２０の出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）の各波形が交
わる場合（図２の範囲Ｂ）、スイッチ２は、第１の駆動
信号Ｖｄ１によってオンオフ動作をし、スイッチ５は、
駆動信号Ｖｄ２によってオンオフ動作をする。時比率δ
１及び時比率δ２は誤差電圧Ｖｅが低下するほど小さく
なる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは、その入力直
流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの関係が式（２）で表さ
れ、昇圧降圧コンバータとして動作する。
【００３８】入力直流電圧Ｅｉが低く、かつのこぎり波
電圧Ｖｔが出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）より小さい場合
（図２の範囲Ｃ）、駆動信号Ｖｄ１は常時“Ｈ”であ
り、スイッチ２はオン状態を保つ。従ってスイッチ２の
時比率δ１は１（δ１＝１）である。スイッチ５は、駆
動信号Ｖｄ２によってオンオフ動作をし、時比率δ２は
誤差電圧Ｖｅが上昇するほど大きくなる。この場合、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは、その入力直流電圧Ｅｉと出力直
流電圧Ｅｏの関係が式（４）で表され、昇圧コンバータ
として動作する。
電圧Ｖｔが出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）より小さい場合
（図２の範囲Ｃ）、駆動信号Ｖｄ１は常時“Ｈ”であ
り、スイッチ２はオン状態を保つ。従ってスイッチ２の
時比率δ１は１（δ１＝１）である。スイッチ５は、駆
動信号Ｖｄ２によってオンオフ動作をし、時比率δ２は
誤差電圧Ｖｅが上昇するほど大きくなる。この場合、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは、その入力直流電圧Ｅｉと出力直
流電圧Ｅｏの関係が式（４）で表され、昇圧コンバータ
として動作する。
【００３９】以上の動作は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの定常時の動作であり、図１４に示す従来のＤＣ−
ＤＣコンバータとほとんど同じである。抵抗１０１、抵
抗１０２、抵抗１０３の抵抗値をそれぞれＲ１０１、Ｒ
１０２、Ｒ１０３とすると、誤差増幅器１０４に入力さ
れる検出電圧Ｅｄ２は式（５）で表される。
ータの定常時の動作であり、図１４に示す従来のＤＣ−
ＤＣコンバータとほとんど同じである。抵抗１０１、抵
抗１０２、抵抗１０３の抵抗値をそれぞれＲ１０１、Ｒ
１０２、Ｒ１０３とすると、誤差増幅器１０４に入力さ
れる検出電圧Ｅｄ２は式（５）で表される。
【００４０】
【数５】
【００４１】この検出電圧Ｅｄ２が基準電圧Ｅｒと等し
くなるように出力直流電圧Ｅｏが制御される。出力直流
電圧Ｅｏの制御はスイッチ２及び５のそれぞれの時比率
δ１、δ２を変えることで行われる。従って定常時の動
作において、出力直流電圧Ｅｏは式（６）で表される所
望の出力設定電圧Ｅｓｅｔに等しくなるように制御され
る。
くなるように出力直流電圧Ｅｏが制御される。出力直流
電圧Ｅｏの制御はスイッチ２及び５のそれぞれの時比率
δ１、δ２を変えることで行われる。従って定常時の動
作において、出力直流電圧Ｅｏは式（６）で表される所
望の出力設定電圧Ｅｓｅｔに等しくなるように制御され
る。
【００４２】
【数６】
【００４３】同様の計算により、抵抗１０１と抵抗１０
２との接続点の検出電圧Ｅｄ１と基準電圧Ｅｒとが等し
くなる場合の出力直流電圧Ｅｏである第１の電圧Ｅ１
（＜Ｅｓｅｔ）は式（７）で表される。
２との接続点の検出電圧Ｅｄ１と基準電圧Ｅｒとが等し
くなる場合の出力直流電圧Ｅｏである第１の電圧Ｅ１
（＜Ｅｓｅｔ）は式（７）で表される。
【００４４】
【数７】
【００４５】また、抵抗１３１、抵抗１３２の抵抗値を
それぞれＲ１３１、Ｒ１３２とすると、入力直流電圧Ｅ
ｉと比較される出力直流電圧Ｅｏである電圧Ｅ２（＜Ｅ
ｉ）は式（８）で表される。
それぞれＲ１３１、Ｒ１３２とすると、入力直流電圧Ｅ
ｉと比較される出力直流電圧Ｅｏである電圧Ｅ２（＜Ｅ
ｉ）は式（８）で表される。
【００４６】
【数８】
【００４７】次に、基準電圧Ｅｒが負荷８から与えられ
る制御信号によって変えられた場合の動作について図３
を参照しながら説明する。図３の（ａ）、（ｂ）、
（ｃ）及び（ｄ）は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータが
降圧コンバータとして働いているときの各部の波形を示
す。図３の（ａ）に示すように、基準電圧Ｅｒが電圧Δ
Ｖ１だけ上昇した場合のＤＣ−ＤＣコンバータの動作に
ついて説明する。図３の（ｂ）は、のこぎり波電圧Ｖ
ｔ、誤差電圧Ｖｅ、出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）の関係を
示す波形図である。図３の（ｃ）は出力直流電圧Ｅｏ、
出力設定電圧Ｅｓｅｔ、電圧Ｅ１及び電圧Ｅ２の波形図
である。図３の（ｄ）はスイッチ１３５の駆動信号Ｖｄ
１３の波形図である。
る制御信号によって変えられた場合の動作について図３
を参照しながら説明する。図３の（ａ）、（ｂ）、
（ｃ）及び（ｄ）は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータが
降圧コンバータとして働いているときの各部の波形を示
す。図３の（ａ）に示すように、基準電圧Ｅｒが電圧Δ
Ｖ１だけ上昇した場合のＤＣ−ＤＣコンバータの動作に
ついて説明する。図３の（ｂ）は、のこぎり波電圧Ｖ
ｔ、誤差電圧Ｖｅ、出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）の関係を
示す波形図である。図３の（ｃ）は出力直流電圧Ｅｏ、
出力設定電圧Ｅｓｅｔ、電圧Ｅ１及び電圧Ｅ２の波形図
である。図３の（ｄ）はスイッチ１３５の駆動信号Ｖｄ
１３の波形図である。
【００４８】図３の（ａ）に示すように、負荷８の制御
によって時刻ｔ１で基準電圧Ｅｒが電圧ΔＶ１だけ上昇
したとする。基準電圧Ｅｒの上昇後の電圧Ｅ１は電圧Ｅ
２より低いものとする。基準電圧Ｅｒの上昇に伴い、そ
れに対応する出力設定電圧Ｅｓｅｔ及び電圧Ｅ１も上昇
する。誤差増幅器１０は応答速度が遅いので、図３の
（ｂ）に示すように、誤差電圧Ｖｅ及び出力電圧（Ｖｅ
＋Ｖｏｓ）は緩やかに上昇していく。比較器１３０は、
非反転入力の検出電圧Ｅｄ１が基準電圧Ｅｒより低いた
め“Ｌ”を出力する。また、出力直流電圧Ｅｏは電圧Ｅ
２より低いので、比較器１３３は“Ｌ”を出力する。従
ってＮＯＲ回路１３４から出力される充電スイッチ１３
５の駆動信号Ｖｄ１３は“Ｈ”となって、充電スイッチ
１３５がオン状態となる。オンになった充電スイッチ１
３５により抵抗１３６を経て入力直流電源１から出力コ
ンデンサ７に電流が流入し、コンデンサ７は急速に充電
される。充電スイッチ１３５のオン状態は、出力直流電
圧Ｅｏが電圧Ｅ１に達して、比較器１３０の出力が反転
する時刻ｔ２まで続く。誤差電圧Ｖｅが所定値まで充分
に上昇していなければ時刻ｔ２からｔ３間で出力直流電
圧Ｅｏは徐々に低下し、時刻ｔ３で再び充電スイッチ１
３５がオン状態となる。その結果出力直流電圧Ｅｏが上
昇すると充電スイッチ１３５はｔ４でオフ状態となる。
このようにして、充電スイッチ１３５はオンオフ動作を
繰り返す。やがて誤差電圧Ｖｅが充分に上昇し、充電ス
イッチ１３５がオフ状態であっても出力直流電圧Ｅｏは
第１の電圧Ｅ１より低くならず、やがて出力電圧Ｅｏは
出力設定電圧Ｅｓｅｔに達し、定常時の動作状態にな
る。以上のように、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、出力設定電圧Ｅｓｅｔが高い値に設定変更されたと
き、出力電圧Ｅｏは時刻ｔ１からｔ２までの時間Ｔ１で
急速に上昇し出力設定電圧Ｅｓｅｔにほぼ近い電圧Ｅ１
に達する。これに対して、図１５に示す従来のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータでは、時刻ｔ１かｔ５の時間Ｔ２で電圧Ｅ
１に達する。以上のように本実施例のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは従来のものに比べて応答速度がはるかに速くな
る。
によって時刻ｔ１で基準電圧Ｅｒが電圧ΔＶ１だけ上昇
したとする。基準電圧Ｅｒの上昇後の電圧Ｅ１は電圧Ｅ
２より低いものとする。基準電圧Ｅｒの上昇に伴い、そ
れに対応する出力設定電圧Ｅｓｅｔ及び電圧Ｅ１も上昇
する。誤差増幅器１０は応答速度が遅いので、図３の
（ｂ）に示すように、誤差電圧Ｖｅ及び出力電圧（Ｖｅ
＋Ｖｏｓ）は緩やかに上昇していく。比較器１３０は、
非反転入力の検出電圧Ｅｄ１が基準電圧Ｅｒより低いた
め“Ｌ”を出力する。また、出力直流電圧Ｅｏは電圧Ｅ
２より低いので、比較器１３３は“Ｌ”を出力する。従
ってＮＯＲ回路１３４から出力される充電スイッチ１３
５の駆動信号Ｖｄ１３は“Ｈ”となって、充電スイッチ
１３５がオン状態となる。オンになった充電スイッチ１
３５により抵抗１３６を経て入力直流電源１から出力コ
ンデンサ７に電流が流入し、コンデンサ７は急速に充電
される。充電スイッチ１３５のオン状態は、出力直流電
圧Ｅｏが電圧Ｅ１に達して、比較器１３０の出力が反転
する時刻ｔ２まで続く。誤差電圧Ｖｅが所定値まで充分
に上昇していなければ時刻ｔ２からｔ３間で出力直流電
圧Ｅｏは徐々に低下し、時刻ｔ３で再び充電スイッチ１
３５がオン状態となる。その結果出力直流電圧Ｅｏが上
昇すると充電スイッチ１３５はｔ４でオフ状態となる。
このようにして、充電スイッチ１３５はオンオフ動作を
繰り返す。やがて誤差電圧Ｖｅが充分に上昇し、充電ス
イッチ１３５がオフ状態であっても出力直流電圧Ｅｏは
第１の電圧Ｅ１より低くならず、やがて出力電圧Ｅｏは
出力設定電圧Ｅｓｅｔに達し、定常時の動作状態にな
る。以上のように、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、出力設定電圧Ｅｓｅｔが高い値に設定変更されたと
き、出力電圧Ｅｏは時刻ｔ１からｔ２までの時間Ｔ１で
急速に上昇し出力設定電圧Ｅｓｅｔにほぼ近い電圧Ｅ１
に達する。これに対して、図１５に示す従来のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータでは、時刻ｔ１かｔ５の時間Ｔ２で電圧Ｅ
１に達する。以上のように本実施例のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは従来のものに比べて応答速度がはるかに速くな
る。
【００４９】図４の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）
は基準電圧Ｅｒが時刻ｔ１で前記の電圧ΔＶ１より大き
い電圧ΔＶ２に大幅上昇した場合の各部の波形図であ
る。基準電圧Ｅｒの上昇直後、電圧Ｅ１は電圧Ｅ２より
高くなる。基準電圧Ｅｒの大幅な上昇に伴い、出力設定
電圧Ｅｓｅｔと電圧Ｅ１も大幅に上昇する。誤差増幅器
１０４は応答速度が遅いので、誤差電圧Ｖｅ及び出力電
圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は図４の（ｂ）に示すように緩やか
に上昇していく。比較器１３０は、検出電圧Ｅｄ１であ
る非反転入力が基準電圧Ｅｒより低いため時刻ｔ１で
“Ｌ”を出力する。また、出力直流電圧Ｅｏは電圧Ｅ２
より低いので、時刻ｔ１で比較器１３３は“Ｌ”を出力
する。従ってＮＯＲ回路１３４から出力される充電スイ
ッチ１３５の駆動信号Ｖｄ１３は“Ｈ”となる。その結
果充電スイッチ１３５はオン状態となり、入力直流電源
１から出力コンデンサ７へ急速に充電電流が流れる。充
電スイッチ１３５のオン状態は、時刻ｔ２で出力直流電
圧Ｅｏが電圧Ｅ２に達して、比較器１３３が反転するま
で続く。時刻ｔ２で誤差電圧Ｖｅが充分に上昇しておら
ずのこぎり波電圧Ｖｔより低ければ、出力直流電圧Ｅｏ
は徐々に低下し、時刻ｔ３で出力直流電圧Ｅｏが電圧Ｅ
２より低くなると再び充電スイッチ１３５がオン状態と
なる。そのため出力直流電圧Ｅｏは再上昇して時刻ｔ４
で充電スイッチ１３５はオフ状態となる。このようなオ
ンオフを繰返しつつ、やがて誤差電圧Ｖｅが上昇し、充
電スイッチ１３５がオフ状態であっても出力直流電圧Ｅ
ｏは第２の電圧Ｅ２より低くならず、出力直流電圧Ｅｏ
は電圧Ｅ１に達し、やがて出力設定電圧Ｅｓｅｔに落ち
着く。電圧Ｅ１は、出力直流電圧Ｅｏの許容下限値以上
でかつ出力設定電圧Ｅｓｅｔに近い値に設定するのが望
ましい。また、電圧Ｅ２は、入力直流電圧Ｅｉから充電
スイッチ１３５と抵抗１３６での電圧降下を差引いた値
に設定するのが望ましい。
は基準電圧Ｅｒが時刻ｔ１で前記の電圧ΔＶ１より大き
い電圧ΔＶ２に大幅上昇した場合の各部の波形図であ
る。基準電圧Ｅｒの上昇直後、電圧Ｅ１は電圧Ｅ２より
高くなる。基準電圧Ｅｒの大幅な上昇に伴い、出力設定
電圧Ｅｓｅｔと電圧Ｅ１も大幅に上昇する。誤差増幅器
１０４は応答速度が遅いので、誤差電圧Ｖｅ及び出力電
圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は図４の（ｂ）に示すように緩やか
に上昇していく。比較器１３０は、検出電圧Ｅｄ１であ
る非反転入力が基準電圧Ｅｒより低いため時刻ｔ１で
“Ｌ”を出力する。また、出力直流電圧Ｅｏは電圧Ｅ２
より低いので、時刻ｔ１で比較器１３３は“Ｌ”を出力
する。従ってＮＯＲ回路１３４から出力される充電スイ
ッチ１３５の駆動信号Ｖｄ１３は“Ｈ”となる。その結
果充電スイッチ１３５はオン状態となり、入力直流電源
１から出力コンデンサ７へ急速に充電電流が流れる。充
電スイッチ１３５のオン状態は、時刻ｔ２で出力直流電
圧Ｅｏが電圧Ｅ２に達して、比較器１３３が反転するま
で続く。時刻ｔ２で誤差電圧Ｖｅが充分に上昇しておら
ずのこぎり波電圧Ｖｔより低ければ、出力直流電圧Ｅｏ
は徐々に低下し、時刻ｔ３で出力直流電圧Ｅｏが電圧Ｅ
２より低くなると再び充電スイッチ１３５がオン状態と
なる。そのため出力直流電圧Ｅｏは再上昇して時刻ｔ４
で充電スイッチ１３５はオフ状態となる。このようなオ
ンオフを繰返しつつ、やがて誤差電圧Ｖｅが上昇し、充
電スイッチ１３５がオフ状態であっても出力直流電圧Ｅ
ｏは第２の電圧Ｅ２より低くならず、出力直流電圧Ｅｏ
は電圧Ｅ１に達し、やがて出力設定電圧Ｅｓｅｔに落ち
着く。電圧Ｅ１は、出力直流電圧Ｅｏの許容下限値以上
でかつ出力設定電圧Ｅｓｅｔに近い値に設定するのが望
ましい。また、電圧Ｅ２は、入力直流電圧Ｅｉから充電
スイッチ１３５と抵抗１３６での電圧降下を差引いた値
に設定するのが望ましい。
【００５０】第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータでは、
出力設定電圧Ｅｓｅｔを高くするために、誤差増幅器１
０４の基準電圧Ｅｒを上げたとき、充電スイッチ１３５
は、誤差増幅器１０４の応答時間よりはるかに短い時間
でオンになる。充電スイッチ１３５のオンにより、入力
直流電源１から抵抗１３６を経て出力端子５０に電流が
流れコンデンサを充電する。そのため出力端子５０の電
圧は急速に入力直流電圧Ｅｉに近い値まで上昇する。図
１５に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、誤差増幅
器１０４の比較的遅い応答速度により誤差電圧Ｖｅが緩
やかに変化し、出力直流電圧Ｅｏも穏やかに変化する。
従って出力直流電圧Ｅｏを急速に変化させたい用途には
対応できなかった。本実施例によれば、充電スイッチ１
３５によりコンデンサ７を急速に充電することにより、
出力直流電圧Ｅｏが急速に上昇し、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの応答時間を大幅に短縮することができる。充電スイ
ッチ１３５は、出力設定電圧Ｅｓｅｔより所定の電圧だ
け低い電圧Ｅ１と入力直流電圧Ｅｉより所定の電圧だけ
低い電圧Ｅ２とのいずれか低い方に達するまでオン状態
を保つがその後はオフとなるので、出力直流電圧Ｅｏに
オーバーシュートが発生することはない。抵抗１３６
は、入力直流電源１から出力コンデンサ７への充電中に
充電スイッチ１３５を流れる充電電流を制限するための
ものである。従って充電スイッチ１３５のオン時のイン
ピーダンスが大きい場合は、充電スイッチ１３５に抵抗
１３６を直列に接続しなくてもよい。
出力設定電圧Ｅｓｅｔを高くするために、誤差増幅器１
０４の基準電圧Ｅｒを上げたとき、充電スイッチ１３５
は、誤差増幅器１０４の応答時間よりはるかに短い時間
でオンになる。充電スイッチ１３５のオンにより、入力
直流電源１から抵抗１３６を経て出力端子５０に電流が
流れコンデンサを充電する。そのため出力端子５０の電
圧は急速に入力直流電圧Ｅｉに近い値まで上昇する。図
１５に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、誤差増幅
器１０４の比較的遅い応答速度により誤差電圧Ｖｅが緩
やかに変化し、出力直流電圧Ｅｏも穏やかに変化する。
従って出力直流電圧Ｅｏを急速に変化させたい用途には
対応できなかった。本実施例によれば、充電スイッチ１
３５によりコンデンサ７を急速に充電することにより、
出力直流電圧Ｅｏが急速に上昇し、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの応答時間を大幅に短縮することができる。充電スイ
ッチ１３５は、出力設定電圧Ｅｓｅｔより所定の電圧だ
け低い電圧Ｅ１と入力直流電圧Ｅｉより所定の電圧だけ
低い電圧Ｅ２とのいずれか低い方に達するまでオン状態
を保つがその後はオフとなるので、出力直流電圧Ｅｏに
オーバーシュートが発生することはない。抵抗１３６
は、入力直流電源１から出力コンデンサ７への充電中に
充電スイッチ１３５を流れる充電電流を制限するための
ものである。従って充電スイッチ１３５のオン時のイン
ピーダンスが大きい場合は、充電スイッチ１３５に抵抗
１３６を直列に接続しなくてもよい。
【００５１】≪第２実施例≫図５は、本発明の第２実施
例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第２実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す第１実施例のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータに、抵抗１４０とＰＮＰトランジス
タ１４１を有する補助応答高速化回路１４を追加したも
のである。また、誤差増幅器１０４の出力である誤差信
号Ｖｅを抵抗１０６を介してパルス制御回路１２に供給
している。図５において、第１実施例のＤＣ−ＤＣコン
バータと同様の構成要素には同一の符号を付して重複す
る説明は省略する。補助応答高速化回路１４のＰＮＰト
ランジスタ１４１のベースには抵抗１４０を経て比較器
１３０の出力が駆動信号Ｖ１３０として入力される。Ｐ
ＮＰトランジスタ１４１のコレクタは比較器１２２の反
転入力端に接続され、エミッタは入力直流電源１の正極
１Ａに接続されている。駆動信号Ｖ１３０が抵抗１４０
を介してベース端子に印加されると、ＰＮＰトランジス
タ１４１はオンとなり、誤差信号Ｖｅのレベルを上昇さ
せる。
例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第２実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す第１実施例のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータに、抵抗１４０とＰＮＰトランジス
タ１４１を有する補助応答高速化回路１４を追加したも
のである。また、誤差増幅器１０４の出力である誤差信
号Ｖｅを抵抗１０６を介してパルス制御回路１２に供給
している。図５において、第１実施例のＤＣ−ＤＣコン
バータと同様の構成要素には同一の符号を付して重複す
る説明は省略する。補助応答高速化回路１４のＰＮＰト
ランジスタ１４１のベースには抵抗１４０を経て比較器
１３０の出力が駆動信号Ｖ１３０として入力される。Ｐ
ＮＰトランジスタ１４１のコレクタは比較器１２２の反
転入力端に接続され、エミッタは入力直流電源１の正極
１Ａに接続されている。駆動信号Ｖ１３０が抵抗１４０
を介してベース端子に印加されると、ＰＮＰトランジス
タ１４１はオンとなり、誤差信号Ｖｅのレベルを上昇さ
せる。
【００５２】第２実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作
において、基準電圧Ｅｒの上昇によって第１の電圧Ｅ１
が第２の電圧Ｅ２より高くなったときの動作を図６を用
いて説明する。図６の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）
及び（ｅ）は、第２実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動
作を示す各部の波形図であり、（ａ）は基準電圧Ｅｒの
変化を示す。図６の（ｂ）はのこぎり波電圧Ｖｔ、誤差
電圧Ｖｅ及びＶｅ＋Ｖｏｓの波形図であり、同（ｃ）は
出力直流電圧Ｅｏ、出力設定電圧Ｅｓｅｔ、第１の電圧
Ｅ１、第２の電圧Ｅ２の波形図である。図６の（ｄ）は
充電スイッチ１３５の駆動信号Ｖｄ１３の波形図であ
り、同（ｅ）は補助応答高速化回路１４の駆動信号Ｖ１
３０の波形図である。
において、基準電圧Ｅｒの上昇によって第１の電圧Ｅ１
が第２の電圧Ｅ２より高くなったときの動作を図６を用
いて説明する。図６の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）
及び（ｅ）は、第２実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動
作を示す各部の波形図であり、（ａ）は基準電圧Ｅｒの
変化を示す。図６の（ｂ）はのこぎり波電圧Ｖｔ、誤差
電圧Ｖｅ及びＶｅ＋Ｖｏｓの波形図であり、同（ｃ）は
出力直流電圧Ｅｏ、出力設定電圧Ｅｓｅｔ、第１の電圧
Ｅ１、第２の電圧Ｅ２の波形図である。図６の（ｄ）は
充電スイッチ１３５の駆動信号Ｖｄ１３の波形図であ
り、同（ｅ）は補助応答高速化回路１４の駆動信号Ｖ１
３０の波形図である。
【００５３】出力設定電圧Ｅｓｅｔを高い設定値に変更
するために、図６の（ａ）に示すように時刻ｔ１で基準
電圧Ｅｒを上昇させると、基準電圧Ｅｒの上昇に伴い、
電圧Ｅ１も上昇する。応答速度の遅い誤差増幅器１０４
の出力の誤差電圧Ｖｅ及び出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）
は、図３の（ｂ）に示すように、緩やかに上昇しようと
する。比較器１３０は、前記第１実施例において説明し
たように、時刻ｔ１で“Ｌ”の駆動信号Ｖ１３０を出力
する。“Ｌ”の駆動信号Ｖ１３０はＰＮＰトランジスタ
１４１のベースに印加されＰＮＰトランジスタ１４１は
オンになる。その結果入力直流電圧ＥｉがＰＮＰトラン
ジスタ１４１を経て比較器１２２の反転入力端に印加さ
れる。これにより、誤差電圧Ｖｅは入力直流電圧Ｅｉに
プルアップされて急上昇する。充電スイッチ１３５は時
刻ｔ１でオン状態となり、前記第１実施例と同様に入力
直流電源１により出力コンデンサ７は急速に充電され
る。充電スイッチ１３５のオン状態は、出力直流電圧Ｅ
ｏが電圧Ｅ２に達して、時刻ｔ２で比較器１３３が反転
して“Ｈ”になるまで続く。この間、ＰＮＰトランジス
タ１４１はオン状態にあるので、入力直流電圧Ｅｉにプ
ルアップされた誤差電圧Ｖｅは急速に上昇する。そのた
め第１のスイッチ２はオン状態を保ち、第２のスイッチ
５は最大の時比率でオンオフする。これによりＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは昇圧動作をする。スイッチ５が最大時比
率でオンオフする昇圧動作は、出力直流電圧Ｅｏが時刻
ｔ８で第１の電圧Ｅ１に達して、比較器１３０の出力の
駆動電圧Ｖ１３０が“Ｈ”に反転し、ＰＮＰトランジス
タ１４１がオフになるまで続く。時刻ｔ８以後は、出力
直流電圧Ｅｏか出力設定電圧Ｅｓｅｔに向かって上昇し
てゆく通常の制御状態に入り、時刻ｔ９で出力直流電圧
Ｅｏは出力設定電圧Ｅｓｅｔに落ち着く。抵抗１０６
は、ＰＮＰトランジスタ１４１によって誤差電圧Ｖｅが
入力直流電圧Ｅｉにプルアップされる際に、位相補償コ
ンデンサ１０５に流れる充電電流を制限し、検出電圧Ｅ
ｄ１及びＥｄ２の大きな変動を抑制するためのものであ
る。
するために、図６の（ａ）に示すように時刻ｔ１で基準
電圧Ｅｒを上昇させると、基準電圧Ｅｒの上昇に伴い、
電圧Ｅ１も上昇する。応答速度の遅い誤差増幅器１０４
の出力の誤差電圧Ｖｅ及び出力電圧（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）
は、図３の（ｂ）に示すように、緩やかに上昇しようと
する。比較器１３０は、前記第１実施例において説明し
たように、時刻ｔ１で“Ｌ”の駆動信号Ｖ１３０を出力
する。“Ｌ”の駆動信号Ｖ１３０はＰＮＰトランジスタ
１４１のベースに印加されＰＮＰトランジスタ１４１は
オンになる。その結果入力直流電圧ＥｉがＰＮＰトラン
ジスタ１４１を経て比較器１２２の反転入力端に印加さ
れる。これにより、誤差電圧Ｖｅは入力直流電圧Ｅｉに
プルアップされて急上昇する。充電スイッチ１３５は時
刻ｔ１でオン状態となり、前記第１実施例と同様に入力
直流電源１により出力コンデンサ７は急速に充電され
る。充電スイッチ１３５のオン状態は、出力直流電圧Ｅ
ｏが電圧Ｅ２に達して、時刻ｔ２で比較器１３３が反転
して“Ｈ”になるまで続く。この間、ＰＮＰトランジス
タ１４１はオン状態にあるので、入力直流電圧Ｅｉにプ
ルアップされた誤差電圧Ｖｅは急速に上昇する。そのた
め第１のスイッチ２はオン状態を保ち、第２のスイッチ
５は最大の時比率でオンオフする。これによりＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは昇圧動作をする。スイッチ５が最大時比
率でオンオフする昇圧動作は、出力直流電圧Ｅｏが時刻
ｔ８で第１の電圧Ｅ１に達して、比較器１３０の出力の
駆動電圧Ｖ１３０が“Ｈ”に反転し、ＰＮＰトランジス
タ１４１がオフになるまで続く。時刻ｔ８以後は、出力
直流電圧Ｅｏか出力設定電圧Ｅｓｅｔに向かって上昇し
てゆく通常の制御状態に入り、時刻ｔ９で出力直流電圧
Ｅｏは出力設定電圧Ｅｓｅｔに落ち着く。抵抗１０６
は、ＰＮＰトランジスタ１４１によって誤差電圧Ｖｅが
入力直流電圧Ｅｉにプルアップされる際に、位相補償コ
ンデンサ１０５に流れる充電電流を制限し、検出電圧Ｅ
ｄ１及びＥｄ２の大きな変動を抑制するためのものであ
る。
【００５４】以上のように、第２実施例のＤＣ−ＤＣコ
ンバータでは、出力設定電圧Ｅｓｅｔが入力直流電圧Ｅ
ｉより高い昇圧動作時において、充電スイッチ１３５が
オフした後、出力直流電圧Ｅｏが第１の電圧Ｅ１に達す
るまでは、スイッチ５を最大の時比率で動作させて昇圧
を続けることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作
時の応答時間を大幅に短縮させることができる。
ンバータでは、出力設定電圧Ｅｓｅｔが入力直流電圧Ｅ
ｉより高い昇圧動作時において、充電スイッチ１３５が
オフした後、出力直流電圧Ｅｏが第１の電圧Ｅ１に達す
るまでは、スイッチ５を最大の時比率で動作させて昇圧
を続けることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作
時の応答時間を大幅に短縮させることができる。
【００５５】≪第３実施例≫図７は本発明の第３実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図７におい
て、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは前記第１実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータのＮＯＲ回路１３４の出力端に
最大オン時間設定回路１５を設けている。その他の構成
は前記第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータと実質的に同
じであるので、同じ構成要素には同じ符号を符し重複す
る説明は省略する。ＮＯＲ回路１３４の出力端は、最大
オン時間設定回路１５のＡＮＤ回路１５３の一方の入力
端に接続されている。またＮＯＲ回路１３４の出力端は
直列に接続された抵抗１５０及びインバータ１５２を経
てＡＮＤ回路１５３の他方の入力端に接続されている。
抵抗１５０とインバータ１５２の接続点と回路グランド
Ｇとの間にコンデンサ１５１が接続されている。ＡＮＤ
回路１５３の出力は充電スイッチ１３５に印加されてい
る。ＮＯＲ回路１３４と第１の最大オン時間設定回路１
５とで第１の駆動回路を構成している。ＮＯＲ回路１３
４の出力Ｖ１３４は、抵抗１５０、コンデンサ１５１及
びインバータ１５２で構成される遅延回路により遅延さ
れ、遅延電圧Ｖ１５２として出力される。ＡＮＤ回路１
５３は、ＮＯＲ回路１３４の出力Ｖ１３４と遅延電圧Ｖ
１５２が入力され、充電スイッチ１３５の駆動電圧Ｖｄ
１３を出力する。
のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図７におい
て、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは前記第１実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータのＮＯＲ回路１３４の出力端に
最大オン時間設定回路１５を設けている。その他の構成
は前記第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータと実質的に同
じであるので、同じ構成要素には同じ符号を符し重複す
る説明は省略する。ＮＯＲ回路１３４の出力端は、最大
オン時間設定回路１５のＡＮＤ回路１５３の一方の入力
端に接続されている。またＮＯＲ回路１３４の出力端は
直列に接続された抵抗１５０及びインバータ１５２を経
てＡＮＤ回路１５３の他方の入力端に接続されている。
抵抗１５０とインバータ１５２の接続点と回路グランド
Ｇとの間にコンデンサ１５１が接続されている。ＡＮＤ
回路１５３の出力は充電スイッチ１３５に印加されてい
る。ＮＯＲ回路１３４と第１の最大オン時間設定回路１
５とで第１の駆動回路を構成している。ＮＯＲ回路１３
４の出力Ｖ１３４は、抵抗１５０、コンデンサ１５１及
びインバータ１５２で構成される遅延回路により遅延さ
れ、遅延電圧Ｖ１５２として出力される。ＡＮＤ回路１
５３は、ＮＯＲ回路１３４の出力Ｖ１３４と遅延電圧Ｖ
１５２が入力され、充電スイッチ１３５の駆動電圧Ｖｄ
１３を出力する。
【００５６】第３実施例のＤＣ−ＤＣコンバータが、前
記第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータと異なるのは、負
荷８に短絡が生じたり図示を省略した過負荷保護回路が
働いて出力直流電圧Ｅｏが大幅に低下した場合に対処で
きる保護機能を有する点である。第１実施例のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータでは、このような異常が原因で出力直流電
圧Ｅｏが第１の電圧Ｅ１および第２の電圧Ｅ２を下回る
と、充電スイッチ１３５はオン状態を継続する。そのた
め、充電スイッチ１３５での損失が増大し破損に至る場
合がある。そこで充電スイッチ１３５の破損を防ぐため
に何らかの保護機能が必要であるが、本実施例は充電ス
イッチ１３５の保護回路に関するものである。
記第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータと異なるのは、負
荷８に短絡が生じたり図示を省略した過負荷保護回路が
働いて出力直流電圧Ｅｏが大幅に低下した場合に対処で
きる保護機能を有する点である。第１実施例のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータでは、このような異常が原因で出力直流電
圧Ｅｏが第１の電圧Ｅ１および第２の電圧Ｅ２を下回る
と、充電スイッチ１３５はオン状態を継続する。そのた
め、充電スイッチ１３５での損失が増大し破損に至る場
合がある。そこで充電スイッチ１３５の破損を防ぐため
に何らかの保護機能が必要であるが、本実施例は充電ス
イッチ１３５の保護回路に関するものである。
【００５７】図７に示す第３実施例のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの動作を図８を用いて説明する。図８の（ａ）から
（ｅ）は何らかの異常により出力直流電圧Ｅｏが低下し
た場合の本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作
を示す波形図である。図８の（ａ）は出力直流電圧Ｅｏ
と、電圧Ｅ１及び電圧Ｅ２との関係を示し、（ｂ）はＮ
ＯＲ回路１３４の出力Ｖ１３４を示す。図８の（ｃ）は
コンデンサ１５１の電圧Ｖ１５１を示し、（ｄ）はイン
バータ１５２の出力の遅延電圧Ｖ１５２を示し、（ｅ）
は充電スイッチ１３５への駆動信号Ｖｄ１３を示す。図
８の（ａ）において、出力直流電圧Ｅｏが大幅に低下し
て、時刻ｔ１で第１の電圧Ｅ１と第２の電圧Ｅ２を下回
ると、比較器１３０および比較器１３３の出力はともに
“Ｌ”となり、ＮＯＲ回路１３４の出力Ｖ１３４は
“Ｈ”となる。時刻ｔ１では、コンデンサ１５１は抵抗
１５０を介して充電を開始するため、電圧Ｖ１５１は低
く、インバータ１５２の出力の遅延電圧Ｖ１５２は
“Ｈ”である。従って“Ｈ”のＶ１３４と“Ｈ”の遅延
電圧Ｖ１５２が入力されるＡＮＤ回路１５３の出力の駆
動電圧Ｖｄ１３は“Ｈ”となり、充電スイッチ１３５は
オン状態となる。コンデンサ１５１の充電が進み、電圧
Ｖ１５１が図８の（ｃ）に示すように上昇し、時刻ｔ２
でインバータ１５２のしきい値電圧Ｖｔｈに達すると、
遅延電圧Ｖ１５２は“Ｌ”に反転する。このためＡＮＤ
回路１５３の出力の駆動電圧Ｖｄ１３は“Ｌ”となり、
充電スイッチ１３５はオフになる。時刻ｔ１からｔ２ま
での、充電スイッチ１３５がオンになってからオフにな
るまでの時間Ｔ３は、第１実施例における充電スイッチ
１３５のオン時間Ｔ１より長い時間に設定する。本実施
例によれば、最大オン時間設定回路１５によって、駆動
電圧Ｖｄ１３が“Ｈ”となる時間、即ち充電スイッチ１
３５のオン時間が設定時間Ｔ３に制限される。充電スイ
ッチ１３５は、この設定時間中であれば負荷が短絡した
状態でオンになっても破損しないように設計されてい
る。
ータの動作を図８を用いて説明する。図８の（ａ）から
（ｅ）は何らかの異常により出力直流電圧Ｅｏが低下し
た場合の本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作
を示す波形図である。図８の（ａ）は出力直流電圧Ｅｏ
と、電圧Ｅ１及び電圧Ｅ２との関係を示し、（ｂ）はＮ
ＯＲ回路１３４の出力Ｖ１３４を示す。図８の（ｃ）は
コンデンサ１５１の電圧Ｖ１５１を示し、（ｄ）はイン
バータ１５２の出力の遅延電圧Ｖ１５２を示し、（ｅ）
は充電スイッチ１３５への駆動信号Ｖｄ１３を示す。図
８の（ａ）において、出力直流電圧Ｅｏが大幅に低下し
て、時刻ｔ１で第１の電圧Ｅ１と第２の電圧Ｅ２を下回
ると、比較器１３０および比較器１３３の出力はともに
“Ｌ”となり、ＮＯＲ回路１３４の出力Ｖ１３４は
“Ｈ”となる。時刻ｔ１では、コンデンサ１５１は抵抗
１５０を介して充電を開始するため、電圧Ｖ１５１は低
く、インバータ１５２の出力の遅延電圧Ｖ１５２は
“Ｈ”である。従って“Ｈ”のＶ１３４と“Ｈ”の遅延
電圧Ｖ１５２が入力されるＡＮＤ回路１５３の出力の駆
動電圧Ｖｄ１３は“Ｈ”となり、充電スイッチ１３５は
オン状態となる。コンデンサ１５１の充電が進み、電圧
Ｖ１５１が図８の（ｃ）に示すように上昇し、時刻ｔ２
でインバータ１５２のしきい値電圧Ｖｔｈに達すると、
遅延電圧Ｖ１５２は“Ｌ”に反転する。このためＡＮＤ
回路１５３の出力の駆動電圧Ｖｄ１３は“Ｌ”となり、
充電スイッチ１３５はオフになる。時刻ｔ１からｔ２ま
での、充電スイッチ１３５がオンになってからオフにな
るまでの時間Ｔ３は、第１実施例における充電スイッチ
１３５のオン時間Ｔ１より長い時間に設定する。本実施
例によれば、最大オン時間設定回路１５によって、駆動
電圧Ｖｄ１３が“Ｈ”となる時間、即ち充電スイッチ１
３５のオン時間が設定時間Ｔ３に制限される。充電スイ
ッチ１３５は、この設定時間中であれば負荷が短絡した
状態でオンになっても破損しないように設計されてい
る。
【００５８】以上のように第３実施例のＤＣ−ＤＣコン
バータによれば、充電スイッチ１３５のオン時間に最大
限度を設けることにより、負荷短絡時に充電スイッチ１
３５がオンになっても充電スイッチ１３５は破損しない
ように保護される。
バータによれば、充電スイッチ１３５のオン時間に最大
限度を設けることにより、負荷短絡時に充電スイッチ１
３５がオンになっても充電スイッチ１３５は破損しない
ように保護される。
【００５９】≪第４実施例≫図９は本発明の第４実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。本実施例のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧Ｅｏを高速で大幅
に低下させることができる。第４実施例のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの構成は以下の点で、図１に示す第１実施例の
ＤＣ−ＤＣコンバータと異なる。すなわち、誤差増幅回
路１０の誤差増幅器１０４の反転入力端と回路グランド
Ｇ間に抵抗値Ｒ１０７の抵抗１０７と抵抗値Ｒ１０８の
抵抗１０８が直列に接続されている。また図１の応答高
速化回路１３の代わりに、より簡単な構成の応答高速化
回路１６を設けている。入力直流電源１の正極１Ａと出
力端子５０との間には図１と同じ構成の応答高速化回路
１３を設けている。応答高速化回路１３は、基準電圧Ｅ
ｒ、及び抵抗１０１と１０２との接続点の検出電圧Ｅｄ
１によりオンオフ制御される。追加された応答高速化回
路１６は、抵抗１０７と抵抗１０８との接続点の検出電
圧Ｅｄ３が非反転入力端に入力されかつ基準電圧Ｅｒが
反転入力端に入力される比較器１６０、比較器１６０の
出力Ｖｄ１６によりオンオフ動作をする放電スイッチ１
６１を有する。放電スイッチ１６１の一端は抵抗１６２
を経て出力端子５０に接続され、他端は回路グランドＧ
に接続されている。比較器１６０は第３の比較回路に相
当する。検出電圧Ｅｄ３と基準電圧Ｅｒとが等しくなる
場合の出力直流電圧Ｅｏである第３の電圧Ｅ３（＞Ｅｓ
ｅｔ）は式（９）で表される。
のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。本実施例のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧Ｅｏを高速で大幅
に低下させることができる。第４実施例のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの構成は以下の点で、図１に示す第１実施例の
ＤＣ−ＤＣコンバータと異なる。すなわち、誤差増幅回
路１０の誤差増幅器１０４の反転入力端と回路グランド
Ｇ間に抵抗値Ｒ１０７の抵抗１０７と抵抗値Ｒ１０８の
抵抗１０８が直列に接続されている。また図１の応答高
速化回路１３の代わりに、より簡単な構成の応答高速化
回路１６を設けている。入力直流電源１の正極１Ａと出
力端子５０との間には図１と同じ構成の応答高速化回路
１３を設けている。応答高速化回路１３は、基準電圧Ｅ
ｒ、及び抵抗１０１と１０２との接続点の検出電圧Ｅｄ
１によりオンオフ制御される。追加された応答高速化回
路１６は、抵抗１０７と抵抗１０８との接続点の検出電
圧Ｅｄ３が非反転入力端に入力されかつ基準電圧Ｅｒが
反転入力端に入力される比較器１６０、比較器１６０の
出力Ｖｄ１６によりオンオフ動作をする放電スイッチ１
６１を有する。放電スイッチ１６１の一端は抵抗１６２
を経て出力端子５０に接続され、他端は回路グランドＧ
に接続されている。比較器１６０は第３の比較回路に相
当する。検出電圧Ｅｄ３と基準電圧Ｅｒとが等しくなる
場合の出力直流電圧Ｅｏである第３の電圧Ｅ３（＞Ｅｓ
ｅｔ）は式（９）で表される。
【００６０】
【数９】
【００６１】出力直流電圧Ｅｏを分圧する抵抗１０１、
抵抗１０２、抵抗１０７、抵抗１０８は出力検出回路に
相当する。抵抗１０１と抵抗１０２の接続点の第１の検
出電圧を検出電圧Ｅｄ１とし、抵抗１０２と抵抗１０７
の接続点の第２の検出電圧を検出電圧Ｅｄ２とする。ま
た、抵抗１０７と抵抗１０８の接続点の第３の検出電圧
を検出電圧Ｅｄ３とする。
抵抗１０２、抵抗１０７、抵抗１０８は出力検出回路に
相当する。抵抗１０１と抵抗１０２の接続点の第１の検
出電圧を検出電圧Ｅｄ１とし、抵抗１０２と抵抗１０７
の接続点の第２の検出電圧を検出電圧Ｅｄ２とする。ま
た、抵抗１０７と抵抗１０８の接続点の第３の検出電圧
を検出電圧Ｅｄ３とする。
【００６２】図１０は、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバー
タの各部の動作をます波形図である。図１０において、
（ａ）は基準電圧Ｅｒの変化を示す波形図、（ｂ）は誤
差電圧Ｖｅ、のこぎり波電圧Ｖｔ及び出力電圧（Ｖｅ＋
Ｖｏｓ）のそれぞれの波形図である。図１０の（ｃ）
は、電圧Ｅ３及び出力設定電圧Ｅｓｅｔの変化を示す波
形図であり、同（ｄ）は駆動電圧Ｖｄ１６の波形図であ
る。出力設定電圧Ｅｓｅｔが低い値に変えられたとき、
出力直流電圧Ｅｏを低下させるために、時刻ｔ１で負荷
８からの指令によって図１０の（ａ）に示すように基準
電圧Ｅｒを低下させる。基準電圧Ｅｒの低下に応じて、
図１０の（ｃ）のように出力設定電圧Ｅｓｅｔと電圧Ｅ
３も低下する。しかし誤差増幅器１０４は応答速度が遅
いので、誤差電圧Ｖｅ及び出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は図１
０の（ｂ）に示すように緩やかに低下していく。比較器
１６０において、非反転入力端の電圧Ｅｄ３は基準電圧
Ｅｒより高い。そのため出力の駆動電圧Ｖｄ１６は
“Ｈ”となる。その結果放電スイッチ１６１はオン状態
となり出力端子５０を回路グランドＧに接続する。その
結果、出力コンデンサ７の電荷は抵抗１６２を経て回路
グランドＧに急速に放電する。放電スイッチ１６１のオ
ン状態は、出力直流電圧Ｅｏが電圧Ｅ３に達して、時刻
ｔ２で比較器１６０の出力が”Ｌ”に反転するまで続
く。誤差電圧Ｖｅが充分に低下していなければ出力直流
電圧Ｅｏは上昇に転じ、時刻ｔ３で再び放電スイッチ１
６１がオン状態となり、出力直流電圧Ｅｏが電圧Ｅ３に
達するとオフ状態となる。このようなオンオフ動作は出
力直流電圧Ｅｏが出力設定電圧Ｅｓｅｔに達するまで繰
り返される。このようにして、誤差電圧Ｖｅは低下して
ゆき、最終的に出力直流電圧Ｅｏが出力設定電圧Ｅｓｅ
ｔに達すると通常の制御状態になる。第３の電圧Ｅ３
は、出力直流電圧Ｅｏの許容上限値以下でかつ出力設定
電圧Ｅｓｅｔに近い値に設定するのが望ましい。
タの各部の動作をます波形図である。図１０において、
（ａ）は基準電圧Ｅｒの変化を示す波形図、（ｂ）は誤
差電圧Ｖｅ、のこぎり波電圧Ｖｔ及び出力電圧（Ｖｅ＋
Ｖｏｓ）のそれぞれの波形図である。図１０の（ｃ）
は、電圧Ｅ３及び出力設定電圧Ｅｓｅｔの変化を示す波
形図であり、同（ｄ）は駆動電圧Ｖｄ１６の波形図であ
る。出力設定電圧Ｅｓｅｔが低い値に変えられたとき、
出力直流電圧Ｅｏを低下させるために、時刻ｔ１で負荷
８からの指令によって図１０の（ａ）に示すように基準
電圧Ｅｒを低下させる。基準電圧Ｅｒの低下に応じて、
図１０の（ｃ）のように出力設定電圧Ｅｓｅｔと電圧Ｅ
３も低下する。しかし誤差増幅器１０４は応答速度が遅
いので、誤差電圧Ｖｅ及び出力（Ｖｅ＋Ｖｏｓ）は図１
０の（ｂ）に示すように緩やかに低下していく。比較器
１６０において、非反転入力端の電圧Ｅｄ３は基準電圧
Ｅｒより高い。そのため出力の駆動電圧Ｖｄ１６は
“Ｈ”となる。その結果放電スイッチ１６１はオン状態
となり出力端子５０を回路グランドＧに接続する。その
結果、出力コンデンサ７の電荷は抵抗１６２を経て回路
グランドＧに急速に放電する。放電スイッチ１６１のオ
ン状態は、出力直流電圧Ｅｏが電圧Ｅ３に達して、時刻
ｔ２で比較器１６０の出力が”Ｌ”に反転するまで続
く。誤差電圧Ｖｅが充分に低下していなければ出力直流
電圧Ｅｏは上昇に転じ、時刻ｔ３で再び放電スイッチ１
６１がオン状態となり、出力直流電圧Ｅｏが電圧Ｅ３に
達するとオフ状態となる。このようなオンオフ動作は出
力直流電圧Ｅｏが出力設定電圧Ｅｓｅｔに達するまで繰
り返される。このようにして、誤差電圧Ｖｅは低下して
ゆき、最終的に出力直流電圧Ｅｏが出力設定電圧Ｅｓｅ
ｔに達すると通常の制御状態になる。第３の電圧Ｅ３
は、出力直流電圧Ｅｏの許容上限値以下でかつ出力設定
電圧Ｅｓｅｔに近い値に設定するのが望ましい。
【００６３】以上のように、第４実施例のＤＣ−ＤＣコ
ンバータでは、出力直流電圧Ｅｏを低下させる場合、放
電スイッチ１６１をオンにして出力コンデンサ７の電荷
を急速に放電する。これによりＤＣ−ＤＣコンバータの
応答時間を大幅に短縮することができる。放電スイッチ
１６１は、出力直流電圧Ｅｏが、出力設定電圧Ｅｓｅｔ
より所定の電圧だけ高い電圧Ｅ３に達するまでオン状態
を保ち、それ以降はオフになるので、出力直流電圧Ｅｏ
にアンダーシュートを発生することはない。尚、抵抗１
６２は、放電スイッチ１６１のオン時に出力コンデンサ
７の放電電流を制限するためのものであり、放電スイッ
チ１６１自体がオン時のインピーダンスを有するときは
それで代用しても構わない。
ンバータでは、出力直流電圧Ｅｏを低下させる場合、放
電スイッチ１６１をオンにして出力コンデンサ７の電荷
を急速に放電する。これによりＤＣ−ＤＣコンバータの
応答時間を大幅に短縮することができる。放電スイッチ
１６１は、出力直流電圧Ｅｏが、出力設定電圧Ｅｓｅｔ
より所定の電圧だけ高い電圧Ｅ３に達するまでオン状態
を保ち、それ以降はオフになるので、出力直流電圧Ｅｏ
にアンダーシュートを発生することはない。尚、抵抗１
６２は、放電スイッチ１６１のオン時に出力コンデンサ
７の放電電流を制限するためのものであり、放電スイッ
チ１６１自体がオン時のインピーダンスを有するときは
それで代用しても構わない。
【００６４】≪第５実施例≫前記の第４実施例のＤＣ−
ＤＣコンバータにおいては、例えば制御部９に異常が生
じてスイッチ２及びスイッチ５の時比率が異常に大きく
なると、出力直流電圧Ｅｏが出力設定電圧Ｅｓｅｔを超
える異常な高い値になることがある。このような場合に
おいて、応答高速化回路１６が働いて放電スイッチ１６
１がオンとなり、出力端子５０を抵抗１６２を介して回
路グランドＧに接続すると以下に示す問題が生じる。す
なわち、出力直流電圧Ｅｏの上昇が制御部９の異常な動
作に起因するので、放電スイッチ１６１がオンになって
も出力直流電圧Ｅｏは低下しない。そのため放電スイッ
チ１６１は大きな電流を流しつつ長時間オン状態を保
ち、放電スイッチ１６１が損傷を受ける恐れがある。第
５実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、このような制御部
９の異常による出力直流電圧Ｅｏの異常な上昇時におい
て放電スイッチ１６１を保護する手段を有することを特
例とする。
ＤＣコンバータにおいては、例えば制御部９に異常が生
じてスイッチ２及びスイッチ５の時比率が異常に大きく
なると、出力直流電圧Ｅｏが出力設定電圧Ｅｓｅｔを超
える異常な高い値になることがある。このような場合に
おいて、応答高速化回路１６が働いて放電スイッチ１６
１がオンとなり、出力端子５０を抵抗１６２を介して回
路グランドＧに接続すると以下に示す問題が生じる。す
なわち、出力直流電圧Ｅｏの上昇が制御部９の異常な動
作に起因するので、放電スイッチ１６１がオンになって
も出力直流電圧Ｅｏは低下しない。そのため放電スイッ
チ１６１は大きな電流を流しつつ長時間オン状態を保
ち、放電スイッチ１６１が損傷を受ける恐れがある。第
５実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、このような制御部
９の異常による出力直流電圧Ｅｏの異常な上昇時におい
て放電スイッチ１６１を保護する手段を有することを特
例とする。
【００６５】図１１は本発明の第５実施例のＤＣ−ＤＣ
コンバータの回路図である。図１１において、第５実施
例のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第４実施例のＤＣ−
ＤＣコンバータの応答高速化回路１６を、内部構成の異
なる他の応答高速化回路１６Ａに代えたものである。そ
の他の構成は第４実施例のものと同じであるので重複す
る説明は省略する。応答高速化回路１６Ａは、反転入力
端に基準電圧Ｅｒが印加され非反転入力端に検出電圧Ｅ
ｄ３が印加される比較器１６０、最大オン時間設定回路
１７、及び抵抗１６２が直列に接続された放電スイッチ
１６１を有する。最大オン時間設定回路１７はＡＮＤ回
路１７３を有し、ＡＮＤ回路１７３の一方の入力端に比
較器１６０の出力端が接続されている。ＡＮＤ回路１７
３の他方の入力端にはインバータ１７２の出力端が接続
され、インバータ１７２の入力端は抵抗１７０を経て比
較器１６０の出力端に接続されている。抵抗１７０とイ
ンバータ１７２との接続点と、回路グランドＧとの間に
コンデンサ１７１が接続されている。抵抗１７０、コン
デンサ１７１及びインバータ１７２で遅延回路を構成し
ており、遅延電圧Ｖ１７２がＡＮＤ回路１７３の他方の
入力端に印加される。ＡＮＤ回路１７３の出力の駆動電
圧Ｖｄ１６は放電スイッチ１６１に印加されている。放
電スイッチの一端は、回路グランドＧに接続され、他端
は抵抗１６１を経て出力端子５０に接続されている。
コンバータの回路図である。図１１において、第５実施
例のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第４実施例のＤＣ−
ＤＣコンバータの応答高速化回路１６を、内部構成の異
なる他の応答高速化回路１６Ａに代えたものである。そ
の他の構成は第４実施例のものと同じであるので重複す
る説明は省略する。応答高速化回路１６Ａは、反転入力
端に基準電圧Ｅｒが印加され非反転入力端に検出電圧Ｅ
ｄ３が印加される比較器１６０、最大オン時間設定回路
１７、及び抵抗１６２が直列に接続された放電スイッチ
１６１を有する。最大オン時間設定回路１７はＡＮＤ回
路１７３を有し、ＡＮＤ回路１７３の一方の入力端に比
較器１６０の出力端が接続されている。ＡＮＤ回路１７
３の他方の入力端にはインバータ１７２の出力端が接続
され、インバータ１７２の入力端は抵抗１７０を経て比
較器１６０の出力端に接続されている。抵抗１７０とイ
ンバータ１７２との接続点と、回路グランドＧとの間に
コンデンサ１７１が接続されている。抵抗１７０、コン
デンサ１７１及びインバータ１７２で遅延回路を構成し
ており、遅延電圧Ｖ１７２がＡＮＤ回路１７３の他方の
入力端に印加される。ＡＮＤ回路１７３の出力の駆動電
圧Ｖｄ１６は放電スイッチ１６１に印加されている。放
電スイッチの一端は、回路グランドＧに接続され、他端
は抵抗１６１を経て出力端子５０に接続されている。
【００６６】第５実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作
を図１２を用いて説明する。図１２の（ａ）から（ｅ）
は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形図であ
り、（ａ）は出力直流電圧Ｅｏの変化を示し、（ｂ）は
比較器１６０の出力Ｖ１６０の変化を示す。また図１２
の（ｃ）はコンデンサ１７１の端子電圧Ｖ１７１の変化
を示し、（ｄ）はインバータ１７２の出力である遅延電
圧Ｖ１７２の変化を示し、（ｅ）は充電スイッチ１６１
への駆動信号Ｖｄ１６の変化を示す。異常な動作等によ
って出力直流電圧Ｅｏが上昇して、時刻ｔ１で電圧Ｅ３
を上回ると、比較器１６０の図１２の（ｂ）に示す出力
Ｖ１６０は “Ｈ”となる。この時刻ｔ１からコンデン
サ１７１は抵抗１７０を介して充電を開始するため、図
１２の（ｃ）の電圧Ｖ１７１はインバータ１７２のしき
い値Ｖｔｈより低く、インバータ１７２の出力である遅
延電圧Ｖ１７２は“Ｈ”である。従って“Ｈ”の出力Ｖ
１６０と“Ｈ”の遅延電圧Ｖ１７２が入力されるＡＮＤ
回路１７３の出力の駆動電圧Ｖｄ１６は“Ｈ”であり、
放電スイッチ１６１はオン状態となる。コンデンサ１７
１の充電が進むと電圧Ｖ１７１は徐々に上昇してゆく。
電圧Ｖ１７１が時刻ｔ２でインバータ１７２のしきい値
電圧Ｖｔｈに達すると、インバータ１７２の出力の遅延
電圧Ｖ１７２は“Ｌ”に反転する。このためＡＮＤ回路
１７３の出力の駆動電圧Ｖｄ１６は“Ｌ”となり、放電
スイッチ１６１はオフになる。放電スイッチ１６１がオ
ンになってからオフになるまでの時間Ｔ４は、第４実施
例で説明した応答高速化回路１６の放電スイッチ１６１
のオン時間より長く設定されている。
を図１２を用いて説明する。図１２の（ａ）から（ｅ）
は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形図であ
り、（ａ）は出力直流電圧Ｅｏの変化を示し、（ｂ）は
比較器１６０の出力Ｖ１６０の変化を示す。また図１２
の（ｃ）はコンデンサ１７１の端子電圧Ｖ１７１の変化
を示し、（ｄ）はインバータ１７２の出力である遅延電
圧Ｖ１７２の変化を示し、（ｅ）は充電スイッチ１６１
への駆動信号Ｖｄ１６の変化を示す。異常な動作等によ
って出力直流電圧Ｅｏが上昇して、時刻ｔ１で電圧Ｅ３
を上回ると、比較器１６０の図１２の（ｂ）に示す出力
Ｖ１６０は “Ｈ”となる。この時刻ｔ１からコンデン
サ１７１は抵抗１７０を介して充電を開始するため、図
１２の（ｃ）の電圧Ｖ１７１はインバータ１７２のしき
い値Ｖｔｈより低く、インバータ１７２の出力である遅
延電圧Ｖ１７２は“Ｈ”である。従って“Ｈ”の出力Ｖ
１６０と“Ｈ”の遅延電圧Ｖ１７２が入力されるＡＮＤ
回路１７３の出力の駆動電圧Ｖｄ１６は“Ｈ”であり、
放電スイッチ１６１はオン状態となる。コンデンサ１７
１の充電が進むと電圧Ｖ１７１は徐々に上昇してゆく。
電圧Ｖ１７１が時刻ｔ２でインバータ１７２のしきい値
電圧Ｖｔｈに達すると、インバータ１７２の出力の遅延
電圧Ｖ１７２は“Ｌ”に反転する。このためＡＮＤ回路
１７３の出力の駆動電圧Ｖｄ１６は“Ｌ”となり、放電
スイッチ１６１はオフになる。放電スイッチ１６１がオ
ンになってからオフになるまでの時間Ｔ４は、第４実施
例で説明した応答高速化回路１６の放電スイッチ１６１
のオン時間より長く設定されている。
【００６７】第５実施例によれば、最大オン時間設定回
路１７において、比較器１６０の出力Ｖ１６０よりコン
デンサ１７１の充電期間だけ遅れた遅延電圧Ｖ１７２を
発生させ、出力Ｖ１６０と遅延電圧Ｖ１７２とのＡＮＤ
出力を放電スイッチ１６１の駆動電圧Ｖｄ１６としてい
る。従って駆動電圧Ｖｄ１６が“Ｈ”となる時間、即ち
放電スイッチ１６１のオン時間Ｔ４が一定値に制限され
る。すなわちオン時間Ｔ４に最大限度を設けることがで
きる。放電スイッチ１６１の最大オン時間Ｔ４は、出力
直流電圧Ｅｏが異常に上昇した時に放電スイッチ１６１
がオン状態を保っていても破損しない時間に設定すれば
よい。
路１７において、比較器１６０の出力Ｖ１６０よりコン
デンサ１７１の充電期間だけ遅れた遅延電圧Ｖ１７２を
発生させ、出力Ｖ１６０と遅延電圧Ｖ１７２とのＡＮＤ
出力を放電スイッチ１６１の駆動電圧Ｖｄ１６としてい
る。従って駆動電圧Ｖｄ１６が“Ｈ”となる時間、即ち
放電スイッチ１６１のオン時間Ｔ４が一定値に制限され
る。すなわちオン時間Ｔ４に最大限度を設けることがで
きる。放電スイッチ１６１の最大オン時間Ｔ４は、出力
直流電圧Ｅｏが異常に上昇した時に放電スイッチ１６１
がオン状態を保っていても破損しない時間に設定すれば
よい。
【００６８】以上のように第５実施例のＤＣ−ＤＣコン
バータによれば、放電スイッチ１６１のオン時間の最大
値に制限を設けることにより、出力直流電圧Ｅｏの異常
な上昇時に放電スイッチ１６１がオンになっても放電ス
イッチが破損しないように保護することができる。尚、
以上の第１実施例から第５実施例のＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、昇降圧可能なＤＣ-ＤＣコンバータとして２つ
のスイッチ手段を有する昇降圧コンバータを用いて説明
してきたが、本発明のＤＣ-ＤＣコンバータはこれに限
定されるものではない。昇降圧可能なＤＣ-ＤＣコンバ
ータとしては、他にＳＥＰＩＣやＺｅｔａコンバータが
知られており、本発明はこれらにも適用することができ
る。また昇圧コンバータと降圧コンバータを直列あるい
は並列に組合わせて構成した昇降圧型のＤＣ-ＤＣコン
バータ等全てのＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能であ
る。
バータによれば、放電スイッチ１６１のオン時間の最大
値に制限を設けることにより、出力直流電圧Ｅｏの異常
な上昇時に放電スイッチ１６１がオンになっても放電ス
イッチが破損しないように保護することができる。尚、
以上の第１実施例から第５実施例のＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、昇降圧可能なＤＣ-ＤＣコンバータとして２つ
のスイッチ手段を有する昇降圧コンバータを用いて説明
してきたが、本発明のＤＣ-ＤＣコンバータはこれに限
定されるものではない。昇降圧可能なＤＣ-ＤＣコンバ
ータとしては、他にＳＥＰＩＣやＺｅｔａコンバータが
知られており、本発明はこれらにも適用することができ
る。また昇圧コンバータと降圧コンバータを直列あるい
は並列に組合わせて構成した昇降圧型のＤＣ-ＤＣコン
バータ等全てのＤＣ−ＤＣコンバータに適用可能であ
る。
【００６９】
【発明の効果】以上の各実施例における詳細な説明から
明らかなように、本発明は、入力直流電圧を昇圧または
降圧して得た出力直流電圧を負荷に供給するＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端と
出力端間を離接する充電スイッチを設け、出力設定電圧
より所定の電圧だけ低い第１の電圧及び、入力直流電圧
より所定の電圧だけ低い第２の電圧が設定された制御部
において、出力直流電圧が、第１の電圧及び第２の電圧
より低い場合、前記充電スイッチをオン状態にする。こ
れにより、外的要因によって出力直流電圧が出力設定電
圧より低くなったときにおいて、出力直流電圧が上昇し
て出力設定電圧に達するまでの応答速度を大幅に速くす
ることができるという効果が得られる。
明らかなように、本発明は、入力直流電圧を昇圧または
降圧して得た出力直流電圧を負荷に供給するＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端と
出力端間を離接する充電スイッチを設け、出力設定電圧
より所定の電圧だけ低い第１の電圧及び、入力直流電圧
より所定の電圧だけ低い第２の電圧が設定された制御部
において、出力直流電圧が、第１の電圧及び第２の電圧
より低い場合、前記充電スイッチをオン状態にする。こ
れにより、外的要因によって出力直流電圧が出力設定電
圧より低くなったときにおいて、出力直流電圧が上昇し
て出力設定電圧に達するまでの応答速度を大幅に速くす
ることができるという効果が得られる。
【００７０】また、出力設定電圧が入力直流電圧より高
い場合においては、出力直流電圧が第１の電圧より低い
場合、ＤＣ−ＤＣコンバータを最大出力で動作させるこ
とにより、充電スイッチがオフした後第１の電圧に達す
るまでは、最大の出力を出すように動作を継続させる。
これによりさらに応答時間を短縮することができるとい
う効果が得られる。さらに、充電スイッチのオン時間の
最大値に限度を設けることにより、負荷短絡時に充電ス
イッチがオンしてもスイッチが破損しないようにする保
護機能を有する。
い場合においては、出力直流電圧が第１の電圧より低い
場合、ＤＣ−ＤＣコンバータを最大出力で動作させるこ
とにより、充電スイッチがオフした後第１の電圧に達す
るまでは、最大の出力を出すように動作を継続させる。
これによりさらに応答時間を短縮することができるとい
う効果が得られる。さらに、充電スイッチのオン時間の
最大値に限度を設けることにより、負荷短絡時に充電ス
イッチがオンしてもスイッチが破損しないようにする保
護機能を有する。
【００７１】また、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出
力設定電圧より所定の電圧だけ高い第３の電圧を設け、
出力直流電圧が第３の電圧より高い場合には放電スイッ
チをオン状態にすることにより、何らかの原因によって
出力直流電圧が出力設定電圧が基準電圧Ｅｒより高くな
った場合、出力直流電圧が出力設定電圧に達する応答速
度を大幅に速くすることができるという効果が得られ
る。放電スイッチのオン時間の最大値に限度を設けるこ
とにより、出力が異常に上昇した時に放電スイッチがオ
ンしてもスイッチが破損しないように保護することがで
きる。
力設定電圧より所定の電圧だけ高い第３の電圧を設け、
出力直流電圧が第３の電圧より高い場合には放電スイッ
チをオン状態にすることにより、何らかの原因によって
出力直流電圧が出力設定電圧が基準電圧Ｅｒより高くな
った場合、出力直流電圧が出力設定電圧に達する応答速
度を大幅に速くすることができるという効果が得られ
る。放電スイッチのオン時間の最大値に限度を設けるこ
とにより、出力が異常に上昇した時に放電スイッチがオ
ンしてもスイッチが破損しないように保護することがで
きる。
【図１】本発明の第１実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路図。
ータの回路図。
【図２】（ａ）から（ｃ）は本発明の第１実施例におけ
るＤＣ−ＤＣコンバータの制御部の各部の動作を示す波
形図。
るＤＣ−ＤＣコンバータの制御部の各部の動作を示す波
形図。
【図３】（ａ）から（ｄ）は、本発明の第１実施例にお
いて、基準電圧Ｅｒが上昇する場合のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの各部の動作を示す波形図。
いて、基準電圧Ｅｒが上昇する場合のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの各部の動作を示す波形図。
【図４】（ａ）から（ｄ）は、本発明の第１実施例にお
いて、基準電圧Ｅｒが大幅に上昇する場合の各部の動作
を示す波形図。
いて、基準電圧Ｅｒが大幅に上昇する場合の各部の動作
を示す波形図。
【図５】本発明の第２実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路図。
ータの回路図。
【図６】（ａ）から（ｅ）は、本発明の第２実施例にお
けるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形図。
けるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形図。
【図７】本発明の第３実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路図。
ータの回路図。
【図８】（ａ）から（ｅ）は、本発明第３実施例におけ
るＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形図。
るＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形図。
【図９】本発明の第４実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路図。
ータの回路図。
【図１０】（ａ）から（ｄ）は、本発明の第４実施例に
おけるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形
図。
おけるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形
図。
【図１１】本発明の第４実施例におけるＤＣ−ＤＣコン
バータの回路図。
バータの回路図。
【図１２】（ａ）から（ｅ）は、本発明第４実施例にお
けるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形図。
けるＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示す波形図。
【図１３】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路図。
【図１４】（ａ）から（ｄ）は、図１２のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの動作を示す波形図。
ンバータの動作を示す波形図。
【図１５】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。
【図１６】（ａ）から（ｃ）は、図１５のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御部の各部の動作を示す波形図。
ンバータの制御部の各部の動作を示す波形図。
１ 直流入力電源
２ 第１のスイッチ
３ 第１のダイオード
４ インダクタ
５ 第２のスイッチ
６ 第２のダイオード
７ 出力コンデンサ
８ 負荷
９ 制御部
１０ 誤差増幅回路
１１ 発振回路
１２ パルス幅制御回路
１３ １６、１６Ａ応答高速化回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 神谷 博紀
大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器
産業株式会社内
(72)発明者 ▲龍▼ ▲隆▼
大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器
産業株式会社内
Ｆターム(参考） 5H730 AS01 BB13 BB15 BB57 DD01
EE07 EE59 FD01 FF02 FG02
FG22 FG23 FV05
Claims (12)
- 【請求項１】 入力端から入力される直流電流を断続す
るスイッチ手段、 前記スイッチ手段により断続される電流により電磁エネ
ルギーの蓄積と放出を繰り返すインダクタ、 前記インダクタの出力端に発生する電圧を整流平滑して
得られる出力直流電圧と、所定の基準電圧とを比較して
誤差電圧を出力する誤差増幅回路及び前記誤差電圧に基
づいて前記スイッチ手段の断続状態を制御するパルス幅
制御回路を有し、前記出力直流電圧を、前記直流入力の
電圧に対して昇圧又は降圧して所定の出力設定電圧に等
しくなるように制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端と出力端の間に接続
されたスイッチ、 前記出力設定電圧より低い第１の電圧と前記出力直流電
圧とを比較し、比較結果の出力を得る第１の比較回路、 前記入力直流電圧より低い第２の電圧と前記出力直流電
圧とを比較し、比較結果の出力を得る第２の比較回路及
び、 前記第１の比較回路の出力と前記第２の比較回路の出力
が入力され、前記出力直流電圧が前記第１の電圧及び前
記第２の電圧より低い場合に前記スイッチをオン状態に
する駆動回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記第１の比較回路の出力が入力され、
前記出力直流電圧が前記第１の電圧より低いとき、前記
パルス幅制御回路が最大のデューティ比で前記スイッチ
手段をオンオフさせるように前記誤差電圧を変化させる
電圧印加手段を有する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。 - 【請求項３】 前記駆動回路は、前記スイッチのオン時
間に所定の最大値を設定する第１の最大オン時間設定回
路を有する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端と回
路グランド間に接続されるスイッチ、及び前記出力設定
電圧より高い第３の電圧と前記出力直流電圧との比較結
果を出力する第３の比較回路を更に有し、 前記出力直流電圧が前記第３の電圧より高い場合に前記
スイッチをオン状態にすることを特徴とする請求項１記
載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端の両極間
に接続された複数の抵抗を含む出力電圧検出回路を更に
有し、 前記出力検出回路で検出された第１の検出電圧、前記第
１の検出電圧より低い第２の検出電圧及び前記第２の検
出電圧より低い第３の検出電圧のうち、 前記第１の比較回路には、前記第１の検出電圧と前記基
準電圧が入力され、 前記誤差増幅回路には前記第２の検出電圧と前記基準電
圧が入力され、 前記第３の比較回路には前記第３の検出電圧と前記基準
電圧とが入力されることを特徴とする請求項４記載のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】 前記スイッチのオン時間に所定の最大値
を設定する最大オン時間設定回路を更に有する請求項４
記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項７】 入力端に印加される入力直流電圧を変換
して出力端から所望の出力直流電圧を出力するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、 前記入力端と前記出力端との間を開閉するスイッチ及び
前記出力直流電圧の所望値である出力設定電圧より低い
第１の電圧、及び前記入力電圧より低い第２の電圧を設
定し、前記出力直流電圧が前記第１の電圧及び第２の電
圧より低いとき、前記スイッチを閉にする制御手段を有
することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項８】 前記制御手段は、前記出力直流電圧が前
記第１の電圧より低い場合、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
をその出力が最大になるように動作させることを特徴と
する請求項７記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項９】 前記スイッチのオン時間を所定の最大限
度に制限する手段を設けたことを特徴とする請求項７記
載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１０】 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端の
両極間にスイッチを接続し、前記出力直流電圧が前記出
力設定電圧より高い値に設定された第３の電圧より高い
場合には、前記スイッチをオン状態にすることを特徴と
する請求項７記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１１】 前記スイッチのオン時間を所定の最大
限度に制限する手段を設けたことを特徴とする請求項１
０記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１２】 入力端から入力される電流を断続する
スイッチ手段、前記スイッチ手段による電流の断続に応
じて電磁エネルギーの蓄積と放出をするインダクタ、 前記インダクタによる電磁エネルギーの蓄積と放出によ
り得られる電流で充電されて出力端に出力直流電圧を得
るコンデンサ、 前記出力直流電圧を所定の基準電圧と比較して、誤差電
圧を出力する誤差増幅回路、 所定のデューティ比のパルス信号を前記スイッチ手段に
印加するとともに、前記誤差電圧に基づいて前記出力直
流電圧が所望の電圧となるように前記デューティ比を制
御するパルス幅制御回路、 前記出力直流電圧を所定の基準電圧と比較して、前記出
力直流電圧が前記所望の電圧より高くなったとき比較結
果の信号を出力する比較回路、及び前記比較回路の比較
結果の信号により駆動され、前記コンデンサの電荷を放
電する放電スイッチを有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
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Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005051992A (ja) * | 2003-07-11 | 2005-02-24 | Seiko Instruments Inc | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路を備えた半導体装置 |
| JP2006031259A (ja) * | 2004-07-14 | 2006-02-02 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 電源装置 |
| JP2007043847A (ja) * | 2005-08-04 | 2007-02-15 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2007049889A (ja) * | 2005-07-12 | 2007-02-22 | Brother Ind Ltd | 電力供給装置及び画像形成装置 |
| CN100392969C (zh) * | 2004-03-11 | 2008-06-04 | 纬创资通股份有限公司 | 升压装置 |
| CN101867289A (zh) * | 2010-05-19 | 2010-10-20 | 杭州矽力杰半导体技术有限公司 | 具有恒压/恒流输出的开关电源及其控制方法 |
| CN101951135A (zh) * | 2010-08-26 | 2011-01-19 | 奇瑞汽车股份有限公司 | 反激式开关电源及其过流保护方法 |
| JP2011072156A (ja) * | 2009-09-28 | 2011-04-07 | Roland Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Families Citing this family (51)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7849332B1 (en) | 2002-11-14 | 2010-12-07 | Nvidia Corporation | Processor voltage adjustment system and method |
| US7886164B1 (en) | 2002-11-14 | 2011-02-08 | Nvidia Corporation | Processor temperature adjustment system and method |
| US7882369B1 (en) | 2002-11-14 | 2011-02-01 | Nvidia Corporation | Processor performance adjustment system and method |
| TWI238303B (en) * | 2003-05-09 | 2005-08-21 | Richtek Techohnology Corp | Switching voltage regulator and method for improving load transient efficiency |
| US7379666B2 (en) * | 2003-09-30 | 2008-05-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Electronic appliance |
| JP4426807B2 (ja) * | 2003-10-02 | 2010-03-03 | セイコーインスツル株式会社 | 昇降圧スイッチングレギュレータ制御回路及び昇降圧スイッチングレギュレータ |
| US7479753B1 (en) | 2004-02-24 | 2009-01-20 | Nvidia Corporation | Fan speed controller |
| US7081741B2 (en) * | 2004-06-15 | 2006-07-25 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Multi-output power supply and electronic device using them |
| WO2006006257A1 (ja) * | 2004-07-12 | 2006-01-19 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Dc-dcコンバータ |
| US7256571B1 (en) * | 2004-10-01 | 2007-08-14 | Nvidia Corporation | Power supply dynamic set point circuit |
| JP4366335B2 (ja) * | 2005-05-10 | 2009-11-18 | パナソニック株式会社 | 昇圧コンバータ |
| US7298119B1 (en) * | 2005-06-03 | 2007-11-20 | Maxim Integrated Products, Inc. | Step-up/step-down (buck/boost) switching regulator control methods |
| US7157888B2 (en) * | 2005-06-06 | 2007-01-02 | Aimtron Technology Corp. | Light loading control circuit for a buck-boost voltage converter |
| US7176667B2 (en) * | 2005-06-20 | 2007-02-13 | Aimtron Technology Corp. | Buck-boost voltage converter |
| US7449874B2 (en) * | 2005-10-11 | 2008-11-11 | Analog Devices, Inc. | System and method for voltage control of adjustable regulators |
| EP1837983A1 (en) | 2006-03-24 | 2007-09-26 | STMicroelectronics S.r.l. | Switching voltage regulator control device |
| JP2008206239A (ja) * | 2007-02-17 | 2008-09-04 | Seiko Instruments Inc | 半導体装置 |
| US8054058B2 (en) | 2007-04-17 | 2011-11-08 | Queen's Univeristy At Kingston | DC-DC converter with improved dynamic response |
| US9134782B2 (en) | 2007-05-07 | 2015-09-15 | Nvidia Corporation | Maintaining optimum voltage supply to match performance of an integrated circuit |
| JP2009044081A (ja) * | 2007-08-10 | 2009-02-26 | Rohm Co Ltd | 駆動装置 |
| US10938303B2 (en) | 2007-08-10 | 2021-03-02 | Rohm Co., Ltd. | Driving device |
| FI20070672A0 (fi) * | 2007-09-04 | 2007-09-04 | Efore Oyj | Menetelmä vaihtosähkön muodostamiseksi |
| AT505734A1 (de) * | 2007-09-11 | 2009-03-15 | Siemens Ag Oesterreich | Verfahren zur regelung eines schaltwandlers |
| DE102008008337A1 (de) * | 2008-02-08 | 2009-04-23 | Conti Temic Microelectronic Gmbh | Schaltnetzteil zum Erzeugen einer vorgegebenen Ausgangsspannung |
| US8370663B2 (en) | 2008-02-11 | 2013-02-05 | Nvidia Corporation | Power management with dynamic frequency adjustments |
| JP6085406B2 (ja) * | 2008-12-02 | 2017-02-22 | サイプレス セミコンダクター コーポレーション | 出力電圧制御回路、電子機器及び出力電圧制御方法 |
| US9256265B2 (en) | 2009-12-30 | 2016-02-09 | Nvidia Corporation | Method and system for artificially and dynamically limiting the framerate of a graphics processing unit |
| US9830889B2 (en) | 2009-12-31 | 2017-11-28 | Nvidia Corporation | Methods and system for artifically and dynamically limiting the display resolution of an application |
| JP5479940B2 (ja) * | 2010-02-16 | 2014-04-23 | 株式会社小糸製作所 | 昇降圧ｄｃ−ｄｃコンバータ及び車両用灯具 |
| CN101807805B (zh) * | 2010-03-26 | 2012-10-17 | 深圳市斯尔顿科技有限公司 | 一种充电管理电路及电源适配装置 |
| US8324863B2 (en) * | 2010-04-19 | 2012-12-04 | Tesla Motors, Inc. | Trickle charger for high-energy storage systems |
| US8839006B2 (en) | 2010-05-28 | 2014-09-16 | Nvidia Corporation | Power consumption reduction systems and methods |
| US8704504B2 (en) * | 2010-09-03 | 2014-04-22 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power supply circuit comprising detection circuit including reference voltage circuits as reference voltage generation circuits |
| CN102480229B (zh) * | 2010-11-25 | 2014-04-09 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | 一种等比降压开关电源 |
| CN102158086B (zh) * | 2011-03-07 | 2013-09-25 | 艾德克斯电子（南京）有限公司 | 一种扩大开关电源输出范围和改善输出特性的电路 |
| CN102195480B (zh) * | 2011-03-07 | 2013-09-25 | 艾德克斯电子（南京）有限公司 | 一种宽范围高精度低噪音的自动量程直流电源 |
| CN102158084B (zh) * | 2011-04-18 | 2013-10-23 | 武汉大学 | 一种高效率同步整流降压型开关变换器 |
| US8570006B2 (en) * | 2011-07-21 | 2013-10-29 | Intersil Americas Inc. | Device and method for controlling a buck-boost converter |
| GB201200342D0 (en) * | 2012-01-10 | 2012-02-22 | Texas Instr Cork Ltd | Hybrid peak/average current mode control using digitally assisted analog control schemes |
| US9711962B2 (en) | 2012-07-09 | 2017-07-18 | Davide Andrea | System and method for isolated DC to DC converter |
| RU2510871C1 (ru) * | 2012-09-27 | 2014-04-10 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Московский авиационный институт (национальный исследовательский университет)" (МАИ) | Способ импульсного преобразования постоянного напряжения и устройство для его осуществления |
| US9871448B2 (en) | 2012-12-31 | 2018-01-16 | Nvidia Corporation | Super N-phase switching mode power supply |
| US9831198B2 (en) | 2013-08-22 | 2017-11-28 | Nvidia Corporation | Inductors for integrated voltage regulators |
| KR20150040115A (ko) * | 2013-10-04 | 2015-04-14 | 삼성전기주식회사 | 모터 구동 장치 |
| CN103532380B (zh) * | 2013-10-31 | 2016-03-16 | 无锡中感微电子股份有限公司 | 一种直流-直流转换电路 |
| KR101500400B1 (ko) * | 2013-12-10 | 2015-03-09 | 현대자동차 주식회사 | 정전 용량 검출 장치 |
| US20160078842A1 (en) * | 2014-09-11 | 2016-03-17 | Pixtronix, Inc. | Universal digital controller design for dc/dc switching power supplies used in displays |
| JP6912300B2 (ja) * | 2017-07-14 | 2021-08-04 | エイブリック株式会社 | スイッチングレギュレータ |
| US11863062B2 (en) * | 2018-04-27 | 2024-01-02 | Raytheon Company | Capacitor discharge circuit |
| TWI728573B (zh) * | 2019-11-27 | 2021-05-21 | 茂達電子股份有限公司 | 自適應頻率調整系統 |
| CN116613992A (zh) * | 2023-07-21 | 2023-08-18 | 深圳市皓文电子股份有限公司 | 一种级联拓扑控制装置、方法及存储介质 |
Family Cites Families (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2246505C3 (de) * | 1972-09-22 | 1975-06-05 | Computer Gesellschaft Konstanz Mbh, 7750 Konstanz | Schaltungsanordnung zur unterbrechungsfreien Stromversorgung eines Gleichstromverbauchers mit konstanter Spannung |
| JPS5840913B2 (ja) | 1978-11-16 | 1983-09-08 | 横河電機株式会社 | 一般化ｄｃ／ｄｃコンバ−タ |
| US4395675A (en) | 1981-10-22 | 1983-07-26 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Transformerless noninverting buck boost switching regulator |
| US4578630A (en) * | 1984-11-23 | 1986-03-25 | At&T Bell Laboratories | Buck boost switching regulator with duty cycle limiting |
| JPS62268361A (ja) * | 1986-05-10 | 1987-11-20 | Fujitsu Denso Ltd | スイツチング電源回路 |
| US4819122A (en) * | 1987-04-02 | 1989-04-04 | Cherry Semiconductor Corporation | Over-current timer modulator |
| US5481178A (en) * | 1993-03-23 | 1996-01-02 | Linear Technology Corporation | Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit |
| US5406468A (en) * | 1993-09-02 | 1995-04-11 | Motorola, Inc. | Method for minimizing output transient responses in a power supply |
| US5422562A (en) | 1994-01-19 | 1995-06-06 | Unitrode Corporation | Switching regulator with improved Dynamic response |
| US5491445A (en) * | 1994-07-05 | 1996-02-13 | Delco Electronics Corporation | Booster power converter having accelerated transient boost response |
| US5629608A (en) * | 1994-12-28 | 1997-05-13 | Intel Corporation | Power regulation system for controlling voltage excursions |
| US5528125A (en) * | 1995-04-05 | 1996-06-18 | Texas Instruments Incorporated | Buck-boost switch mode power supply with burst topology |
| US5602463A (en) * | 1995-12-11 | 1997-02-11 | Lockheed Martin Corporation | DC power supply with enhanced input power factor using a buck and boost converter |
| US5844399A (en) * | 1996-07-26 | 1998-12-01 | The University Of Toledo | Battery charger control system |
| FR2754955B1 (fr) * | 1996-10-22 | 1998-12-24 | Sgs Thomson Microelectronics | Dispositif de limitation de variations transitoires d'une tension d'alimentation |
| US5926384A (en) * | 1997-06-26 | 1999-07-20 | Harris Corporation | DC-dC converter having dynamic regulator with current sourcing and sinking means |
| US5998977A (en) * | 1998-05-27 | 1999-12-07 | Maxim Integrated Products, Inc. | Switching power supplies with linear precharge, pseudo-buck and pseudo-boost modes |
| US6087816A (en) * | 1999-06-29 | 2000-07-11 | Maxim Integrated Products, Inc. | Step-up/step-down switching regulators and pulse width modulation control therefor |
| US6232755B1 (en) * | 2000-01-31 | 2001-05-15 | Intel Corporation | Switching voltage regulator that adjusts a timing in response to a load transient |
| US6476589B2 (en) * | 2001-04-06 | 2002-11-05 | Linear Technology Corporation | Circuits and methods for synchronizing non-constant frequency switching regulators with a phase locked loop |
-
2002
- 2002-05-09 JP JP2002134683A patent/JP3742780B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-05-01 US US10/427,487 patent/US6831448B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-05-06 EP EP03010175A patent/EP1361651A3/en not_active Withdrawn
- 2003-05-09 CN CNB031234933A patent/CN1327599C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005051992A (ja) * | 2003-07-11 | 2005-02-24 | Seiko Instruments Inc | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路を備えた半導体装置 |
| JP4498037B2 (ja) * | 2003-07-11 | 2010-07-07 | セイコーインスツル株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路を備えた半導体装置 |
| CN100392969C (zh) * | 2004-03-11 | 2008-06-04 | 纬创资通股份有限公司 | 升压装置 |
| JP2006031259A (ja) * | 2004-07-14 | 2006-02-02 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 電源装置 |
| JP4494106B2 (ja) * | 2004-07-14 | 2010-06-30 | 日本電信電話株式会社 | 電源装置、電源制御方法および電源制御プログラム |
| JP2007049889A (ja) * | 2005-07-12 | 2007-02-22 | Brother Ind Ltd | 電力供給装置及び画像形成装置 |
| JP4720612B2 (ja) * | 2005-07-12 | 2011-07-13 | ブラザー工業株式会社 | 電力供給装置及び画像形成装置 |
| JP2007043847A (ja) * | 2005-08-04 | 2007-02-15 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2011072156A (ja) * | 2009-09-28 | 2011-04-07 | Roland Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| CN101867289A (zh) * | 2010-05-19 | 2010-10-20 | 杭州矽力杰半导体技术有限公司 | 具有恒压/恒流输出的开关电源及其控制方法 |
| CN101951135A (zh) * | 2010-08-26 | 2011-01-19 | 奇瑞汽车股份有限公司 | 反激式开关电源及其过流保护方法 |
| CN101951135B (zh) * | 2010-08-26 | 2013-03-06 | 奇瑞汽车股份有限公司 | 反激式开关电源及其过流保护方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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