JP2008079378A

JP2008079378A - 電子機器

Info

Publication number: JP2008079378A
Application number: JP2006253301A
Authority: JP
Inventors: Katsuya Oto; 克也大戸
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2006-09-19
Filing date: 2006-09-19
Publication date: 2008-04-03

Abstract

【課題】周波数を変化させるための電圧制御発振器（ＶＣＯ）などを用いることなく、負荷状態に応じて固定周波数パルス幅変調モードと周波数変調モードとを選択的に切り替えることが可能となる。
【解決手段】通常のＰＷＭモードにおいては、制御回路１１３は、エラーアンプ１１０からの出力電圧値に応じてデューティ比が変化する固定周波数のＰＷＭ信号によってHi-sideスイッチ１０２をスイッチング制御する。軽負荷時には、エラーアンプ１１０の出力を用いてスイッチング制御信号が省電力モード制御部１２７によって生成され、Hi-sideスイッチ１０２は周波数変調モードで制御される。
【選択図】図３

Description

本発明は携帯型情報機器のような電子機器に関する。

例えば、ノート型パーソナルコンピュータ等の携帯情報機器においては、バッテリやＡＣアダプタ等の電源から負荷回路に供給すべき所定の電圧を得るために、固定周波数パルス幅変調モード（ＰＷＭモード）で動作するスイッチング電源（スイッチングレギュレータ）が多く用いられている。

しかし、負荷回路がスタンバイ状態又はスリープモード等の待機状態を有する場合、スイッチングレギュレータから供給する負荷電流は非常に小さくなり、負荷回路へ供給する電力に比べスイッチングレギュレータによる損失する電力比率が無視できなくなる。

すなわち、通常負荷状態ではMOSFETのオン抵抗などのスイッチング素子の寄生抵抗による損失やインダクタの直流インピーダンスによる損失が電力変換損失の大半を占めるが、軽負荷時ではそれらの損失は大幅に減少するためスイッチング素子のドライブ損失やスイッチングレギュレータの制御回路の消費電力が顕著になる。

特にバッテリのみによる運用時の待機状態等の省電力動作時においては回路全体の消費電流を極力抑え電池消耗を抑えなければならない。よって、このような軽負荷状態に対応した省電力モードを搭載しスイッチングレギュレータ回路による消費電流を抑える制御技術が必要となる。

出力電流の大きい通常負荷時では一般的には雑音対策、応答特性等あらゆる点において固定周波数固定周波数パルス幅変調モード（ＰＷＭモード）が有利であるが、軽負荷状態では出力電流が下がるほどスイッチングの周波数を下げる周波数変調モード（ＶＦＭモード）が有利である。周波数変調モード（ＶＦＭモード）は、パルス周波数変調モード（ＰＦＭモード）と称されることもある。

特許文献１には、負荷電流の大きい場合にはＰＷＭ制御を行い、軽負荷の場合は負荷の大きさに応じて周波数を連続的に変化させるＰＦＭ制御を行うスイッチング電源回路が開示されている。
特開平１０−１４２１７号公報

しかし、特許文献１のスイッチング電源回路は電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いてＰＦＭ制御を行うという構成のものであり、その構造が複雑化されるという問題がある。

本発明は上述の事情を考慮してなされたものであり、周波数を変化させるための電圧制御発振器（ＶＣＯ）などを用いることなく、負荷状態に応じて固定周波数パルス幅変調モードと周波数変調モードとを選択的に切り替えることが可能な電子機器を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明の電子機器は、電源ソースに結合される第１のスイッチング素子と、インダクタとキャパシタとを含み、前記第１のスイッチング素子と、負荷回路に電力を供給する電源出力端子との間に設けられたフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力電圧値と基準電圧値との間の差分に応じた出力電圧値を出力するエラーアンプと、前記フィルタ回路のインダクタに流れるインダクタ電流を検出するインダクタ電流検出回路と、前記エラーアンプの出力電圧値に応じてデューティ比が変化する固定周波数パルス幅変調信号を、前記第１のスイッチング素子を固定周波数パルス幅変調モードでスイッチング制御するためのスイッチング制御信号として生成する第１の回路と、前記エラーアンプの出力電圧値を、前記第１のスイッチング素子をオンするための第１閾値電圧および前記第１のスイッチング素子をオフするための第２閾値電圧それぞれと比較することにより、前記フィルタ回路の出力電圧値が第１の値に減少したときに前記第１のスイッチング素子をオンし、前記フィルタ回路の出力電圧値が前記第１の値よりも高い第２の値に上昇したときに前記第１のスイッチング素子をオフするスイッチ制御信号を、前記第１のスイッチング素子を周波数変調モードでスイッチング制御するためのスイッチング制御信号として生成する第２の回路と、軽負荷時には前記第１のスイッチング素子が前記周波数変調モードでスイッチング制御され、通常負荷時には前記第１のスイッチング素子が前記固定周波数パルス幅変調モードでスイッチング制御されるように、前記検出されたインダクタ電流の値に応じて、前記第１のスイッチング素子をスイッチング制御するための回路を前記第１の回路と前記第２の回路との間で切り替えるモード切替手段とを具備することを特徴とする。

本発明によれば、周波数を変化させるための電圧制御発振器（ＶＣＯ）などを用いることなく、負荷状態に応じて固定周波数パルス幅変調モードと周波数変調モードとを選択的に切り替えることが可能となる。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
まず、図１を参照して、本発明の一実施形態に係る電子機器の構成を説明する。

この電子機器は、例えば、パーソナルコンピュータ、ＰＤＡ、ＡＶプレーヤ、のような携帯型機器であり、内蔵電池によって駆動可能に構成されている。内蔵電池としては、二次電池から構成されるバッテリ１０が用いられる。また、バッテリ１０の代わりに燃料電池を用いたり、二次電池と燃料電池との双方を併用する構成などを利用することもできる。

電子機器の本体内には、バッテリ１０に加え、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１および負荷回路１２が設けられている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、バッテリ１０またはＡＣアダプタなどの電力ソースから負荷回路１２に供給すべき電力を生成するスイッチング電源回路であり、例えば降圧型スイッチングレギュレータなどから構成されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は固定周波数パルス幅変調モード（ＰＷＭモード）と周波数変調モード（ＶＦＭモード）との２つのスイッチング制御モードを有しており、負荷回路１２の負荷状態に応じて固定周波数パルス幅変調モード（ＰＷＭモード）と周波数変調モード（ＶＦＭモード）とを選択的に切り替えながら動作するように構成されている。図２に示すように、負荷回路１２に流れる電流値が所定値以上となる通常負荷時には、ＰＷＭモードが使用される。ＰＷＭモードにおいては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１内のエラーアンプからの出力電圧値に応じてデューティ比が変化する固定周波数パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を用いてスイッチング素子がスイッチング制御される。また、負荷回路１２に流れる電流値が所定値を下回る軽負荷時には、ＶＦＭモードが使用される。ＶＦＭモードでは、エラーアンプからの出力電圧値のリプル制御により、スイッチング素子をオン／オフするためのスイッチ制御信号が生成される。また、ＶＦＭモードでは、ＰＷＭ信号を生成するための発振器は動作停止される。

負荷回路１２は、例えば、ＣＰＵ、またはＩ／Ｏデバイスなどであり、動作状態（アクティブモード）と、この動作状態よりも消費電力の少ない待機状態（スタンバイモード、スリープモード等）とを有している。

次に、図３を参照して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の具体的な構成例を説明する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、ＰＷＭモードで動作する同期整流型のスイッチングレギュレータの構成にＶＦＭモード制御のための回路を追加した構成となっており、第１のスイッチング素子としてのHi-sideスイッチ１０２、第２のスイッチング素子としてのL-sideスイッチ１０３、インダクタ（Ｌ）１０５、出力コンデンサ（Cout）１０６、還流ダイオード１２８、エラーアンプ１１０、カレントアンプ１１２、制御回路１１３、駆動回路１１４，１１５、モード切替部１２６、省電力モード制御部１２７、還流ダイオード１２８等を備えている。

バッテリ１０等の電源ソース１０１にはMOSFETから構成されるHi-sideスイッチ１０２が接続されており、負荷回路１２に接続される電源出力端子とHi-sideスイッチ１０２との間には、インダクタ（Ｌ）１０５と出力コンデンサ（Cout）１０６とから構成されるＬＣフィルタ回路が接続されている。また、Hi-sideスイッチ１０２とＬＣフィルタ回路との接続点とグランド端子との間には、MOSFETから構成されるL-sideスイッチ１０３と、還流ダイオード１２８とがそれぞれ接続されている。

エラーアンプ１１０は、ＬＣフィルタ回路からの出力電圧値と基準電圧値（Vref）１１１との間の差分に応じた出力電圧値を出力するものであり、出力電圧Voutを抵抗（R1）108、抵抗（R2）109により分圧したものを基準電圧（Vref）109とを比較するように構成されている。分圧電圧値は、例えば、エラーアンプ１１０の負入力側に入力されており、出力電圧Voutが大きくなるほどエラーアンプ１１０の出力電圧が低下するという反転増幅信号がエラーアンプ１１０から出力される。

エラーアンプ１１０は、トランスコンダクタンスアンプを用いて実現することができる。トランスコンダクタンスアンプを使用することにより、エラーアンプ１１０の応答速度を十分に高速化することができる。また、トランスコンダクタンスアンプは電流出力であるので、エラーアンプ１１０としてトランスコンダクタンスアンプを使用する場合には、図３に示されているように、トランスコンダクタンスアンプの出力段に抵抗ＲとコンデンサＣの直列回路を接続し、このＣＲ位相補償回路によってトランスコンダクタンスアンプの出力電流値を電圧値に変換し、エラーアンプの利得周波数帯域を設定すればよい。

制御回路１１３は、駆動回路114、115を介してスイッチ102、103をそれぞれスイッチ制御する。通常のＰＷＭモードにおいては、制御回路１１３は、エラーアンプ１１０からの出力電圧値に応じてデューティ比が変化する固定周波数のＰＷＭ信号によってHi-sideスイッチ１０２をスイッチング制御し、ＬＣフィルタを介して電源ソース１０１の電力を出力側に供給する。Hi-sideスイッチ１０２とL-sideスイッチ１０３とは同期整流方式でスイッチング制御され、H-sideスイッチ１０２がオフ期間中(非通電)時にはL-sideスイッチ１０３はオンされ、これによりインダクタ（L）１０５によるインダクタ電流が還流し低損失化が図られる。

カレントアンプ１１２はインダクタ（L）１０５に流れるインダクタ電流を検出するための回路であり、検出抵抗104より検出したインダクタ電流を増幅したものを制御回路１１３に供給する。

モード切替部１２６は、軽負荷時にはHi-sideスイッチ１０２が周波数変調モードでスイッチング制御され、通常負荷時には固定周波数パルス幅変調モードでHi-sideスイッチ１０２がスイッチング制御されるように、カレントアンプ１１２により検出されたインダクタ電流の値に応じて周波数変調モード（省電力モード）と固定周波数パルス幅変調モードとを切り替えるための回路である。すなわち、このモード切替部１２６は、インダクタ電流の値に応じて、Hi-sideスイッチ１０２をスイッチング制御するための回路を、周波数変調制御を実行するためのモード省電力モード制御部１２７と、制御回路１１３内に設けられたＰＷＭ回路との間で切り替える。

省電力モード制御部１２７は、周波数変調モード（省電力モード）でHi-sideスイッチ１０２をスイッチング制御するためのスイッチ制御信号を生成するための回路である。この省電力モード制御部１２７は、エラーアンプ１１０の出力電圧値を、Hi-sideスイッチ１０２をオンするための第１閾値電圧Vf(on)およびHi-sideスイッチ１０２をオフするための第２閾値電圧Vf(off)それぞれと比較することにより、出力電圧値Ｖoutが所定の第１の値に減少したときにHi-sideスイッチ１０２をオンし、出力電圧値Ｖoutが第１の値よりも高い第２の値に上昇したときにHi-sideスイッチ１０２をオフするスイッチ制御信号を生成する。

すなわち、省電力モード制御部１２７は、２つのコンパレータ１２０，１２１と、ＲＳフリップフロップ１２６から構成されている。コンパレータ１２０は、閾値電圧Vf(on) １２２とエラーアンプ１１０の出力電圧を比較し、そのエラーアンプ１１０の出力電圧が増加し閾値電圧Vf(on)１２２を上回ったときＲＳフリップフロップ１２５をセット状態としH-sideスイッチ１０２をオン状態にラッチさせる。またコンパレータ１２１は、閾値電圧Vf(off)１２３とエラーアンプ１１０の出力電圧を比較し、エラーアンプ１１０の出力電圧が減少し閾値電圧Vf(off) 123より下回ったときＲＳフリップフロップ１２５をリセットし、H-sideスイッチ１０２をオフ状態へラッチさせる。よって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧が増加傾向のときH-sideスイッチ１０２はオフされ、減少傾向ではオンされる。これを繰り返すことによりVFM制御となりＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧は一定に制御される。この省電力モードの間はL-sideスイッチ１０３をオフ状態とし、環流ダイオード１２８のみを利用する。この省電力モードによって制御回路１１３内の発振器を停止できるため制御回路１１３の消費電流を減らすことができる。また省電力モードにおいては、出力電流が小さいほどH-sideスイッチ１０２のスイッチング周波数が下がるため、スイッチング損失、ドライブ損失およびチョークコイルの鉄損等を減らすことができる。よって軽負荷時にこの省電力モードを適用することにより、電力損失を抑制することが可能となり、バッテリ１０による動作時間を延ばすことが可能となる。

モード切替部１２６は、コンパレータ１１６，１１７と、ＲＳフリップフロップ１２４とから構成されている。

コンパレータ１１６は、カレントアンプ１１２の出力であるインダクタ電流検出電圧と閾値電圧Vpwm118を比較し、カレントアンプ１１２の出力電圧が閾値電圧Vpwm 118よりも高くなるとＲＳフリップフロップ１２４をセットし、ＰＷＭモードへの切り替えを指示する切り替え信号を制御回路１１３に出力する。制御回路１１３は、内部発振器をオンし、ＰＷＭ回路を用いてH-sideスイッチ１０２とL-sideスイッチ１０３をＰＷＭモードで制御する。

また、コンパレータ１１７はカレントアンプ112の出力電圧と閾値電圧Vvfm１１９とを比較し、カレントアンプ１１２の出力電圧が閾値電圧Vvfm１１９よりも低くなるとＲＳフリップフロップ１２４をリセットし、省電力モード（ＶＦＭモード）への切り替えを指示する切り替え信号を制御回路１１３に出力する。制御回路１１３は、内部発振器をオフし、H-sideスイッチ１０２を省電力モード制御部１２７のＲＳフリップフロップ１２５からのスイッチ制御信号によって制御すると共に、L-sideスイッチ１０３をオフ状態に設定する。

図４は、制御回路１１３の回路構成の例を示している。

制御回路１１３は、ＰＷＭ回路２０１、発振器２０２、および出力切り替え回路２０３を備えている。ＰＷＭ回路２０１は、エラーアンプ１１０の出力電圧値Veに応じてデューティ比が変化する固定周波数のＰＷＭ信号を、H-sideスイッチ１０２をＰＷＭモードでスイッチング制御するためのスイッチング制御信号として生成する。発振器２０２はＰＷＭ信号を生成するための固定周波数の基準信号を発生する。

出力切り替え回路２０３は、モード切替部１２６からの切り替え信号に基づいて、ＰＷＭ回路２０１および省電力モード制御部１２７の一方の回路を選択し、選択した回路からのスイッチング制御信号を用いてHi-sideスイッチ１０２およびL-sideスイッチ１０３それぞれに対応するスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を出力する。

次に、図５のタイミングチャートを参照して、省電力モード時の動作を説明する。

上述したように、省電力モード時のH-Sideスイッチ102のスイッチング制御は、省電力モード制御部１２７によって行われる。なお、省電力モードにおいてはL-sideスイッチ 103はオフ状態を維持する。省電力モード制御部１２７の出力は制御回路１１３に入力される。省電力モード制御部１２７のコンパレータ１２０はエラーアンプ１１０の出力電圧Veと閾値電圧Vf(on)１２２を比較し、エラーアンプ１１０の出力電圧Veが閾値電圧Vf(on)１２２よりも高い時はＲＳフリップフロップ１２５へセット信号を出力し、ＲＳフリップフロップ１２５をセット状態へラッチする。このときＲＳフリップフロップ１２５の出力により、制御回路１１３はH-Sideスイッチ１０２をオン状態にラッチする。この瞬間からインダクタ（L）１０５を流れるインダクタ電流ＩLは増加を開始するが、出力コンデンサ（Cout）１０６から負荷１２への放電電流はそのインダクタ電流ＩLに比べ非常に小さいため出力コンデンサ（Cout）１０６は充電状態が続きＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は上昇傾向となる。エラーアンプ110は基準電圧Vref １１１とＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の分圧電圧との誤差を反転増幅するため、H-Sideスイッチ１０２がオン状態にラッチしている間は、エラーアンプ１１０の出力電圧Veは低下していく動作となる。その後、エラーアンプ１１０の出力電圧Veが低下し、閾値電圧Vf(off)１２３よりも下回ると、エラーアンプ１１０の出力電圧Veと閾値電圧Vf(off)１２３を比較しているコンパレータ１２１によりＲＳフリップフロップ１２５はリセットされ、これにより制御回路１１３はH-Sideスイッチ１０２をオフ状態へラッチする。この瞬間からインダクタ（L）１０５の励磁エネルギーが放出されインダクタ（L）１０５の磁束がリセットするまでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は上昇するためエラーアンプ１１０の出力電圧Veは低下を続けるが、インダクタ（L）１０５の磁束のリセット完了後は、出力コンデンサ（Cout）１０６は充電されず、その蓄積電荷は負荷１２および分圧抵抗１０８、１０９へ放電されていくため、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は低下していく。この状態に陥るとエラーアンプ１１０の出力電圧Veは上昇に転じるためその電圧はやがて閾値電圧Vf(on)１２２に達しコンパレータ１２０の出力が反転する。これにより再び上記のようにH-Sideスイッチ１０２をオン状態にラッチさせることにより一連の動作が繰り返されるため、ＶＣＯなどの発振器を用いずにＶＦＭ制御が可能となる。

エラーアンプ１１０の出力電圧Veは閾値電圧Vf(on)１２２、閾値電圧Vf(off)１２３と出力コンデンサ（Cout）１０６、およびインダクタ（L）１０５が関係して決定されるリップル幅で変動しており、これにより出力電圧リップルとスイッチング周波数が決定されている。このように発振器を用いずにH-Sideスイッチ１０２を制御し、制御回路１１３内の通常のＰＷＭモード時に使用する発振器を停止することができ、出力電流が下がるほどスイッチング周期を長くなるよう制御することができる。

次に、図６のタイミングチャートを参照して、省電力モードとＰＷＭモードとの間の切り替え動作について説明する。

モード切替部１２６は、ＰＷＭモードから省電力モードへはインダクタ電流ＩLのボトム値を、省電力モードからＰＷＭモードへはピーク値を判定することで自動的にＰＷＭモードと省電力モードとを切り替える。

すなわち、例えば負荷回路１２が待機状態から動作状態に遷移することによって軽負荷状態から出力電流が増加し省電力モードからＰＷＭモードへ移行する場合においては、インダクタ電流が大きく増加することによりカレントアンプ１１２の出力が閾値電圧Vpwm１１８よりも高くなった時に、コンパレータ１１６はＲＳフリップフロップ１２４をセットし、ＲＳフリップフロップ１２４は制御回路１１３へセット状態を示す信号（ＰＷＭモードを示す信号）を出力する。この信号を受けた制御回路１１３はH-Sideスイッチ１０２の制御をＲＳフリップフロップ１２７から制御回路１１３内のＰＷＭ回路に切り替え、H-Sideスイッチ１０２とL-Sideスイッチ１０３の同期整流制御を開始させる。

また、例えば負荷回路１２が動作状態から待機状態に遷移することによって出力電流が減少しＰＷＭモードから省電力モードへ移行する場合においては、インダクタ電流が大きく減少することによりカレントアンプ１１２の出力電圧が基準電圧Vvfm１１９よりも低くなった時にコンパレータ１１７はＲＳフリップフロップ１２４をリセットし、ＲＳフリップフロップ１２４は制御回路１１３へリセット状態を示す信号（省電力モードを示す信号）を出力する。この信号を受けた制御回路１１３はH-Sideスイッチ１０２の制御を制御回路１１３内のＰＷＭ回路からＲＳフリップフロップ１２７に切り替え、省電力モードでH-Sideスイッチ１０２を制御し、L-Sideスイッチ１０３をオフ状態に維持する。

ＰＷＭモードと省電力モードとの間の遷移は１スイッチングサイクル内にて制御回路１１３内のスイッチのオンオフ制御入力をＰＷＭ回路出力とＲＳフリップフロップ１２５の出力との間で切り替えることにより行われる。これによってＰＷＭモード/省電力モードのスムーズな切り替えが可能となる。

なお、これまでの説明では、省電力モード中はL-Sideスイッチ１０３をオフ状態に維持することによって、H-Sideスイッチ１０２がオフされた直後に、インダクタ（L）１０５からの電流がL-Sideスイッチ１０３を介して放電されてしまうことを防止し、L-Sideスイッチ１０３側からインダクタ（L）１０５側に向けて電流が流れる還流モード時においては環流ダイオード１２８のみを使用して電流を還流させるようにしたが、図７に示すように、L-Sideスイッチ１０３の両端の電圧を比較するコンパレータから構成される逆流検知回路３０１を設け、この逆流検知回路３０１による電流の向きの検知結果に基づいて、L-Sideスイッチ１０３側からインダクタ（L）１０５側に向けて電流が流れる還流モード時のみL-Sideスイッチ１０３をオンするように制御することもできる。これにより、逆流を防止できると共に、還流モード時には、環流ダイオード１２８の順方向電圧降下による損失を無くすことができる。

以上のように、本実施形態によれば、エラーアンプ１１０の出力を利用することにより、ＶＣＯのような発振器を用いることなく、周波数変調（VFM）方式を実現することができる。よって、簡単な構成で周波数変調制御を実行できると共に、省電力モード中は制御回路１１３内の高速動作回路を停止できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータの消費電流を非常に小さくすることができる。また省電力モードにおいては、出力電流が少なくなるほどスイッチング周波数が低くなり、ＰＷＭモード時の周波数を含まないためスイッチ素子のドライブ損失、スイッチング損失、チョークコイルの鉄損を非常に広範囲の軽負荷に対し小さくすることができる。よって、負荷回路、負荷デバイスの待機モード時に回路全体の消費電流を抑制することができるため、待機状態等の軽負荷時の低損失化による省電力化に効果がある。

また、待機時と通常動作時に対応し省電力モードとＰＷＭモードを滑らかに移行が可能であるため、負荷変動幅が大きい場合にも自動的に対応でき電源制御が容易になる。

また、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の一実施形態に係る電子機器の構成を示すブロック図。図１の電子機器で用いられる２つの電源制御モードを説明するための図。図１の電子機器に設けられたスイッチング電源回路の構成を示す回路図。図３のスイッチング電源回路に設けられている制御回路の構成例を示す図。図３のスイッチング電源回路の省電力モード時の動作を説明するためのタイミングチャート。図３のスイッチング電源回路がＰＷＭモードと省電力モードとの間を遷移する様子を示す図。図１の電子機器に設けられたスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図。

符号の説明

１０…バッテリ、１１…ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２…負荷回路、１０２…Hi-sideスイッチ、１０３…L-sideスイッチ、１０５…インダクタ、１０６…キャパシタ、１１０…エラーアンプ、１１２…カレントアンプ、１１３…制御回路、１２６…モード切替部、１２７…省電力モード制御部。

Claims

電源ソースに結合される第１のスイッチング素子と、
インダクタとキャパシタとを含み、前記第１のスイッチング素子と、負荷回路に電力を供給する電源出力端子との間に設けられたフィルタ回路と、
前記フィルタ回路の出力電圧値と基準電圧値との間の差分に応じた出力電圧値を出力するエラーアンプと、
前記フィルタ回路のインダクタに流れるインダクタ電流を検出するインダクタ電流検出回路と、
前記エラーアンプの出力電圧値に応じてデューティ比が変化する固定周波数パルス幅変調信号を、前記第１のスイッチング素子を固定周波数パルス幅変調モードでスイッチング制御するためのスイッチング制御信号として生成する第１の回路と、
前記エラーアンプの出力電圧値を、前記第１のスイッチング素子をオンするための第１閾値電圧および前記第１のスイッチング素子をオフするための第２閾値電圧それぞれと比較することにより、前記フィルタ回路の出力電圧値が第１の値に減少したときに前記第１のスイッチング素子をオンし、前記フィルタ回路の出力電圧値が前記第１の値よりも高い第２の値に上昇したときに前記第１のスイッチング素子をオフするスイッチ制御信号を、前記第１のスイッチング素子を周波数変調モードでスイッチング制御するためのスイッチング制御信号として生成する第２の回路と、
軽負荷時には前記第１のスイッチング素子が前記周波数変調モードでスイッチング制御され、通常負荷時には前記第１のスイッチング素子が前記固定周波数パルス幅変調モードでスイッチング制御されるように、前記検出されたインダクタ電流の値に応じて、前記第１のスイッチング素子をスイッチング制御するための回路を前記第１の回路と前記第２の回路との間で切り替えるモード切替手段とを具備することを特徴とする電子機器。
前記第１の回路は前記固定周波数パルス幅変調信号を生成するための発振回路を備えており、
前記第１のスイッチング素子を前記周波数変調モードでスイッチング制御する場合、前記発振回路を停止する手段をさらに具備することを特徴とする請求項１記載の電子機器。
前記第１のスイッチング素子と前記フィルタ回路との接続点とグランド端子との間にそれぞれ接続された、第２のスイッチング素子および還流ダイオードと、
前記固定周波数パルス幅変調モードでは前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を同期整流方式でそれぞれスイッチング制御し、前記周波数変調モードでは前記第２のスイッチング素子を常時オフ状態に維持する手段をさらに具備することを特徴とする請求項１記載の電子機器。
前記第１のスイッチング素子と前記フィルタ回路との接続点とグランド端子との間に接続された第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子の両端の電圧を比較するコンパレータと、
前記固定周波数パルス幅変調モードでは前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を同期整流方式でそれぞれスイッチング制御し、前記周波数変調モードでは、前記コンパレータの出力に基づいて、前記第２のスイッチング素子から前記フィルタ回路のインダクタに電流が流れる還流モード時のみ前記第２のスイッチング素子をオンする手段とをさらに具備することを特徴とする請求項１記載の電子機器。
前記エラーアンプは、トランスコンダクタンスアンプを用いて実現されていることを特徴とする請求項１記載の電子機器。
バッテリと、
動作状態と前記動作状態よりも消費電力の少ない待機状態とを有する負荷回路と、
前記バッテリに接続される第１のスイッチング素子と、
インダクタとキャパシタとを含み、前記第１のスイッチング素子と、前記負荷回路に電力を供給する電源出力端子との間に設けられたフィルタ回路と、
前記フィルタ回路の出力電圧値と基準電圧値との間の差分に応じた出力電圧値を出力するエラーアンプと、
前記フィルタ回路のインダクタに流れるインダクタ電流を検出するインダクタ電流検出回路と、
発振回路を有し、前記エラーアンプの出力電圧値に応じてデューティ比が変化する固定周波数パルス幅変調信号を、前記第１のスイッチング素子を固定周波数パルス幅変調モードでスイッチング制御するためのスイッチング制御信号として生成する第１の回路と、
前記エラーアンプの出力電圧値を、前記第１のスイッチング素子をオンするための第１閾値電圧および前記第１のスイッチング素子をオフするための第２閾値電圧それぞれと比較することにより、前記フィルタ回路の出力電圧値が第１の値に減少したときに前記第１のスイッチング素子をオンし、前記フィルタ回路の出力電圧値が前記第１の値よりも高い第２の値に上昇したときに前記第１のスイッチング素子をオフするスイッチ制御信号を、前記第１のスイッチング素子を周波数変調モードでスイッチング制御するためのスイッチング制御信号として生成する第２の回路と、
軽負荷時には前記第１のスイッチング素子が前記周波数変調モードでスイッチング制御され、通常負荷時には前記第１のスイッチング素子が前記固定周波数パルス幅変調モードでスイッチング制御されるように、前記検出されたインダクタ電流の値に応じて、前記第１のスイッチング素子をスイッチング制御するための回路を前記第１の回路と前記第２の回路との間で切り替えるモード切替手段と、
前記第１のスイッチング素子を前記周波数変調モードでスイッチング制御する場合、前記発振回路を停止する手段とを具備することを特徴とする電子機器。
前記第１のスイッチング素子と前記フィルタ回路との接続点とグランド端子との間にそれぞれ接続された、第２のスイッチング素子および還流ダイオードと、
前記固定周波数パルス幅変調モードでは前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を同期整流方式でそれぞれスイッチング制御し、前記周波数変調モードでは前記第２のスイッチング素子を常時オフ状態に維持する手段をさらに具備することを特徴とする請求項６記載の電子機器。