CN1327599C - Dc－dc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明揭示一种DC-DC变换器，为了谋求从电池等输入直流电压，供给负载控制的直流电压，提高能升压、降压的DC-DC变换器过渡过响应速度，将比输出设定电压仅低规定电压的第1电压和输出直流电压(Eo)在第1比较电路(130)中进行比较，输出比较结果。将比输入直流电压(Ei)仅低规定电压的第2电压和输出直流电压(Eo)在第2比较电路(133)中进行比较，在比较结果输出直流电压＜第1电压并输出直流电压＜第2电压时，输入输出间连接的开关处于ON状态。由此，能大幅提高输出直流电压(Eo)到达设定电压的响应速度。

Description

DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及将电池等直流电压作为输入，供给负载控制的直流电压DC-DC变换器，尤其涉及能以输入极性和输出极性相同的输入输出同相方式能升压和降压的DC-DC变换器。
背景技术
作为将电池等直流电压作为输入，将以输入输出同相方式能升压或降压的直流电压供给负载的DC-DC变换器，有如日本特公昭58-40913号公报所揭示的。图13为该日本特公昭58-40913号公报所示的DC-DC变换器电路图，图14(a)至(d)表示其动作的波形图。
在图13所示的DC-DC变换器中，直流电压E1的输入直流电源1的正极1A通过第1的开关2，连接第1二极管3的负极。二极管3的阳极连接输入直流电源1的负极1B。二极管3的阴极通过电感4连接第2开关5的一方端子。第2开关5的另一方端子连接负极1B。开关2及5为半导体开关等，能高速开关控制的开关。第2二极管6的阳极连接电感4和开关5的连接点，阴极通过输出电容7连接负极1B。输出电容7上并联连接负载8，输出电容7两端间的电压作为输出电流电压。加在负载8上。如图14(a)及(b)所示，第1开关2及第2开关5以相同开关周期T开关动作。分别用δ1，δ2表示开关2及开关5在各自的1个开关周期T中导通时间的比例即时间比，如图中所示，使时间比δ1大于时间比δ2。以百分比表示时间比就成为占空比。为便于说明，将二极管3及6导通状态正向电压降忽略不计。
输入直流电源插座的电压Ei和开关2及开关5一起导通加在电感4上。这一施加时间如图14(b)所示；为δ2·T。这时，电流从输入直流电源1开始流入电感4，积聚磁能。然后，开关5一断开，如图14(d)所示；二极管6导通，电感4上被加上输入直流电压Ei和输出直流电压Eo。施加时间为(δ1-δ2)·T，这一施加时间中，电流经电感4从输入直流电源1流向输出电容7。再有，开关2一断开则如图14(c)所示；二极管3导通，电感4上反向加上输出直流电压Eo，施加时间为(1-δ1)·T。该施加时间中，电流从电感4流向输出电容7，所积聚的磁能被释放。
通过如此般磁能的反复积聚、释放，从输出电容7向负载8供给电能。电感4的磁能的积聚释放为均衡的稳定动作状态，从其电压时间乘积的和为零开始，式(1)成立
Ei·δ2·T+(Ei-Eo)(δ1·δ2)T＝Eo(1-δ1)T    (1)
式(1)整理后得到式(2)
Eo = δ 1 1 - δ 2 · Ei - - - ( 2 )
式(2)表示变换特性，δ2＝0时，如式(3)所示；作为降压变换器动作。
Eo＝δ 1·Ei                                 (3)
δ1＝1时，变成如式(4)所示，作为升压变换器动作。
Eo = 1 1 - δ 2 · Ei - - - ( 4 )
通过控制使开关2和开关5的时间比变化，式(2)的δ1/(1-δ2)的值可以从0设定至无限大。即该DC-DC变换器理论上可以作为任意的输入直流电压Ei得到任意的输出直流电压Eo的升降压变换器动作。作为控制两个开关时间比的DC-DC变换器的一例示于美国专利第4395675号。
图15为包括开关2及开关5时间比的控制部9在内的人们早就熟悉的DC-DC变换器的电路示例，图16为其各部分的波形图。
在图15中，控制部9的误差放大电路20具有基准电压源200，检测输出直流电压Eo的串联连接的电阻201和电阻202。还有基准电压源200的基准电压Er，和输入用电阻201和电阻202分压的检测电压Ed的误差放大器203。误差放大器203的输入输出间连接相位补偿电容204，输出端输出误差电压Ve。振荡电路11输出以规定周期反复增减的锯齿形波电压Vt。锯齿形波电压Vt的周期为T，振幅为ΔVt，为直线上升急剧下降的波形。脉宽控制电路12具有在误差电压Ve上加上规定偏置电压Vos的加法器120，将加法器120的输出(Ve+Vos)和锯齿形波电压Vt比较的第1比较器121，及误差电压Ve和锯齿形波Vt比较的第2比较器122。比较器121的输出为开关第1开关2的第1驱动信号Vd1，比较器122的输出为开关第2开关5的第2驱动信号Vd2。
图16(a)的波形图表示锯齿形波电压Vt，误差电压Ve及加法器120的输出电压(Ve+Vos)。图16(b)及(c)分别表示第1驱动信号Vd1及第2驱动信号Vd2。图16(a)波形图左端的范围A处锯齿形波电压Vt大于误差电压Ve，锯齿形波Vt和输出电压(Ve+Vos)的波形交叉。在中央部范围B，锯齿形波电压Vt的波形和误差电压Ve的波形交叉。另外，在右端的范围C，锯齿形波Vt大小输出电压(Ve+Vos)。
以下，参照图16(a)至(c)，说明图15所示控制部9的动作。误差放大电路20的误差电压Ve当输出直流电压Eo的电阻201和电阻202的检测电压Ed一高于基准电压源200的基准电压Er就降低，一低于就上升。即输入直流电压Ei一变高，负载8就变轻若要输出直流电压Eo上升则误差电压Ve就降低。反之，输入直流电压Ei一降低，负载8就变重若要输出直流电压Eo下逢，则误差电压Ve就上升。
首先，输入直流电压Ei升高，如图16(a)的范围A，锯齿形波电压Vt大于误差电压Ve时，驱动信号Vd2为正常逻辑电平L的信号(以下将逻辑电平L的信号仅记作“L”)，开关5保持断开状态，因此，开关5的时间比δ2为零(δ2＝0)。开关2由驱动信号Vd1开关，其时间比δ1为误差电压Ve越低则越小。这时，DC-DC变换器的输入电压Ei和输出电压Eo的关系用式(3)表示，DC-DC变换器作降压变换器动作。
以下，在输入直流电压Ei和输出直流电压Eo的差变小，锯齿形波Vt，误差电压Ve及加法器120的输出电压(Ve+Vos)和图16(a)的范围B那样交叉时，开关2据驱动信号Vd1作开关动作，开关5据驱动信号Vd2作开关动作。时间比δ1及时间比δ2为误差电压Ve越降低则越小。这时，DC-DC变换器的输入电压Ei和输出电压Eo的关系能用式(2)表示，DC-DC变换器作为升压降压变换器动作。
输入直流电压Ei降低，锯齿形波电压Vt如图16(a)的范围C那样，在小于输出(Ve+Vos)时，驱动信号Vd1正常逻辑电平H的信号(以下将逻辑电平H的信号仅记作“H”)，开关2保持闭合状态。因此，开关2的时间比δ1为1(δ1＝1)。另一方面，开关5的时间比δ2为误差电压Ve越是上升则越大。这时，DC-DC变换器的输入电压Ei和输出电压Eo的关系用式(4)表示，DC-DC变换器升压变换器动作。
能升压和降压的DC-DC变换器因输出直流电压的设定自由度大，有时，要根据负载的状况适当改变输出直流电压的设定值。这时，基准电压源200的基准电压Er根据来自负载8的信号而改变。在该变更时，输出直流电压Eo理想的为根据基准电压Er的变化而变化的速度即“响应速度”快的变换器。上述以往的DC-DC变换器中，响应速度依附于误差放大器203输出的误差信号Ve的变化速度。DC-DC变换器的控制系统中为确保稳定性，例如在误差放大器203输入输出间接相位补偿电容204。由于相位补偿电容204的连接，误差放大器203的响应速度变慢，其截止频率通常为开关频率的几十分之一。开关频率通常在几十～几百KHz的范围。由此，DC-DC变换器的响应时间，在基准电压阶跃变化时，要几百微秒。几百微秒的响应时间在将DC-DC变换器用于各种电子装置上谈不上是十分短的。存在着不能充分对各种电子装置负载变动的问题。
发明内容
本发明为解决上述问题，其目的在于提供一种能使响应速度提高的升降压DC-DC变换器。
本发明涉及的DC-DC变换器控制输出直流电压，使得对直流输入的电压升压或降压后等于规定的输出设定电压。这种DC-DC变换器，包括使输入端输入的直流电流断续的开关部，由前述开关部断续的电流反复积聚和释放电磁能的电感，将前述电感的输出端产生的电压整流滤波后所得输出直流电压与规定基准电压比较输出误差电压的误差放大电路，以及根据前述误差电压控制前述开关部断续状态的脉宽控制电路。前述DC-DC变换器还包括输入端和输出端间连接的充电用开关，将比前述输出设定电压低的第1电压和前述输出直流电压比较，得到比较结果并输出的第1比较电路，将比前述输入直流电压低的第2电压和前述输出直流电压比较，得到比较结果并输出的第2比较电路，以及输入前述第1比较电路的输出及前述第2比较电路的输出，在前述输出直流电压比前述第1电压及前述第2电压低时使前述充电用开关为闭合状态的驱动电路。
采用本发明设置连接DC-DC变换器输入端和输出端间的充电用开关。在控制部设定比输出设定电压仅低规定电压的第1电压及比输入直流电压仅低规定电压的第2电压，输出直流电压低于第1电压及第2电压时，前述充电用开关为合上状态。由此，能取得在因外部原因输出直流电压低于输出设定电压时，输出直流电压上升到达输出设定电压的响应速度能大大加快的效果。
本发明涉及的DC-DC变换器具有输入前述第1比较电路的输出，前述输出直流电压比前述第1电压低时，前述脉控制电路以最大的占空比使前述误差电压变化从而开关前述开关部的电压施加部。
输出设定电压高于输入直流电压时，输出直流电压低于第1电压时，以最大输出使DC-DC变换器动作。充电开关断开后达到第1电压为止，继续动作使得作出最大的输出。由此能取得更进一步缩短响应时间的效果。
本发明涉及的DC-DC变换器为前述驱动电路具有对前述充电用开关的ON时间设定规定的最大值的第1最大ON时间设定电路。
通过对充电用开关的ON时间最大值设置极限值，从而具有保护功能，即使在负载短路时充电用开关合上也不会损坏开关。
本发明的其它形态的DC-DC变换器为了变换加在输入端上的输入直流电压，以输出端输出所要的输出直流电压，具有开关前述输入端和前述输出端之间的开关，及设定比前述输出直流电压的希望值即输出设定电压低的第1电压，及比前述输入电压低的第2电压，在前述输出直流电压低于前述第1电压及第2电压时，使前述开关闭合的控制部。
采用本发明，则在输出端的输出直流电压降低低于第1，第2电压时，通过使DC-DC变换器输入端和输出端间连接的开关成合上状态，从而输入端向输出端直接供给电流，能使输出端电压急速上升。
本发明的其它形态的DC-DC变换器，为了变换加在输入端上的输入直流电压从输出端输出所要的输出直流电压，具有开闭前述输入端和前述输出端之间的开关，及设定比前述输出直流电压的希望值即输出设定电压低的第1电压，及前述输入电压低的第2电压，在前述输出直流电压低于前述第1电压及第2电压时，使前述开关关闭的控制部。前述DC-DC变换器输出端的两极间连接放电用开关，前述输出直流电压在高于设定成比前述输出设定电压高的第3电压时，前述放电用开关为合上状态。
本发明的DC-DC变换器中，设置仅比输出设定电压高出规定电压的第3电压，输出直流电压比第3电压高时，使放电用开关为合上状态。由此，在因某种原因输出直流电压高于输出设定电压时，能取得大大加速输出直流电压到达输出设定电压的响应速度的效果。
另外的特征为设置能最大限度地限制前述放电用开关的ON时间。
通过对放电用开关ON时间，设置最大限度，能够保护开关在输出异常上升时即使放电用开关合上也不会损坏。
本发明的其它形态的DC-DC变换器，包括断续输入端输入电流的开关部，根据前述开关部的电流的断续，积聚、释放电磁能的电感，由前述电感的电磁的积聚、释放而得的电流来充电，在输出端输出直流电压的电容。该DC-DC变换器具有将前述输出直流电压与规定基准电压比较，输出误差电压的误差放大电路，将规定占空比的脉冲信号加在前述开关部上之同时，根据前述误差电压控制前述占空比使得前述输出直流电压成为所要的电压的脉宽控制电路，将前述输出直流电压和规定的基准电压比较前述输出直流电压高于前述所要的电压时，输出比较结果信号的比较电路，以及根据前述比较电路的比较结果信号驱动，使前述电容的电荷放电的放电用开关。
采用本发明，则通过在输出端的输出直流电压高于希望电压时，驱动放电用开关，从而前述电容的电荷能放电，使输出直流电压急速下降。
附图说明
图1表示本发明第1实施例的DC-DC变换器的电路图。
图2(a)到图2(c)表示本发明第1实施例的DC-DC变换器的控制部各部分动作的波形图。
图3(a)到图3(d)表示本发明第1实施例中，基准电压Er上升时DC-DC变换器各部分动作的波形图。
图4(a)到图4(d)表示本发明第1实施例中，基准电压Er大幅上升时各部动作波形图。
图5表示本发明的第2实施例的DC-DC变换器电路图。
图6(a)到图6(e)表示本发明第2实施例的DC-DC变换器各部动作的波形图。
图7表示本发明第3实施例的DC-DC变换器电路图。
图8(a)到图8(e)表示本发明第3实施例的DC-DC变换器各部动作波形图。
图9表示本发明第4实施例的DC-DC变换器的电路图。
图10(a)到图10(d)表示本发明第4实施例的DC-DC变换器各部动作波形图。
图11表示本发明第5实施例的DC-DC变换器电路图。
图12(a)到图12(e)表示本发明第5实施例的DC-DC变换器各部动作的波形图。
图13表示以往的DC-DC变换器的基本电路图。
图14(a)到图14(d)表示图13的DC-DC变换器动作的波形图。
图15表示以往的DC-DC变换器的电路图。
图16(a)到图16(c)表示图15的DC-DC变换器的控制部各部动作的波形图。
具体实施方式
参照图1到图12(e)，说明本发明适宜的实施例的DC-DC变换器。
<第1实施例>
参照图1到图4d说明本发明第1实施例的DC-DC变换器。
图1为本发明第1实施例的DC-DC变换器电路图。图1中，直流电压Ei的输入直流电源1的正极1A，通过第1开关2连接第1二极管3的负极。二极管3的正极连接电路接地G即直流电源1的负极。二极管3的负极。通过电感4连接第2开关5的一端，开关5的另一端连接电路接地G。开关2及5例如为半导体开关，由从控制部9施加的各个驱动信号Vd1，Vd2作开闭控制。电感4和开关5的连接点连接第2二极管6的正极，二极管6的正极通过输出电容7连接电路接地G。输出电容7正极侧输出端子50和电路接地G之间接负载8，电容7两端子间输出直流电压Eo加在负载8上。输出直流电压Eo输入控制部9的误差放大电路10。
在误差放大电路10，输出端子50和电路接地G之间，电阻101，102，103以上述次序串联连接。电阻102和103的连接点接放大器104的反相输入端，施加连接点的电压Ed2。误差放大器104的同相输入端加上电压可变型的基准电压源100的正的基准电压Er。误差放大器104输出误差电压Ve。
基准电压源100的基准电压Er在较输入直流电压Ei低的范围内根据来自设在负载8上的控制部(图中未示出)的控制信号来控制并变化。基准电压Er的控制除了负载8上所设的控制部以外，例如也可用外部电路等来进行。误差放大器104的反相输入端和输出端之间连接相位补偿电容105。通过该相位补偿电容105的连接，误差放大器104的响应速度变成和图15的误差放大电路203的响应速度相同的程度。
误差放大器104的输出端连接脉宽控制电路12内比较器122的反相输入端，加上误差电压Ve。另外，误差放大电路104的输出端通过加法器120也接比较器121的反相输入端。加法器120在误差放大器104输出的误差电压Ve上加上规定的偏置电压Vos，相加结果的电压(Ve+Vos)加在比较器121的反相输入端上。比较器121，122的各个同相输入端上连接振荡电路11的输出端。振荡电路11输出电平以周期T直线上升，一达到一定的电平就急速下降，就这样反复变化，振幅ΔVt的锯齿波电压Vt。比较器121输出的第1驱动信号Vd1加在开关2上，控制开关2的开闭。比较器122输出的第2驱动信号Vd2加在开关5上，控制开关5的开闭。
由误差放大电路10内的电阻101，102及103分压的检测电压Ed1分别加在响应高速化电路13内第1比较电路即比较器130和第2比较电路即比较器133的同相输入端上。比较器130的反相输入端上被施加基准电压源100的基准电压Er。响应高速化电路13为本实施例特有的电路，如以下将要详述那样，据此DC-DC变换器响应速度能提高。
比较器133的反相输入端通过电阻131连接输入直流电源1的正极1A，同时，通过电阻132接电路接地G。用Ec1表示比较器133的反相输入端电压。比较器130及133各输出端分别连接NOR电路134的2的输入端。NOR电路134的输出端连接开关135的控制输入端。
在输出端子50和输入直流电源1的正极1A之间通过电阻136连接前述开关135。开关135为由NOR电路134的输出Vd13开闭的半导体开关等。开关135如以后就说明，在闭合时，直流输入电源1的正极1A和输出端子50连接。由此，输出直流电压Eo低于输入直流电压Ei时通过直流输入电源1的电流对电容7充电。另外，以后将开关135称为充电开关。
以下，参照图2及图3，说明本实施例的DC-DC变换器的动作。
在本实施例的动作说明中，所用的技术用语说明于下。
输出直流电压Eo为输出端子50的电压。
输出设定电压Eset为输出直流电压Eo的目标值，作为负载8所要的电压值，由负载8内的设定电路(图中未示出)，例如包括存储器及基准电源在内的电压设定电路来设定，基准电压源100的基准电压Er可由负载8内的控制部(图中未示出)来变更。在负载8内，输出设定电压Eset和基准电压Er持有规定的对应关系预先设定成表格等。与所要的输出设定电压Eset对应的基准电压Er做成在基准电压源100上设定。
脉宽控制电路12从振荡电路11的锯齿波信号Vt生成驱动信号Vd1及Vd2，分别加在开关2及5上。
利用脉宽控制电路12的驱动信号Vd1，Vd2，开关2和开关5一旦同时闭合(以下，称为ON)，则输入直流电压Ei加在电感4上，电感4中积聚磁能。此后，开关5一OFF，二极管6就ON，电流从输入直流电源1经电感4流向输出电容7。再有，开关2一OFF，二极管3就ON，电流从电感4流入电容7，释放积聚的电磁能。二极管3，电感4及二极管6串联连接，因为二极管3和二极管6一起ON，所以电感4的电压加在输出电容7上。
在误差放大电路10上，电阻102，103连接点检测电压Ed2和基准电压Er相等时，输出直流电压Eo等于输出设定电压Eset，输出设定电压Eset为输出直流电压Eo的目标值，决定基准电压Er，使得输出直流电压Eo变成输出设定电压Eset。
将电阻101和电阻102的连接点检测电压Ed1和基准电压Er相等时的输出直流电压Eo称为第1电压E1。第1电压E1低于检测电压Ed2和基准电压Er相等时的输出直流电压Eo即输出设定电压Eset。比较器130将基准电压Er和检测电压Ed1比较。在检测电压Ed1高于基准电压Er时输出逻辑电平H信号(以下，将逻辑电平H信号仅记作“H”)。其结果为比较器130间接地将输出直流电压Eo和第1电压E1作比较。比较器130相当于第1比较电路。将电阻131和电阻132连接点的电压Ec1，和检测电压Ed1相等时的输出直流电压Eo称为第2电压E2。第2电压设定成比输入直流电压Ei只低规定的电压。比较器133间接地对DC-DC变换器的输入输出直流电压作比较，在输出直流电压Eo高于第2电压E2时输出“H”。开关135靠第1驱动电路即NOR电路134的输出来驱动。
以下详细说明第1实施例的DC-DC变换器的动作，首先说明负载8为一定、不变动的稳态的动作。
靠控制部9，开关2及5以相同开关周期作开关动作，该动作因和图13的以往的DC-DC变换器的开关2，及5的动作相同，故以下参照图14说明。设开关2及5在第1开关周期T中ON时间的比较即时间比分别为δ1及δ2。开关5成ON状态的期间开关2也为ON状态，设δ1＞δ2。为便于说明，第1及第2二极管3，6导通状态的正向电压降均忽略不计。
开关2和5一起ON状态时，输入直流电压Ei加在电感4上。该期间为δ2·T。在该状态下，电流从输入直流电源1流入电感4，电感4中积聚磁能。然后开关5变成OFF，二极管6变成ON状态，输入直流电压Ei和输入直流电压Eo的电压差Ei-Eo加在电感4上。该期间以(δ1-δ2)·T表示，该期间中，电流通过电感4以输入直流电源1流向输出电容7。再有，开关2及5一起变成OFF状态，二极管3变成导通状态，输出直流电压Eo反向加在电感4上。这一期间可用(1-δ1)·T表示，电流从电感4流向电容7，释放所存磁能。
通过如此般反复进行磁能的积聚和释放动作，以输出电容7向负载8供给电能。电感4的磁能积聚与释放在均衡稳定动作状态下，其电压时间乘积的和为零，故和以往的DC-DC变换器一样的式(1)成立。输入电压Ei和输出电压Eo间存在式(2)所示的关系，称其为变换特性。δ2＝0时也一样式(3)成立，输出低于输入电压的电压，作为降压变换器而动作。另外，在δ1＝1时也一样式(4)成立，输出高于输入电压的电压，作为升压变换器动作。通过控制开关2及5的时间比δ1，δ2，δ1/(1-δ2)的值能设成从0至无限大。即DC-DC变换器能作为可以从任意的输入直流电压Ei得到任意的输出直流电压Eo的升降压变换器而动作。
图2(a)为控制部9各部的波形图，表示锯齿波电压Vt，误差电压Ve，加法器120的输出电压(Ve+Vos)。图2(b)及(c)分别表示驱动信号Vd1，驱动信号Vd2。在图2(a)，范围A表示锯齿波电压Vt大于误差电压Ve时，范围B表示锯齿波电压Vt和误差电压Ve及输出电压(Ve+Vos)的各波形相交时，范围C表示锯齿波电压Vt小于(Ve+Vos)时。
误差放大电路10输出的误差电压Ve在检测电压Ed2一比基准电压源100的基准电压Er高，就下降，一低就上升。即，当输入直流电压Ei升高负载8变轻输出直流电压Eo若要上升，则误差电压Ve就下降，反之，输入直流电压Ei降低负载8加重输出直流电压Eo若要下降，则误差电压Ve就上升。
首先，在输入直流电压Ei高，误差电压Ve小于锯齿波电压Vt时(图2的范围A)，比较器122的输出即驱动信号Vd2为逻辑电平L信号(以下，将逻辑电平L的信号仅记作“L)”)，开关5保持OFF状态。因此，开关5的时间比δ2为零(δ2＝0)。开关2靠比较器121的输出即驱动信号Vd1 ON-OFF，误差电压Ve越降低时间比越小。这时，DC-DC变换器其输入直流电压Ei和输出直流电压Eo的关系能用式(3)表示，作为降压变换器而动作。
以下，输入直流电压Ei和输出直流电压Eo几乎相同，在锯齿波电压Vt，误差电压Ve，及加法器120的输出电压(Ve+Vos)的各波形相交时(图2的范围B)，开关2按照第1驱动信号Vd1 ON-OFF动作，开关5按照第1驱动信号Vd1ON-OFF动作，开关5按照驱动信号Vd2 ON-OFF动作。误差电压Ve越降低时间比δ1及时间比δ2越小。这时，DC-DC变换器其输入直流电压Ei和输出直流电压Eo的关系能以式(2)表示，作为升压降压变换器动作。
在输入直流电压Ei低，并且锯齿波电压Vt小于输出电压(Ve+Vos)时(图2的范围C)，驱动信号Vd1正常为“H”，开关2保持ON状态，因此，开关2的时间比δ1为1(δ1＝1)。开关5按照驱动信号Vd2作ON-OFF动作，误差电压Ve越上升时间比δ2就越大。这时，DC-DC变换器其输入直流电压Ei和输出直流电压Eo的关系能用式(4)表示，作为升压变换器动作。
以上的动作为本实施例的DC-DC变换器稳定时的动作，和图13到图16(c)所示的以往的DC-DC变换器几乎相同。设电阻101，102，103的阻值分别为R101，R102，R103，则误差放大器104所输入的检测电压Ed2能用式(5)表示。
E d 2 = R 103 R 101 + R 102 + R 103 &CenterDot; E o - - - ( 5 )
控制输出直流电压Eo使得该检测电压Ed2等于基准电压Er。输出直流电压Eo的控制通过分别改变开关2及5的时间比δ1，δ2来进行。因此，在稳定时的动作，输出直流电压Eo控制成等于能用式(6)表示的所要的输出设定电压Eset。
Eset = R 101 + R 102 + R 103 R 103 &CenterDot; Er - - - ( 6 )
根据同样的计算，电阻101和电阻102连接点的检测电压Ed1与基准电压Er相等时的输出直流电压Eo即第1电压E1(<Eset)能用式(7)表示。
E 1 = R 101 + R 102 + R 103 R 102 + R 103 - - - ( 7 )
设电阻131，电阻132的阻值分别为R131，R132，电压EC1和检测电压Ed1相等时的输出直流电压Eo即第2电压E2(＜Ei)能用式(8)表示。
E 2 = R 132 R 131 + R 132 &CenterDot; R 101 + R 102 + R 103 R 102 + R 103 &CenterDot; Ei - - - ( 8 )
以下，参照图3，说明基准电压Er根据负载8给出的控制信号而改变时的动作。图3的(a)，(b)，(c)，及(d)表示本实施例的DC-DC变换器作为降压变换器动作时各部的波形。如图3(a)所示：对基准电压Er只上升电压ΔV1时的DC-DC变换器的动作进行说明。图3(b)表示锯齿波电压Vt，误差电压Ve，输出电压(Ve+Vos)的关系的波形图。图3(c)为输出直流电压Eo，输出设定电压Eset，第1电压E1及第2电压E2的波形图。图3(d)为开关135的驱动信号Vd13的波形图。
如图3(a)所示，设由于负载8的控制在时刻t1基准电压Er只上升电压ΔV1。设基准电压Er上升后第1电压E1低于第2电压E2。随着基准电压Er的上升，与其对应的输出设定电压Eset及第1电压E1也上升。误差放大器104因响应速度慢，故如图3(b)所示，误差电压Ve及输出电压(Ve+Vos)缓慢上升。比较器130因同相输入的检测电压Ed1低于基准电压Er，故输出“L”。另外，输出直流电压Eo因低于第2电压E2，故比较器133输出“L”。因此，NOR电路134输出的充电开关135的驱动信号Vd13变成“H”，充电开关135成ON状态，通过变成ON的充电开关135电流经过电阻136从输入直流电源1流入输出电容7，电容7快速充电。充电开关135的ON状态在输出直流电压Eo到达第1电压E1后，持续至比较器130的输出反相的时刻t2。如误差电压Ve没有充分上升至规定值则在时刻t2至t3之间输出直流电压Eo慢慢降低，在时刻t3充电开关135再度变成ON状态。其结果，输出直流电压Eo一上升充电开关135在t4时刻成OFF状态。这样充电开关135反复ON-OFF动作。不久误差电压Ve充分上升，即使充电开关135为OFF状态输出直流电压Eo仍不低于第1电压E1。其结果，输出电压Eo达到输出设定电压Eset，变成稳定时的动作状态。如上所述，本实施例的DC-DC变换器在输出设定电压Eset设定变更成高的值时，输出电压Eo在时刻t1开始至t2的时间T1中急速上升到达几乎与输出设定电压Eset相等的第1电压E1。对此，图15所示的以往的DC-DC变换器中，在时刻t1至t5的时间T2中到达第1电压E1。如上所述，本实施例的DC-DC变换器与以往的变换器相比响应速度远比其快得多。
图4的(a)，(b)，(c)及(d)为基准电压Er在时刻t1大幅上升仅比前述的电压ΔV2时各部的波形图。基准电压Er上升后不久。第1电压E1变得高于第2电压E2。伴随着基准电压Er大幅上升，输出设定电压Eset和第1电压E1也大幅上升。误差放大器104因响应速度慢，故误差电压Ve及输出电压(Ve+Vos)如图4的(b)所示缓慢上升。比较器130因检测电压Ed1即同相输入低于基准电压Er，故在时刻t 1输出“L”。另外，输出直流电压Eo因低于第2电压E2，故在时刻t1比较器133输出“L”。因此，从NOR电路134输出的充电开关135的驱动信号Vd13成“H”，充电开关135变成ON状态。其结果，充电电流从输入直流电源1急速流入输出电容7。充电开关135的ON状态，在时刻t2输出直流电压Eo到达第2电压E2，持续到比较器133反相。在时刻t2误差电压Ve若不充分上升不低于锯齿波电压Vt，输出直流电压Eo徐徐降低，在时刻t3输出直流电压Eo一低于第2电压E2充电开关135再次成ON状态。因而输出直流电压Eo再度上升在t4时刻充电开关135成OFF状态。这样，充电开关135反复ON-OFF，不久误差电压Ve上升，即使充电开关135为OFF状态输出直流电压Eo仍不低于第2电压E2。其结果，输出直流电压Eo达到第1电压E1，与输出设定电压Eset一致。
第1电压E1理想的为输出直流电压Eo的允许下限值以上并设定在接近输出设定电压Eset的值。另外，第2电压E2理想的为设定在从输入直流电压Ei减去充电开关135和电阻136上电压降后的值。
第1实施例的DC-DC变换器为了提高输出设定电压Eset，在升高误差放大器104的基准电压Er后，充电开关135以远比误差放大器104的响应时间短的时间变成ON。由于充电开关135的ON，电流从输入直流电源1开始经电阻136流入输出端子50对电容充电。因而输出端子50的电压急速地上升至接近输入直流电压Ei的值。在图15示出的以往的DC-DC变换器中，根据误差放大器104比较慢的响应速度误差电压Ve缓慢变化，输出直流电压Eo也平稳地变化。因此，无法应对要使输出直流电压Eo急速变化的用途。采用本实施例，通过利用充电开关135向电容7急速充电，从而能使输出直流电压Eo急速上升，大大缩短DC-DC变换器响应时间。充电开关135保持ON状态直到达到直流输出电压Eo仅比输出设定电压Eset低规定电压的第1电压E1，和仅比输入直流电压Ei低规定电压的第2电压E2的任一个低的一方电压后，变成OFF。因此，不必担心输出直流电压Eo会发生过冲。
电阻136用于限制从输入直流电源1向输出电容7充电中流过充电开关135的充电电流。充电开关135ON时的阻抗大时，充电开关135可以不与电阻136串联连接。
<第2实施例>
图5为本发明第2实施例的DC-DC变换器的电路图。第2实施例的DC-DC变换器在图1所示的第1实施例的DC-DC变换器上追加具有电阻140和PNP晶体管141的辅助响应高速化电路14。另外，通过电阻106将误差放大器104的输出即误差电压Ve供给脉冲控制电路12。在图5中，在和图1所示第1实施例的DC-DC变换器同样的构成要素上赋以同一符号不再另述。
辅助响应高速化电路14的PNP晶体管141的基极上经电阻140，比较器130的输出作为驱动信号V130被输入。PNP晶体管141集电极接比较器122的反相输入端，发射极接输入直流电源1的正极1A。驱动信号V130通过电阻140施加在基极端子上，PNP晶体管141变成导通，使误差信号Ve的电平上升。
在第2实施例的DC-DC变换器中，因基准电压Er的上升，第1电压E1高于第2电压E2时的动作利用图6(a)至(e)进行说明。
图6的(a)，(b)，(c)，(d)及(e)表示第2实施例的DC-DC变换器动作的各部波形图。(a)表示基准电压Er变化。图6(b)为锯齿波电压Vt，误差电压Ve，及Ve+Vos的波形图，图6(c)为输出直流电压Eo，输出设定电压Eset，第1电压E1，第2电压E2的波形图。图6(e)为辅助响应高速化电路14的驱动信号V130的波形图。
为将输出设定电压Eset变更成高的设定值，如图6(a)所示；在时刻t1使基准电压Er上升，则随着基准电压Er上升，第1电压E1也上升，响应速度慢的误差放大器104输出的误差电压Ve及输出电压(Ve+Vos)如第1实施例的图3(b)所示；假设缓慢上升。比较器130如前述第1实施例中曾说明那样，在时刻t1输出“L”的驱动信号V130(图6(e))。“L”驱动信号V130加在PNP晶体管141的基极上，PNP晶体管就导通。其结果，输入直流电压Ei经PNP晶体管141加在比较器122的反相输入端。由此，误差电压Ve上拉到输入直流电压Ei急剧上升(图6(b))。充电开关135在时刻t1成ON状态(图6(d))，和前述第1实施例同样由输入直流电源1对电容7急速充电。充电开关135的ON状态在输出直流电压Eo到达第2电压E2后，持续至时刻t2比较器133反转成“H”。期间，因PNP晶体管141处于导通状态，故被上拉至输入直流电压Ei的误差电压Ve急速上升。因而第1开关2保持ON状态，第2开关5以最大时间比ON-OFF。由此，DC-DC变换器作升压动作(图6(c))。开关5以最大时间比作开关升压动作，在时刻t8输出直流电压Eo到达第1电压E1，比较器130输出的驱动电压V130反相成“H”，持续至PNP晶体管141变成OFF。时刻t8以后，输出直流电压Eo朝着输出设定电压Eset上升进入通常的控制状态，在时刻t9输出直流电压Eo稳定在输出设定电压Eset。电阻106在靠PNP晶体管141将误差电压Ve上拉到输入直流电压Ei之际，限制流入相位补偿电容105的电流，用于抑制检测电压Ed1及Ed2过大的变动。
如上所述，第2实施例的DC-DC变换器中，在输出设定电压Eset高于输入直流电压Ei的升压动作时，充电开关135OFF后，直至输出直流电压Eo到达第1电压E1，通过以最大时间比使开关5动作继续升压，从而能大幅度地缩短DC-DC变换器升压动作的响应时间。
<第3实施例>
图7为本发明第3实施例DC-DC变换器的电路图，在图7中，本实施例的DC-DC变换器在前述第1实施例的DC-DC变换器的NOR电路134的输出端上设置最大ON时间设定电路15，具有响应高速化电路13a。其它的构成因和前述第1实施例的DC-DC变换器实质上相同，故对相同构成要素赋以同一符号，不再重复说明。
NOR电路134的输出端连接最大ON时间设定电路15的AND电路153的一方的输入端。另外，NOR电路134的输出端经串联连接的电阻150及反相器152连接AND电路另一方的输入端。电阻150和反相器152的连接点与电路接地G之间连接电容151。AND电路134和第1最大ON时间设定电路15构成第1构成第1驱动电路。NOR电路134的输出134由电阻150，电容151及反相器152构成的延迟电路延迟，作为延迟电压V152输出。AND电路153输入NOR电路134的输出V134和延迟电压V152，向充电开关135输出延迟过的驱动电压Vd13。
第3实施例的DC-DC变换器与前述第1实施例的DC-DC变换器之不同之处在于具有保护功能，负载8产生短路则图中未示出的过载保护电路动作在输出直流电压Eo大幅下降时，能作相应的处置。第1实施例的DC-DC变换器中，由于上述异常的原因输出直流电压Eo一低于第1电压E1及第2电压E2，充电开关135继续ON状态。由此，有时充电开关135上的损耗就增大直至损坏。因此，为了防止充电开关135的损坏需要某种保护功能，本实施例就是有关充电开关135的保护电路。
用图8说明图7所示第3实施例的DC-DC变换器的动作。图8(a)至(e)表示因某种异常致使输出直流电压Eo降低时本实施例的DC-DC变换器各部的动作的波形图。图8(a)表示输出直流电压Eo，与第1电压E1及第2电压E2间关系，(b)表示NOR电路134的输出V134。图8(c)表示电容151的电压V151，(d)表示反相器152输出的延迟电压V152，(e)表示给充电开关135的驱动信号Vd13。
在图8(a)，输出直流电压Eo大幅下降，在时刻t1低于第1电压E1和第2电压E2，比较器130及比较器133的输出一起为“L”，NOR电路134的输出V134成“H”。在时刻t1，电容151的输出延迟电压V152为“H”。因此，“H”的V134和“H”的延迟电压V152输入的AND电路153输出的驱动电压Vd13成“H”，充电开关135成ON状态。随着电容151充电的进行，电压V151如图8(c)所示上升，在时刻t2一到达反相器152的阈值电压Vth，延迟电压V152反相成“L”。由此，AND电路153输出的驱动电压Vd13成“L”，充电开关135成OFF。从时刻t1开始至2的，充电开关135变成ON后至变成OFF为止的时间T3设定成比第1实施例的充电开关135的ON时间长的时间。
采用本实施例，由最大ON时间设定电路15，驱动电压Vd13成为“H”的时间，即充电开关135的ON时间被限制在设定时间T3。充电开关135设计成若在该设定时间中，即使在负载8短路状态下变成ON也不会损坏。
如上所述，采用第3实施例的DC-DC变换器，通过将充电开关135的ON时间设置在最大限度，负载短路时也能保护充电开关135即使充电开关135变成ON也不会损坏。
<第4实施例>
图9为本发明第4实施例的DC-DC变换器电路图。本实施例的DC-DC变换器能以高速大幅度地使输出直流电压Eo降低。第4实施例的DC-DC变换器的构成在以下几点不同于图1所示第1实施例的DC-DC变换器。即，误差放大电路10的误差放大器104的反相输入端和电路接地G之间电阻值R107的电阻107和电阻值R108的电阻108串联连接。另外，在图1的响应高速化电路13上设置构成简单的另外的响应高速化电路16。输入直流电源1的正极1A和输出端子50之间连接响应高速化电路13。响应高速化电路13由基准电压Er，及电阻101，102的连接点的检测电压Ed1进行开关控制。
所追加的响应高速化电路16具有电阻107和电阻108的连接点的检测电压Ed3输入同相输入端并基准电压Er输入反相输入端的比较器160，及根据比较器160输出的驱动电压Vd16作ON-OFF动作的放电开关161。放电开关161的一端经电阻162连接输出端子50，另一端接电路接地G。比较器160相当于第3的比较电路。检测电压Ed3和基准电压Er相等时的输出直流电压Eo即第3电阻E3(＞Eset)能用式(9)表示。
E 3 = R 101 + R 102 + R 107 + R 108 R 108 &CenterDot; Er - - - ( 9 )
将输出直流电压Eo分压的电阻101，电阻102，电阻107，电阻108相当于输出检测电路。将电阻101和电阻102连接点的第1检测电压作为检测电压Ed1，电阻102和电阻107连接点的第2检测电压作为检测电压Ed2。另外，电阻107和电阻108连接点的第3检测电压作为检测Ed3。
图10表示本实施例的DC-DC变换器各部动作的波形图。图10中，(a)表示基准电压Er变化的波形图，(b)为误差电压Ve，锯齿波电压Vt及输出电压(Ve+Vos)各自的波形图。图10(c)表示第3电压E3及输出设定电压Eset变化的波形图，(d)为驱动电压Vd16的波形图。输出设定电压Eset变成低的值时，为了使输出直流电压Eo降低，在时刻t1根据负载8的指令如图10(a)所示使基准电压Er降低。与基准电压Er的降低相对应，如图10(c)所示，输出设定电压Eset和第3电压E3也降低。但误差放大器104响应速度慢，故误差电压Ve及输出(Ve+Vos)如图10(b)所示缓慢下降。在比较器160上，同相输入端的电压Ed3比基准电压Er高。由此，输出的驱动电压Vd16成“H”。其结果，放电开关161成ON状态输出端子50连接电路接地G。其结果，输出电容7的电荷经电阻162急速地向电路接地G放电。放电开关161的ON状态在输出直流电压Eo到达第3电压E3后，持续到在时刻t2比较器160的输出反相成“L”为止。若误差电压Ve没有充分降低，则输出直流电压Eo转向上升，在时刻t3放电开关161再次成ON状态，输出直流电压Eo一到达第3电压E3就变成OFF状态。这样的ON-OFF动作直到输出直流电压Eo到达输出设定电压Eset之前不断反复。这样，误差电压Ve降低下去最终输出直流电压Eo一到达输出设定电压Eset就变成通常的控制状态。
较佳的为第3电压E3设定成输出直流电压Eo允许上限值以下并接近输出设定电压Eset的值。
如上所述，第4实施例的DC-DC变换器在使输出直流电压Eo降低时，放电开关161置ON输出电容7的电荷急速放电。由此从而能大大缩短DC-DC变换器的响应时间。放电开关161保持ON状态直到输出直流电压Eo到达比输出设定电压Eset仅高规定电压的第3电压E3，因为此后变成OFF，所以在输出直流电压Eo上不会产生下冲。
此外，电阻162用于限制放电开关161ON时输出电容7的放电电流，也可以用放电开关161自身ON时具有的阻抗来代替。
<第5实施例>
前述第4实施例的DC-DC变换器中，例如有时控制部9产生异常开关2及开关5的时间比一异常增大，输出直流电压Eo变成超过输出设定电压Eset的异常高的值。在这种场合，响应高速化电路16动作放电开关161变成ON，输出端子50通过电阻162连接电路接地G就产生以下所示的问题。即，输出直流电压Eo的上升引起控制部9异常的动作，所以尽管放电开关161变成ON输出直流电压Eo仍不降低。由此，放电开关161不断流过大电流长时间保持ON状态，故放电开关161会受到损伤。
第5实施例的DC-DC变换器作为特例在因这种控制部9的异常致使输出直流电压Eo异常上升时，具有保护放电开关161的部分。
图11为本发明第5实施例的DC-DC变换器的电路图。在图11，第5实施例的DC-DC变换器为将前述第4实施例DC-DC变换器的响应高速化电路16用内部构成不同的其它响应高速化电路16来代替。其它的构成因为和第4实施例的相同，故不再另述。响应高速化电路16A具有基准电压Er加在反相输入端，检测电压Ed3加在同相输入端的比较器160，最大ON时间设定电路17，及电阻162串联连接的放电开关161。最大ON时间设定电路17具有AND电路173，AND电路173的一方的输入端连接比较器160的输出端。AND电路173的另一方的输入端连接反相器172的输出端，反相器172的输入端经电阻170连接比较器160的输出端。电阻170和反相器172的连接点，与电路接地G之间连接电容171。电阻170，电容171，及反相器172构成延迟电路，延迟电压V172加在AND电路173另一方的输入端。AND电路173输出的驱动电压Vd16加在放电开关161上，放电开关161的一端接电路接地G，另一端经电阻162连接输出端子50。
用图12说明第5实施例的DC-DC变换器的动作。图12(a)至(e)为本实施例的DC-DC变换器各部的波形图。(a)表示输出直流电压Eo的变化，(b)表示比较器160的输出V160的变化。另外，图12(c)表示电容171的端子电压V171的变化，(d)表示反相器172的输出即延迟电压V172的变化，(e)表示给充电开关161的驱动信号Vd16的变化。
因异常的动作输出直流电压Eo上升，在时刻t1一上升到第3电压E3，如图12(b)所示，比较器160的输出V160成“H”。从该时刻t1开始电容171因为通过电阻170开始充电，故图12(c)的电压V171比反相器172的阈值Vth低，反相器172的输出即电压V172为“H”。因此，“H”的输出V160和“H”的延迟电压V172输入的AND电路173输出的驱动电压Vd16为“H”，放电开关161成ON状态。电容171一进行充电电压171就徐徐上升。电压V171在时刻t2一到达反相器172的阈值电压Vth，反相器172输出的驱动电压Vd16变成“L”，放电开关161变成OFF。放电开关161变成ON后至变成OFF为止的时间T4设定成比第4实施例说明过的响应高速化电路16的放电开关161的ON时间长。
采用第5实施例，在最大ON时间设定电路17上，使产生比比较器160的输出V160仅迟电容171充电期间的延迟电压V172，将输出V160和延迟电压V172之AND输出作为放电开关161的驱动电压Vd16。因此，驱动电压Vd16变成“H”的时间，即放电开关161的ON时间T4限制在规定值。即对ON时间T4设置最大限度。放电开关161的最大ON时间T4可以设成在输出直流电压Eo异常上升时，放电开关161即使保持ON状态也不会损坏的时间。
采用上述第5实施例的DC-DC变换器，通过对放电开关161的ON时间设置最大值，从而能保护放电开关161在输出直流电压Eo异常上升时，即使放电开关161变成ON也不会损坏。
此外，以上的第1实施例至第5实施例的DC-DC变换器中，作为可升降压的DC-DC变换器曾对利用有两个开关部的升降变换器作说明，但本发明的DC-DC变换器并不限于此，作为可升降压的DC-DC变换器其它熟知的尚有SEPIC或Zeta变换器，本发明对它们也适用。另外，也能适用于将升压变换器和降压变换器串联或并联地组合构成的升降压型DC-DC变换器等所有的DC-DC变换器。

Claims (3)

1.一种DC-DC变换器，包括
使输入端(1A)输入的直流电流断续的开关部(2，5)，
用由所述开关部断续的电流反复积聚、释放电磁能的电感(4)，
将所述电感(4)的输出端(50)发生的电压整流滤波后得到的输出直流电压(Eo)与规定的基准电压(Er)进行比较，输出误差电压(Ve)的误差放大电路(10)，以及
根据所述误差电压(Ve)控制所述开关部断续状态的脉宽控制电路(12)，
控制所述输出直流电压(Eo)，使得对于所述直流输入的电压(Ei)升压或降压后等于规定的输出设定电压，
其特征在于，还包括
连接在所述DC-DC变换器的输入端(1A)和输出端(50)间的开关(135)，
将低于所述输出设定电压的第1电压与所述输出直流电压(Eo)进行比较，得到比较结果并输出的第1比较电路(130)，
将低于所述输入直流电压(Ei)的第2电压与所述输出直流电压(Eo)进行比较，得到比较结果并输出的第2比较电路(133)，以及
输入所述第1比较电路(130)的输出和所述第2比较电路(133)的输出，在所述输出直流电压(Eo)低于所述第1电压及所述第2电压时，使所述开关(135)置ON状态的驱动电路(134)。
2.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，包括
输入所述第1比较电路(130)的输出，在所述输出直流电压(Eo)低于所述第1电压时，使所述误差电压(Ve)变化，以便所述脉宽控制电路(12)以最大的占空比使所述开关部(2，5)ON-OFF的电压施加部(14)。
3.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
所述驱动电路(134)具有将所述开关(135)的ON时间设定成规定的最大值的第1最大ON时间设定电路(15)。
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