WO2013077269A1 - 電源装置、点灯装置、灯具、及び車両 - Google Patents

電源装置、点灯装置、灯具、及び車両 Download PDF

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power supply
supply device
output terminal
output
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神原　隆
貴宏 福井
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パナソニック株式会社
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    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device, a lighting device, a lamp, and a vehicle.
  • This power supply apparatus includes a DC-DC conversion circuit in which a primary-side current path and a secondary-side current path are separated by a transformer, and an output abnormal state for determining whether or not an output voltage of the DC-DC conversion circuit is abnormal. Determination means.
  • the output line of the power supply device may contact (ground fault) with the ground (negative electrode side) of the DC power supply (battery) due to, for example, a short circuit due to biting or deterioration of the wiring, or incorrect wiring. , There is a possibility of contact with the positive electrode side (sky fault).
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a power supply device, a lighting device, a lamp, and a vehicle that have improved safety while suppressing cost.
  • a power supply device includes a first input terminal on the high potential side and a second input terminal on the low potential side, a first output terminal on the high potential side, and a second output terminal on the low potential side.
  • the first series circuit is connected between the first input terminal and the second input terminal.
  • the second series circuit is connected between the first output terminal and the second output terminal.
  • the rectifying element is connected in series to the second inductance element so that the second series circuit passes a current directed from the second output terminal to the first output terminal.
  • the first capacitance element is connected between a first connection point between the switching element and the first inductance element and a second connection point between the rectifying element and the second inductance element.
  • the second capacitance element is connected between the second input terminal and the second output terminal.
  • a third series circuit of the first inductance element, the first capacitance element, and the second inductance element is provided between the first input terminal and the second output terminal or between the second input terminal and the second output terminal. It exists between one output terminal.
  • a power supply device of a second form according to the present invention further includes a third capacitance element connected in parallel to the second series circuit in the first form.
  • a power supply device of a third form according to the present invention further includes a resistance element connected in parallel to the second capacitance element in the first form or the second form.
  • the second capacitance element has a larger capacitance than the first capacitance element.
  • a power supply device further includes a control circuit for controlling the switching element in any one of the first to fourth aspects.
  • control circuit in the fifth aspect, is configured such that the control circuit is supplied with a predetermined voltage or current through the first output terminal and the second output terminal. The switching control is performed.
  • the control circuit measures an output current supplied through the first output terminal and the second output terminal, and the measured output The switching control is performed based on the current.
  • control circuit is connected between a connection point between the second capacitance element and the second series circuit and the second output terminal.
  • the output current is configured to be measured based on a voltage across the measured resistance element.
  • the control circuit has a potential at a connection point between the second capacitance element and the second series circuit.
  • the control circuit includes a period in which the potential exceeds the threshold value until a first time elapses after the occurrence of the event. If the second time shorter than 1 hour is not reached, the switching element is configured to be kept off.
  • the control circuit is configured such that the potential remains at the threshold even if the first time has elapsed since the occurrence of the event. If not, the switching element is configured to be kept off.
  • the control circuit is a period in which the potential exceeds the threshold value until a first time elapses after the occurrence of the event. Is configured to resume the switching control when a second time shorter than the first time is reached.
  • a lighting device of a thirteenth aspect according to the present invention is connected between any one of the power supply apparatuses of the first to twelfth aspects and the first output terminal and the second output terminal of the power supply apparatus.
  • a light source is connected between any one of the power supply apparatuses of the first to twelfth aspects and the first output terminal and the second output terminal of the power supply apparatus.
  • a fourteenth aspect of the lamp according to the present invention includes the thirteenth aspect of the lighting device.
  • a vehicle according to a fifteenth aspect of the present invention includes the lamp according to the fourteenth aspect.
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram of a power supply device of a basic example of Embodiment 1.
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram of a power supply device of a basic example of Embodiment 1.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of the operation of the power supply device of the basic example of the first embodiment.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of the operation of the power supply device of the basic example of the first embodiment.
  • FIG. 3 is a waveform diagram showing an operation of the power supply device of the basic example of the first embodiment. It is explanatory drawing of the ground fault and power fault in the power supply device of the basic example of Embodiment 1.
  • FIG. 6 is a waveform diagram illustrating an operation when a ground fault occurs in the power supply device of the basic example of the first embodiment.
  • FIG. 6 is a waveform diagram illustrating an operation when a ground fault occurs in the power supply device of the basic example of the first embodiment.
  • 6 is a schematic circuit diagram of a power supply device according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 6 is a schematic circuit diagram of a power supply device according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. FIG. 6 is an explanatory diagram of an operation of a power supply device according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of an operation of a power supply device according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of an operation of a power supply device according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 6 is a waveform diagram illustrating an operation of a power supply device according to a modification of the first embodiment. It is a wave form diagram which shows the operation
  • 5 is a schematic circuit diagram of a power supply device of a basic example of Embodiment 2.
  • FIG. 6 is a waveform diagram showing an operation of a power supply device of a basic example of Embodiment 2.
  • FIG. 6 is a schematic circuit diagram of a lighting device including a power supply device of a basic example of Embodiment 2.
  • FIG. 10 is a waveform diagram showing an operation of a power supply device according to a modification of the second embodiment. It is sectional drawing of a lamp provided with the lighting device of Embodiment 2. It is a perspective view of a vehicle provided with the lamp of Embodiment 2.
  • the power supply device 2 of the present embodiment is a power supply device that is used in, for example, a vehicle and converts electric power from a DC power supply (for example, a 12V on-vehicle battery) and supplies it to a load (for example, a light emitting diode).
  • a DC power supply for example, a 12V on-vehicle battery
  • a load for example, a light emitting diode
  • the power supply device 2 (2A, 2B) of the present embodiment includes a first input terminal T1 on the high potential side, a second input terminal T2 on the low potential side, and a first input terminal on the high potential side.
  • separation circuit 24 are provided.
  • the first series circuit 22 is a series circuit of the switching element S1 and the first inductor L1.
  • the first series circuit 22 is connected between the first input terminal T1 and the second input terminal T2.
  • the first series circuit 22 is used to convert a direct current input via the input terminals T1 and T2 into a pulsating flow.
  • Switching element S1 is a switching element.
  • the first inductor L1 is a first inductance element. Therefore, the first series circuit 22 is a series circuit of a switching element (switching element S1) and a first inductance element (first inductor L1). Note that the switching element may be composed of one or more switching elements.
  • the first inductance element may be composed of one or more inductors.
  • the second series circuit 23 is a series circuit of a diode D1 and a second inductor L2.
  • the second series circuit 23 is connected between the first output terminal T3 and the second output terminal T4.
  • the second series circuit 23 is used for converting the pulsating flow from the first series circuit 22 into a direct current and outputting the direct current from the output terminals T3 and T4.
  • the diode D1 is connected in series with the second inductor L2 so that the second series circuit 23 passes a current directed from the second output terminal T4 to the first output terminal T3. That is, the second series circuit 23 has the first output so that the anode of the diode D1 is electrically connected to the second output terminal T4 and the cathode of the diode D1 is electrically connected to the first output terminal T3. Connected between the terminal T3 and the second output terminal T4.
  • the diode D1 is a rectifying element.
  • the rectifying element has a first terminal and a second terminal, and is configured to pass a current directed from the first terminal toward the second terminal. In other words, the rectifying element is configured not to pass a current directed from the second terminal toward the first terminal.
  • the anode of the diode D1 is the first terminal of the rectifying element
  • the cathode of the diode D1 is the second terminal of the rectifying element.
  • the second inductor L2 is a second inductance element.
  • the second series circuit 23 is a series circuit of a rectifying element (diode D1) and a second inductance element (second inductor L2).
  • the rectifying element may be composed of one or more rectifying elements (for example, diodes).
  • the second inductance element may be composed of one or more inductors.
  • the separation circuit 24 has a first capacitor C1 and a second capacitor C2.
  • the separation circuit 24 is connected between the first series circuit 22 and the second series circuit 23.
  • the separation circuit 24 is used to separate the first series circuit 22 and the second series circuit 23 with respect to direct current.
  • the first capacitor C1 includes a connection point (first connection point) P1 between the switching element S1 and the first inductor L1, a connection point (second connection point) between the diode D1 and the second inductor L2, and P2. Connected between.
  • the second capacitor C2 is connected between the second input terminal T2 and the second output terminal T4.
  • the first capacitor C1 is a first capacitance element.
  • the second capacitor C2 is a second capacitance element. Therefore, the separation circuit 24 has a first capacitance element (first capacitor C1) and a second capacitance element (second capacitor C2).
  • the first capacitance element may be composed of one or more capacitors.
  • the second capacitance element may be composed of one or more capacitors.
  • the first inductor L1 (first inductance element), the first capacitor C1 (first capacitance element), and the second inductor L1 (second inductance element) constitute a series circuit (third series circuit).
  • the third series circuit exists between the first input terminal T1 and the second output terminal T4 (see FIG. 1) or between the second input terminal T2 and the first output terminal T3 (see FIG. 9). .
  • a first inductor L1 first inductance element
  • a first capacitor C1 first capacitance element
  • a second inductor L1 second inductance element
  • the power supply device 2A includes a first capacitor C1, a first inductor L1 connected to one end (the left end in FIG. 1) of the first capacitor C1, and the first capacitor C1.
  • a series circuit including a diode (rectifier element) D1 having an anode connected to the end (the right end in FIG. 1) is provided.
  • the power supply device 2A has one end connected to the switching element S1 having one end connected to the connection point P1 between the first inductor L1 and the first capacitor C1, and to the connection point P2 between the first capacitor C1 and the diode D1. And a second inductor L2.
  • the power supply device 2A includes a second capacitor C2 connected between the other end of the switching element S1 and the other end of the second inductor L2, a cathode of the diode D1, and the other end of the second inductor L2. And a third capacitor C3 connected between the two.
  • the power supply device 2A includes a control circuit 20 that controls the switching operation (on / off operation) of the switching element S1.
  • a voltage-driven MOS-FET is used as the switching element.
  • the switching element S1 is not limited to the MOS-FET and may be other elements.
  • the rectifying element is not limited to the diode D1, and may be other elements.
  • An input terminal (first input terminal) T1 is connected to the other end of the first inductor L1 (on the opposite side to the connection side with the first capacitor C1), and a DC power supply (for example, 12V on-vehicle) is connected to the input terminal T1.
  • the positive electrode side (positive side) of the battery 1 is connected.
  • An input terminal (second input terminal) T2 is connected to the other end (connection side to the second capacitor C2) of the switching element S1, and the negative terminal side (minus side) of the DC power source 1 is connected to the input terminal T2. Is connected.
  • the output terminal (third output terminal) T3 is connected to the cathode of the diode D1, and one end of the load 3 is connected to the output terminal T3.
  • An output terminal (fourth output terminal) T4 is connected to the other end of the second inductor L2 (on the side connected to the second capacitor C2), and the other end of the load 3 is connected to the output terminal T4. ing.
  • the anode of the diode D1 is connected to the second output terminal T4 via the second inductor L2, and the cathode of the diode D1 is connected to the first output terminal T3.
  • the third capacitor C3 connected between the output terminals T3 and T4 of the power supply device 2 is an output smoothing capacitor.
  • the third capacitor C ⁇ b> 3 is a third capacitance element connected in parallel to the second series circuit 23. Note that the third capacitance element may include one or more capacitors.
  • the control circuit 20 outputs a driving signal having a frequency of several hundred kHz to the switching element S1 from the viewpoint of miniaturization of circuit components, and turns the switching element S1 on and off at a high frequency.
  • the control circuit 20 controls the on / off operation of the switching element S1 by PWM control that changes the on-duty of the switching element S1 with the frequency fixed.
  • the control circuit 20 monitors the input current and the input voltage to the power supply device 2, and controls the on / off operation of the switching element S1 so that these values become predetermined values, thereby achieving a desired output. Is obtained.
  • the control circuit 20 may be configured to use, for example, a photocoupler, monitor the output current and output voltage from the power supply device 2, and directly control these values to be predetermined values.
  • FIG. 3 and 4 are explanatory diagrams for explaining the operation of the power supply device 2A.
  • FIG. 3 shows a state when the switching element S1 is on
  • FIG. 4 shows a state when the switching element S1 is off.
  • 3 and 4 indicate the polarity of the voltage generated in the first to third capacitors C1 to C3 ("+" is the positive side) (FIGS. 6, 11, 12, 16, 18). , 19).
  • V10 is an input voltage to the power supply device 2A (voltage applied between the input terminals T1 and T2)
  • V11 is an output voltage from the power supply device 2A (between the output terminals T3 and T4).
  • Voltage) I1 indicates a current flowing in the first inductor L1
  • I2 indicates a current flowing in the second inductor L2.
  • 5A to 5G are waveform diagrams for explaining the operation of the power supply device 2A.
  • the horizontal axis is the time axis
  • (a) is the on / off of the switching element S1
  • (b) is the current I1
  • (c) is the current I2
  • (d) is the input voltage V10
  • (e) is the voltage.
  • (V1-V2) and (f) represent the voltage (V3)
  • (g) represents the output voltage V11.
  • V10 indicates an input voltage to the power supply device 1
  • V11 indicates an output voltage from the power supply device 1
  • I1 indicates a current flowing through the first inductor L1
  • I2 indicates a second inductor. The electric current which flows into L2 is shown.
  • P1 is a connection point between the switching element S1 and the inductor L1 of the capacitor C1
  • P2 is a connection point between the inductor L2 of the capacitor C1 and the diode D
  • P3 is a second series circuit of the capacitor C2. 23 (a diode D1 in the basic example of the present embodiment)
  • P5 indicates a connection point of the capacitor C2 with the first series circuit 22 (switching element S1 in the basic example of the present embodiment).
  • V1 indicates the potential of the connection point P1 (ground reference)
  • V2 indicates the potential of the connection point P2 (ground reference).
  • the difference between the potential (voltage) V1 and the potential (voltage) V2 is equal to the voltage across the first capacitor C1.
  • the voltage across the first capacitor C1 is represented by V1-V2.
  • V3 in FIG. 5 indicates the voltage at the connection point P3 (ground reference).
  • the difference between V3 and the potential (voltage) at the connection point P5 is equal to the voltage across the second capacitor C2.
  • the connection point P3 is on the high potential side of the second capacitor C2.
  • the potential (voltage) of the connection point P5 is 0V. Therefore, the voltage across the second capacitor C2 is represented by V3.
  • the current I2 flowing through the second inductor L2 increases with the passage of time in response to the energy stored in the first and second capacitors C1 and C2, and the energy is stored in the second inductor L2. It is done.
  • the energy stored in the second inductor L2 is output to the load 3 via the diode D1, and the current I2 flowing through the second inductor L2 decreases with time.
  • the power supply device 2A repeats the above-described operation of the switching element S1 during the on-period and the off-period after the time t2, thereby generating voltages and currents as shown in FIG. Supply power.
  • the output voltage V11 of the power supply device 2A is smoothed by the third capacitor C3 connected between the output terminals T3 and T4.
  • FIG. ⁇ (g) show the waveforms at that time.
  • the voltage across the first capacitor C1 (V1-V2) and the voltage V3 across the second capacitor C2 have the same waveform (see FIGS. 5E and 5F).
  • the value obtained by adding the voltages (V1-V2 and V3) generated in the first and second capacitors C1 and C2 is substantially the same value as the output voltage V11. Become.
  • the currents I1 and I2 flowing through the first and second inductors L1 and L2 flow continuously without becoming zero. (Current continuous mode) has been described as an example.
  • the output voltage V11 is also shown as a value completely smoothed by the third capacitor C3 (see FIG. 5G).
  • the currents I1 and I2 depend on the constants of the first and second capacitors C1 and C2, the first and second inductors L1 and L2, the driving frequency of the switching element S1, the impedance of the load 3, and the like.
  • the pulsation increases or becomes flatter, the basic operation is as described above.
  • the power supply to the load 3 is performed by controlling the on / off operation of the switching element S1 if necessary. It is possible to continue.
  • the voltage V3 across the second capacitor C2 becomes a potential determined by the output voltage V11.
  • the both-end voltage (V1-V2) becomes substantially the same value as the input voltage V10 due to its influence.
  • the power supply device 2A of the present embodiment even when such an abnormality (ground fault) occurs, the on / off operation of the switching element S1 if necessary, as in the case of (1) in FIG. It is possible to continue power supply to the load 3 by controlling.
  • the ON / OFF operation of the switching element S1 is performed as in the case of (1) in FIG. It is possible to continue power supply to the load 3 by controlling.
  • the ON / OFF operation of the switching element S1 is performed as in the case of (1) in FIG. It is possible to continue power supply to the load 3 by controlling.
  • the power supply device 2B includes a first inductor L1 (first inductance element), a first capacitor C1 (first capacitance element), and a second inductor L1 (second inductance element) in series. It differs from the power supply device 2A in that a circuit (third series circuit) exists between the second input terminal T2 and the first output terminal T3.
  • the power supply device 2B is connected to a pair of input terminals (input terminals or power connection terminals) T1 and T2 to which a DC power source 1 (see FIG. 10) is connected and a load 3 (see FIG. 10). And a pair of output terminals (output terminals or load connection terminals) T3 and T4.
  • the power supply apparatus 2B includes a first series circuit 22 formed of a series circuit of a switching element S1 and a first inductor L1 between input terminals T1 and T2, and a second inductor L2 between output terminals T3 and T4. And a diode D1 is provided with a second series circuit 23 composed of a series circuit.
  • the first series circuit 22 connects the switching element S ⁇ b> 1 to the first input terminal (positive input terminal) T ⁇ b> 1 on the positive (positive) side of the DC power supply 1, and connects the first inductor L ⁇ b> 1 to the negative electrode of the DC power supply 1. It is connected to the second input terminal (negative input terminal) T2 which is the (minus) side. That is, one end of the switching element S1 and the first inductor L1 are connected to each other, the other end of the switching element S1 is connected to the first input terminal T1, and the other end of the first inductor L1 is the second input terminal T2. It is connected to the.
  • the second inductor L2 is connected to the first output terminal T3, and the anode of the diode D1 is connected to the second output terminal T4. That is, one end of the second inductor L2 is connected to the cathode of the diode D1, the other end of the second inductor L2 is connected to the first output terminal T3, and the anode of the diode D1 is connected to the second output terminal T4. ing.
  • the first output terminal T3 is connected to one end of the load 3 on the high potential side, and the second output terminal T4 is connected to the other end of the load 3 on the low potential side.
  • the anode of the diode D1 is connected to the second output terminal T4, and the cathode of the diode D1 is connected to the first output terminal T3 via the second inductor L2.
  • the power supply device 2B includes a first capacitor C1 and a second capacitor C2 connected between the first series circuit 22 and the second series circuit 23.
  • the first capacitor C1 is connected between one end of the first inductor L1 (connection point P1 with the switching element S1) and the cathode of the diode D1 (connection point P2 with the second inductor L2). .
  • the second capacitor C2 is connected between the other end (second input terminal T2) of the first inductor L1 and the anode (second output terminal T4) of the diode D1.
  • the power supply device 2B includes a control circuit 20 that controls the on / off operation of the switching element S1, and a third capacitor C3 connected between the pair of output terminals T3 and T4. Yes.
  • the third capacitor C3 is provided for smoothing, and is connected in parallel with the second series circuit 23 between the pair of output terminals T3 and T4.
  • control circuit 20 is the same as that of the first embodiment, and thus detailed description thereof is omitted.
  • FIG. 11 shows the operation when the switching element S1 is on.
  • FIG. 12 shows the operation when the switching element S1 is off.
  • the horizontal axis is the time axis, (a) is the on / off state of the switching element S1, (b) is the current I1, (c) is the current I2, (d) is the input voltage V10, and (e) is the voltage. (V2 ⁇ V1) and (f) represent the voltage ( ⁇ V3), and (g) represents the output voltage V11.
  • V10 indicates an input voltage to the power supply device 1
  • V11 indicates an output voltage from the power supply device 1
  • I1 indicates a current flowing through the first inductor L1
  • I2 indicates a second inductor. The electric current which flows into L2 is shown.
  • P1 is a connection point between the switching element S1 and the inductor L1 of the capacitor C1
  • P2 is a connection point between the inductor L2 and the diode D1 of the capacitor C1
  • P3 is a second series circuit of the capacitor C2. 23 (the diode D1 in the modification of the present embodiment)
  • P5 is the connection point of the capacitor C2 with the first series circuit 22 (the first inductor L1 in the modification of the present embodiment), Show.
  • V1 indicates the potential of the connection point P1 (ground reference)
  • V2 indicates the potential of the connection point P2 (ground reference).
  • the difference between the potential (voltage) V1 and the potential (voltage) V2 is equal to the voltage across the first capacitor C1.
  • V2-V1 since the connection point P2 is on the high potential side of the first capacitor C1, the voltage across the first capacitor C1 is represented by V2-V1.
  • V3 in FIG. 13 indicates the voltage at the connection point P3 (ground reference).
  • the difference between V3 and the potential (voltage) at the connection point P5 is equal to the voltage across the second capacitor C2.
  • the connection point P5 is on the high potential side of the second capacitor C2. Further, the potential (voltage) of the connection point P5 is 0V. Therefore, the voltage across the second capacitor C2 is represented by ⁇ V3.
  • the current I2 flowing through the second inductor L2 in response to the energy stored in the first and second capacitors C1, C2 increases with time, and energy is stored in the second inductor L2. It is done.
  • the switching element S1 when the switching element S1 is turned off at time t1, the energy stored in the first inductor L1 is transferred to the first and second capacitors C1 and C2 during the off period (t1 to t2) of the switching element S1. It is transmitted via the diode D1.
  • the power supply device 2B repeats the operation during the on period and the operation during the off period of the switching element S1 as described above after time t2, thereby generating voltage and current as shown in FIG. To supply power.
  • the output voltage V11 of the power supply device 2B is smoothed by the third capacitor C3 connected between the output terminals T3 and T4.
  • the value obtained by adding the voltages (V2-V1 and -V3) generated in the first and second capacitors C1 and C2 is substantially the same value as the output voltage V11. become.
  • FIG. 14 shows only portions different from those in FIG. 13, where the horizontal axis is the time axis, (a) is the on / off state of the switching element S1, and (b) is the voltage across the first capacitor C1 ( V2-V1) and (c) represent the voltage across the second capacitor C2 (-V3), and (d) represents the output voltage V11.
  • the power supply device 2B of the present embodiment even when such an abnormality (ground fault) occurs, if necessary, the power supply to the load 3 is performed by controlling the on / off operation of the switching element S1. It is possible to continue.
  • FIG. 15 shows only portions different from those in FIG. 13, where the horizontal axis is the time axis, (a) is the on / off state of the switching element S1, and (b) is the voltage across the first capacitor C1 ( V2-V1) and (c) represent the voltage across the second capacitor C2 (-V3), and (d) represents the output voltage V11.
  • the potential of the first output terminal T3 is fixed to the ground of the DC power supply 2 due to the ground fault. Therefore, the voltage across the second capacitor C2 ( ⁇ V3) becomes a potential determined by the output voltage V11. At this time, the voltage across the first capacitor C1 (V2 ⁇ V1) becomes substantially zero due to the influence.
  • the on / off operation of the switching element S1 is performed if necessary, as in the case of (1) in FIG. By controlling, it is possible to continue power supply to the load 3.
  • the operation waveform is not shown.
  • the potential of the second output terminal T4 is fixed to the positive potential of the DC power supply 2 as in the case of the wire.
  • the switching element S1 is turned on / off if necessary, as in the case of (1) in FIG. By controlling, it is possible to continue power supply to the load 3.
  • the switching element S1 is turned on / off if necessary, as in the case of (1) in FIG. By controlling, it is possible to continue power supply to the load 3.
  • the power supply device 2A of the basic example of the present embodiment includes the first capacitor C1, the first inductor L1 connected to one end of the first capacitor C1, and the other end of the first capacitor C1.
  • a series circuit composed of a rectifying element (diode D1) having an anode connected thereto, a switching element S1 having one end connected to a connection point P1 of the first inductor L1 and the first capacitor C1, and a first capacitor C1.
  • a second inductor L2 having one end connected to the connection point P2 of the rectifier element (diode D1), and a second capacitor C2 connected between the other end of the switching element S1 and the other end of the second inductor L2.
  • a third capacitor C3 connected between the cathode of the rectifying element (diode D1) and the other end of the second inductor L2.
  • a DC power supply 1 is connected between the other end of the first inductor L1 and the other end of the switching element S1 so that the other end side of the first inductor L1 is on the positive electrode side, and the rectifier element (diode D1)
  • a load 3 is connected between the cathode and the other end of the second inductor L2.
  • a power supply device 2B includes a series circuit of a switching element S1 and a first inductor L1 that are alternately turned on and off, and is connected between a pair of input terminals T1 and T2 to which the DC power supply 1 is connected.
  • the first series circuit 22 connected so that the switching element S1 is on the positive electrode side of the DC power source 1, and the series circuit of the second inductor L1 and the rectifier element (diode D1), and a pair to which the load 3 is connected.
  • the power supply device 2 (2A, 2B) of the present embodiment includes the first input terminal T1 on the high potential side and the second input terminal T2 on the low potential side, the first output terminal T3 on the high potential side and the low input terminal T3.
  • a second output terminal T4 on the potential side a first series circuit 22 of a switching element (switching element S1) and a first inductance element (first inductor L1), a rectifying element (diode D1) and a second inductance element ( And a second series circuit 23 with a second inductor L2) and a separation circuit 24 having a first capacitance element (first capacitor C1) and a second capacitance element (second capacitor C2).
  • the first series circuit 22 is connected between the first input terminal T1 and the second input terminal T2.
  • the second series circuit 23 is connected between the first output terminal T3 and the second output terminal T4.
  • the rectifying element (diode D1) is connected in series to the second inductance element (second inductor L2) so that the second series circuit 23 passes a current directed from the second output terminal T4 to the first output terminal T3. Is done.
  • the first capacitance element (first capacitor C1) includes a first connection point P1 between the switching element (switching element S1) and the first inductance element (first inductor L1), a rectifier element (diode D1), and a second element. Connected between the inductance element (second inductor L2) and the second connection point P2.
  • the second capacitance element (second capacitor C2) is connected between the second input terminal T2 and the second output terminal T4.
  • a third series circuit of the first inductance element (first inductor L1), the first capacitance element (first capacitor C1), and the second inductance element (second inductor L2) is connected to the first input terminal T1 and the first input terminal T1. It exists between the two output terminals T4 or between the second input terminal T2 and the first output terminal T3.
  • the first inductance element first inductor L1
  • the first capacitance element first capacitor C1
  • the second inductance element second inductor L2
  • the third series circuit is present between the first input terminal T1 and the second output terminal T4.
  • the first inductance element first inductor L1
  • the first capacitance element first capacitor C1
  • the second inductance element second inductor L2
  • the third series circuit exists between the second input terminal T2 and the first output terminal T3.
  • the power supply device 2 of the present embodiment further includes a third capacitance element (third capacitor C3) connected in parallel to the second series circuit 23.
  • third capacitor C3 third capacitance element
  • the input side and the output side are DC-cut off by the first and second capacitors C1 and C2, for example, even if a ground fault or a power fault occurs on the output side, the input side Therefore, it is possible to provide the power supply device 2 with high safety without affecting the side.
  • the power supply device 2 of the present embodiment a circuit that cuts off the input side and the output side in a DC manner by the first and second inductors L1 and L2 and the first and second capacitors C1 and C2. Since it does not need to use a transformer for the conversion circuit portion, it is possible to provide a power supply device with improved safety while reducing costs.
  • the input terminals T1 and T2 connected to the DC power supply 1 and the output terminals T3 and T4 connected to the load 3 include the first series circuit 22 and the second series circuit 23. Is cut off in a direct current manner by first and second capacitors C1 and C2 provided therebetween.
  • the power supply device 2 cuts off the input side and the output side in a DC manner by the first and second capacitors C1 and C2, for example, even if a ground fault or a power fault occurs in the output, Abnormality does not affect the input, and power supply to the load 3 can be continued without breaking the circuit.
  • the circuit configuration is simpler than the configuration in which insulation is performed using a transformer. It can be used, and the cost can be kept low because the transformer is no longer needed.
  • the power supply device 2 of the present embodiment there is an advantage that it is possible to realize a configuration in which the circuit is not broken even when a ground fault or a power fault occurs in the output without using a transformer.
  • the power supply device 2A of the present embodiment since the first inductor L1 is connected to the input side (first input terminal T1), the current and voltage ripple on the input side can be kept low.
  • the second inductor L2 is provided on the output side (first output terminal T3), the power supply device 2B of the present embodiment can suppress the current and voltage ripples on the output side to be low. .
  • the voltage of the DC power supply 1 can be boosted or lowered to a voltage suitable for the load 3. That is, according to the power supply device 2 of the present embodiment, the voltage of the DC power supply 1 connected to the input terminals T1 and T2 is boosted or stepped down (ie, stepped up / down) to a voltage suitable for the load 3 and supplied. Can do.
  • the case where the first and second capacitors C1 and C2 have the same capacitance has been described as an example, but the first capacitor C1 and the second capacitor C2 are electrostatically connected.
  • the capacity may be different.
  • the capacitance of the second capacitor C2 is larger than the capacitance of the first capacitor C1. That is, in the power supply device 2, the second capacitor C2 has a larger capacity than the first capacitor C1.
  • the second capacitance element (second capacitor C2) has a larger capacitance than the first capacitance element (first capacitor C1). This is an arbitrary configuration.
  • the voltage V3 of the output terminal T4 can be brought close to the ground level of the DC power source 1 by making the capacitance of the second capacitor C2 larger than the capacitance of the first capacitor C1.
  • control method of the switching element S1 by the control circuit 20 is not limited to PWM control, and may be other methods (for example, frequency control).
  • the power supply device 2 of the present embodiment is different from the power supply device 2 of the first embodiment in that it includes a first resistor R1 connected in parallel with the second capacitor C2.
  • the same configurations as those of the second embodiment are denoted by common reference numerals, and the description thereof is omitted as appropriate.
  • FIG. 16 is a schematic circuit diagram showing the configuration of the power supply device 2 (2C) of the basic example of the present embodiment.
  • the power supply device 2C includes a series circuit including a first inductor L1, a first capacitor C1, and a diode D1, a switching element S1, a second inductor L2, and second and third capacitors C2, C3. And a first resistor R1 connected in parallel with the second capacitor C2.
  • the first resistor R1 is a resistor element connected in parallel to the second capacitance element (second capacitor C2).
  • the resistance element may be composed of one or more resistors.
  • This power supply device 2C can set the voltage V3 of the second capacitor C2 to a value corresponding to the resistance value of the first resistor R1 by connecting the first resistor R1 in parallel with the second capacitor C2. It is. In short, the voltage of the second capacitor C2 can be intentionally set to an arbitrary value by adjusting the value of the first resistor R1.
  • FIG. 17 is an operation waveform diagram of the power supply device 2C when the resistance value of the first resistor R1 is set to be relatively small (for example, 100 ⁇ or less).
  • the voltage V3 of the second capacitor C2 becomes substantially zero (see FIG. 17C), and the voltage across the first capacitor C1 (V1-V2) increases by that amount as described in the first embodiment. (See FIG. 17B).
  • the resistance value of the first resistor R1 is relatively small, for example, in order to simplify the configuration of the output detection circuit, the potential of the output terminal T4 is intentionally set to the ground level of the DC power supply 1. You can get closer.
  • the voltage V3 across the second capacitor C2 becomes a voltage that pulsates around several volts.
  • the power supply device 2C is first when an abnormality occurs depending on the mode of occurrence of the abnormality.
  • a direct current may flow between the input and output through the resistor R1, but the circuit will not be broken even when an abnormality occurs.
  • the power supply device 2C can adopt a simple circuit as compared with the configuration in which the input and output are insulated by using a transformer, and the cost can be kept low because the transformer is unnecessary.
  • the power supply device 2D of the present embodiment is different from the power supply device 2B of the modification of the first embodiment in that it includes a first resistor R1 connected in parallel with the second capacitor C2. .
  • the same configurations as those of the power supply device 2B according to the first embodiment are denoted by common reference numerals, and description thereof will be omitted as appropriate.
  • the power supply device 2D includes the other end (connection point P5) of the first inductor L1 connected to the second input terminal T2, and the anode of the diode D1 connected to the second output terminal T4 ( Between the connection point P3), a parallel circuit of the second capacitor C2 and the first resistor R1 is provided.
  • the first resistor R1 is connected in parallel with the second capacitor C2, so that the voltage across the second capacitor C2 ( ⁇ V3) is in accordance with the resistance value of the first resistor R1. Can be set to a value. In short, the voltage across the second capacitor C2 ( ⁇ V3) can be intentionally set to an arbitrary value by adjusting the value of the first resistor R1.
  • FIG. 20 shows an operation waveform of the power supply device 1 when the resistance value of the first resistor R1 is set relatively small (for example, 100 ⁇ or less).
  • FIG. 20 shows only a portion different from FIG. 13, where the horizontal axis is the time axis, (a) is the on / off state of the switching element S1, and (b) is the voltage across the first capacitor C1 ( V2-V1) and (c) represent the voltage across the second capacitor C2 (-V3), and (d) represents the output voltage V11.
  • the voltage across the second capacitor C2 ( ⁇ V3) is substantially zero (see FIG. 20C), and the voltage across the first capacitor C1 (V2 ⁇ V1) is as described in the first embodiment. (See FIG. 20B).
  • the potential (V3) of the second output terminal T4 is intentionally a DC power supply. It can approach 2 ground levels.
  • the resistance value of the first resistor R1 is set relatively large (for example, 1 k ⁇ )
  • the voltage across the second capacitor C2 becomes a voltage that pulsates around several volts.
  • the resistor R1 when a constant of the resistor R1 that can cope with an abnormal state of the target output (ground fault or sky fault) is selected, depending on the mode of occurrence of the abnormality, the resistor R1 may be used when the abnormality occurs. Although direct current may flow between the input and output, the circuit will not be broken even in the event of an abnormality.
  • the power supply device 2D can adopt a simple circuit configuration as compared with the configuration in which the input and output are insulated by using a transformer, and the cost can be kept low because the transformer is no longer necessary.
  • the first resistor R1 is connected in parallel with the second capacitor C2. That is, the power supply device 2 further includes a resistor R1 connected in parallel with the second capacitor C1.
  • the power supply device 2 of the present embodiment further includes a resistance element (first resistance R1) connected in parallel to the second capacitance element (second capacitor C2).
  • the voltage across the second capacitor C2 is increased by making the capacitance of the second capacitor C2 larger than the capacitance of the first capacitor C1.
  • the ripple of -V3) can be reduced, which is effective when it is desired to obtain a voltage close to zero including the ripple. That is, the second capacitance element (second capacitor C2) may have a larger capacitance than the first capacitance element (first capacitor C1).
  • a lighting device 21 (21C) shown in FIG. 18 includes a power supply device 2C, and a light source load (light source) 30 using a semiconductor light emitting element is connected as a load between output terminals of the power supply device 2C (between output terminals T3 and T4). Then, the light source load 30 is turned on by supplying power to the light source load 30. That is, the lighting device 21C includes a power supply device 2C and a light source (light source load) 30 connected between the first output terminal T3 and the second output terminal T4 of the power supply device 2C.
  • the lighting device 21C including the power supply device 2C has a light source load 30 using a semiconductor light emitting element such as a light emitting diode (LED) connected as a load between a pair of output terminals T3 and T4.
  • the light source load 30 is turned on by supplying power (constant current) to the light source load 30.
  • the light source load 30 includes, for example, a plurality of (two in FIG. 18) LED modules 301 and 302 connected in series, and each LED module 301 and 302 includes, for example, four LED chips (semiconductor light emitting elements) connected in series. ).
  • the power supply device 2C includes a series circuit including a first inductor L1, a first capacitor C1, and a diode D1, a switching element S1, a second inductor L2, a second capacitor C2, and a smoothing device. Third and fourth capacitors C3 and C4.
  • the power supply device 2C includes a first resistor R1 connected in parallel with the second capacitor C2, a second resistor R2 connected between the second capacitor C2 and the output terminal T4, and a control circuit. 20.
  • the second resistor R2 is a detection resistor (measuring resistor element) for measuring the current flowing through the light source load 30, and the output current is kept constant by the combination of the second resistor R2 and the control circuit 20.
  • the lighting device 21C capable of constant current control is configured.
  • the measurement resistance element may be composed of one or more resistors.
  • P4 indicates a connection point between the second resistor R2 and the second output terminal T4.
  • the control circuit 20 includes an operational amplifier 201, a capacitor C13, a differential amplifier circuit 41 composed of resistors R13, R14, R15, and R19, and an error calculation circuit 42 composed of an operational amplifier 202, a capacitor C12, and a resistor R12. Prepare.
  • a parallel circuit of a capacitor C13 and a resistor R13 is connected between the inverting input and output of the operational amplifier 201, and the non-inverting input of the operational amplifier 201 is connected to the ground via the resistor R15.
  • one end of the second resistor R2 (a connection point with the third capacitor C3) is connected to the inverting input of the operational amplifier 201 via the resistor R14, and the second resistor R2 is connected to the non-inverting input of the operational amplifier 201.
  • the other end (point P4) of R2 is connected via a resistor R19.
  • the differential amplifier circuit 41 amplifies a potential difference (difference between the potential at the point P4 and the potential at the point P3) generated between both ends of the second resistor R2, and outputs an output current detection circuit (current) (Measurement unit).
  • the error calculation circuit 42 In the error calculation circuit (configured by proportional integration control) 42, a series circuit of a capacitor C12 and a resistor R12 is connected between the inverting input and output of the operational amplifier 202. Furthermore, the output of the differential amplifier circuit 41 (the output of the operational amplifier 201) is connected to the inverting input of the operational amplifier 202, and the first reference voltage Vref1 is applied to the non-inverting input of the operational amplifier 202. Thereby, the error calculation circuit 42 compares the measurement result of the output current with the reference voltage Vref1, and outputs the error calculation result to the comparison circuit at the next stage.
  • control circuit 20 includes a comparator circuit composed of a comparator 204 that compares the output of the error calculation circuit 42 (output of the operational amplifier 202) with the output of an oscillator (high frequency oscillation circuit) 203 that outputs a high-frequency triangular wave as an oscillation signal.
  • the comparator 204 generates a drive signal (PWM signal) for the switching element S ⁇ b> 1 by comparing the output of the error calculation circuit 42 with the oscillation signal from the oscillator 203.
  • the control circuit 20 determines the on-duty of the drive signal of the switching element S1 so that the output of the differential amplifier circuit 41 becomes equal to the reference voltage Vref1.
  • the comparator 204 outputs the generated drive signal to the switching element S1 via the AND (logical product) circuit (first AND circuit) 200, whereby the control circuit 20 determines the output current of the power supply device 2A. Realize feedback control that produces current.
  • the power supply device 2C uses the differential amplifier circuit 41 to detect the output current, detects the current flowing through the second resistor R2 for current detection even when an abnormality occurs in the output, and the detected value is the reference value. Switching operation by feedback control is performed so that the voltage Vref1 is obtained. Therefore, it is possible to suppress an excessive current from being generated in the light source load 30 or the like when an output abnormality occurs.
  • the control circuit 20 includes an inverting amplifier circuit 43 including an operational amplifier 205, a capacitor C20, and resistors R20, R21, and R22, a comparator 206, and an AND circuit (second AND circuit) 207.
  • the inverting amplifier circuit 43 a parallel circuit of a capacitor C20 and a resistor R20 is connected between the inverting input and output of the operational amplifier 205, and the non-inverting input of the operational amplifier 205 is connected to the ground via the resistor R22. Further, the connection point (connection point of the second capacitor C2 and the third capacitor C3) P3 is connected to the inverting input of the operational amplifier 205 via the resistor R21, and the output of the operational amplifier 205 is connected to the inverting input of the comparator 206. Has been. As a result, the inverting amplifier circuit 43 inverts and amplifies the voltage (potential) V3 at the connection point P3 and outputs it to the comparator 206.
  • the reference voltage Vref2 is applied to the non-inverting input.
  • the output of the inverting amplifier circuit 43 exceeds the reference voltage Vref2, the output immediately becomes L level.
  • the output of the comparator 206 is input to the AND circuit 207, and the output of the AND circuit 207 is input to the AND circuit 200.
  • the control circuit 20 when the output of the comparator 206 becomes L level, the output of the AND circuit 207 becomes L level and the output of the AND circuit 200 also becomes L level.
  • the control circuit 20 monitors the voltage V3 at the connection point P3 between the second capacitor C2 and the third capacitor C3, and when the voltage V3 falls below a predetermined threshold Th, the outputs of the AND circuits 200 and 207 are output. Becomes L level.
  • the threshold value Th here is the minimum value that the voltage V3 can normally take, and is determined by the reference voltage Vref2. Then, the control circuit 20 turns off the switching element S1 and stops the switching operation (ON / OFF operation) of the switching element S1.
  • state detection circuit 208 is connected to the output of the comparator 206, and the output of the state detection circuit 208 is also connected to the input of the AND circuit 207.
  • the state detection circuit 208 maintains the state by changing the output from the H level to the L level when the state where the input from the comparator 206 is at the L level continues for a predetermined time (first time).
  • the predetermined time (first time) is, for example, 5 ms.
  • the state detection circuit 208 when the input is continuously at the L level for a predetermined time (first time) (maintaining the L level), or when the input is changed from the H level to the L level for the predetermined time. (First time) When the error occurs repeatedly (H / L repetition), the output is changed from the H level to the L level, and the state is maintained (latched).
  • control circuit 20 when a ground fault or a power fault occurs in the output of the power supply device 2C will be described.
  • control circuit 20 detects this abnormality (ground fault), and the output of the comparator 206 changes to the L level. As a result, the outputs of the AND circuits 200 and 207 also become L level, and the control circuit 20 turns off the switching element S1 and stops the switching operation of the switching element S1.
  • the power supply device 2C has a configuration in which the first resistor R1 and the second resistor R2 are substantially connected in parallel, and the first and second resistors R1 are generated by the voltage generated in the third capacitor C3. , R2 flows through the light source load 30 through the parallel circuit.
  • the control circuit 20 detects this abnormality (ground fault).
  • the output of the comparator 206 changes to L level.
  • the outputs of the AND circuits 200 and 207 also become L level, and the control circuit 20 turns off the switching element S1 and stops the switching operation of the switching element S1.
  • the control circuit 20 may detect an abnormality (a power fault) even when a power fault occurs and stop the switching operation of the switching element S1. it can.
  • the control circuit 20 detects this abnormality and the output of the comparator 206 changes to the L level, and the second AND circuit.
  • the output of 207 becomes L level
  • the first AND circuit 200 also becomes L level.
  • the control circuit 20 turns off the switching element S1 and stops the switching operation of the switching element S1.
  • a lighting device 21D shown in FIG. 19 includes a power supply device 2D, and a light source load (light source) 30 using a semiconductor light emitting element is connected as a load to output terminals (output terminals) T3 and T4 to supply power to the light source load 30.
  • the light source load 30 is turned on. That is, the lighting device 21D includes a power supply device 2D and a light source (light source load) 30 connected between the first output terminal T3 and the second output terminal T4 of the power supply device 2D.
  • the lighting device 21D shown in FIG. 19 is different from the lighting device 21C shown in FIG. 18 in that a third series circuit exists between the second input terminal T2 and the first output terminal T3 in the power supply device 2 (2D). .
  • symbol is attached
  • the power supply device 2 (2C, 2D) of the present embodiment includes the control circuit 20 that controls the switching operation of the switching element S1.
  • the control circuit 20 stops the switching operation of the switching element S1 when the potential (voltage) V3 at the connection point P3 between the second capacitor C2 and the third capacitor C3 falls below a predetermined threshold Th.
  • the power supply device 2 further includes a control circuit 20 that controls the switching operation of the switching element S1, and the control circuit 20 monitors the potential V3 at the connection point P3 between the second capacitor C2 and the rectifier element (diode D1). When the potential falls below the predetermined threshold Th, the switching operation of the switching element S1 is stopped.
  • the power supply device 2 (2C, 2D) has a voltage applied to the second resistor R2 connected between the connection point P3 of the second capacitor C2 and the second inductor L2 and the load 3 (30).
  • the control circuit 20 controls the switching element S1 so that the output of the output current detection circuit (differential amplifier circuit) 41 becomes a predetermined value, and the potential of the connection point P3 between the second capacitor C2 and the third capacitor C3 ( When the period during which the voltage is lower than the predetermined threshold Th continues for a predetermined time (first time), the switching operation of the switching element S1 is maintained in the stopped state.
  • the detection resistor inserted between the control circuit 20 that controls the switching operation of the switching element S1 and the connection point P3 of the rectifier element (diode D1) in the second capacitor C2 and the output terminal.
  • a current measuring unit (differential amplifier circuit 41) that measures the magnitude of the output current flowing from the output end to the load 30 by monitoring the voltage across R1 is further provided.
  • the control circuit 20 controls the switching element S1 so that the measured value of the current measuring unit 41 becomes a predetermined reference value, and the potential V3 of the connection point P3 between the second capacitor C2 and the rectifying element (diode D1).
  • the switching operation of the switching element S1 is maintained in the stopped state.
  • the power supply device 2 (2C, 2D) of the present embodiment further includes a control circuit 20 that controls the switching element S1.
  • This configuration is an arbitrary configuration.
  • control circuit 20 is configured to perform the switching operation of the switching element S1 so that a predetermined voltage or current is supplied through the first output terminal T3 and the second output terminal T4. Is done.
  • This configuration is an arbitrary configuration.
  • the control circuit 20 measures the output current supplied through the first output terminal T3 and the second output terminal T4, and switches to the switching element S1 based on the measured output current. It is configured to perform control. This configuration is an arbitrary configuration.
  • the control circuit 20 includes a connection point between the second capacitance element (second capacitor C2) and the second series circuit 23 (in the present embodiment, the second capacitor C2 and the second capacitor C2).
  • the connection point between the second inductor L2 and the second output terminal T4 is configured to measure the output current based on the voltage across the measurement resistor element (second resistor R2) connected between the second output terminal T4.
  • the This configuration is an arbitrary configuration.
  • the control circuit 20 includes a connection point between the second capacitance element (second capacitor C2) and the second series circuit 23 (in the present embodiment, the second capacitor C2 and the second capacitor C2).
  • the switching operation of the switching element S1 is terminated and the switching element S1 is turned off.
  • This configuration is an arbitrary configuration.
  • the control circuit 20 has to reach the second time in which the period in which the potential V3 exceeds the threshold Th before the first time elapses after the occurrence of the event is shorter than the first time.
  • the switching element S1 is configured to be kept off. This configuration is an arbitrary configuration.
  • the control circuit 20 keeps the switching element S1 off if the potential V3 does not exceed the threshold Th even after the first time has elapsed since the occurrence of the event. Composed.
  • This configuration is an arbitrary configuration.
  • the control circuit 29 when the control circuit 29 reaches the second time period in which the potential V3 exceeds the threshold value Th before the first time elapses after the event occurs, the second time is shorter than the first time. , Configured to resume switching control.
  • This configuration is an arbitrary configuration.
  • the second time is, for example, a time for determining whether or not the potential V3 vibrates in the vicinity of the threshold Th (whether or not the above H / L repetition occurs). If the period in which the potential V3 exceeds the threshold Th reaches the second time, it is considered that the potential V3 does not vibrate near the threshold Th. On the other hand, if the period in which the potential V3 exceeds the threshold Th does not reach the second time, it is considered that the potential V3 vibrates in the vicinity of the threshold Th.
  • the above configuration quickly detects the abnormality and stops the switching operation of the switching element S1. Circuit protection can be achieved.
  • the control circuit 20 causes the state detection circuit 208 to The stop state of the switching operation of the switching element S1 is maintained.
  • the power supply device 2 is maintained in a state in which the switching element S1 has stopped operating, which is more reliable.
  • circuit protection can be achieved.
  • control circuit 20 monitors the output voltage of the power supply device 2 (2C, 2D), performs voltage control when the output is open, and circuit protection when the output open state or the output short-circuit state continuously occurs. The structure for this is demonstrated.
  • the control circuit 20 includes a non-inverting amplifier circuit 44 including an operational amplifier 209, a capacitor C14, and resistors R16, R17, and R18, and three comparators 210, 211, and 212 connected to the output of the non-inverting amplifier circuit 44. Prepare.
  • control circuit 20 includes timer latch circuits 213 and 214 connected to the outputs of the comparators 211 and 212, and a NOR (negative OR) circuit 215 connected between the outputs of the timer latch circuits 213 and 214 and the AND circuit 200.
  • timer latch circuits 213 and 214 connected to the outputs of the comparators 211 and 212
  • NOR (negative OR) circuit 215 connected between the outputs of the timer latch circuits 213 and 214 and the AND circuit 200.
  • the non-inverting amplifier circuit 44 a parallel circuit of a capacitor C14 and a resistor R16 is connected between the inverting input and the output of the operational amplifier 209, and the inverting input of the operational amplifier 209 is connected to the ground of the DC power supply 1 via the resistor R18. Furthermore, the output terminal T3 is connected to the non-inverting input of the operational amplifier 209 via the resistor R17, and the output of the operational amplifier 209 is connected to the inverting inputs of the comparators 210 and 212 and the non-inverting input of the comparator 211. As a result, the non-inverting amplifier circuit 44 amplifies the potential of the output terminal T3 on the high potential side of the power supply device 2A and outputs it to the comparators 210, 211, and 212.
  • the comparator 210 When the reference voltage Vref3 is applied to the non-inverting input and the output is input to the AND circuit 200, the comparator 210 outputs an AND circuit when the output of the non-inverting amplifier circuit 44 (the detected value of the output voltage) exceeds the reference voltage Vref3.
  • the output to 200 is set to L level.
  • the comparator 210 protects the circuit from the abnormal voltage because, for example, the output voltage becomes abnormally high when the output of the power supply device 2 is not connected to the light source load 30, that is, when operated in an open state. Is provided.
  • the comparator 210 when the output voltage becomes larger than a predetermined threshold (a value determined by the reference voltage Vref3), the comparator 210 outputs an L level signal to the AND circuit 200 to turn off the switching element S1. The switching operation of the switching element S1 is stopped. That is, the control circuit 20 ends the switching control of the switching element S1 and turns off the switching element S1.
  • a predetermined threshold a value determined by the reference voltage Vref3
  • the power supply device 2 temporarily stops the operation of the switching element S1 when the output voltage exceeds the predetermined threshold value, the open circuit voltage can be controlled. This circuit is also effective when the light source load 30 itself has an open failure.
  • the reference voltage Vref4 is applied to the inverting input of the comparator 211, and when the output of the non-inverting amplifier circuit 44 (the detected value of the output voltage) falls below the reference voltage Vref4, the output to the timer latch circuit 213 is set to the L level.
  • the timer latch circuit 213 changes the output from the L level to the H level and outputs it to the NOR circuit 215 when the signal from the comparator 211 is continuously at the H level for a predetermined time. At this time, since the L level signal is output from the NOR circuit 215 to the AND circuit 200, the switching element S1 is turned off.
  • this power supply device 2 protects the circuit by completely stopping the switching element S1 by the comparator 211 and the timer latch circuit 213 when the state where the output voltage is continuously generated due to the output opening or the like occurs.
  • the reference voltage Vref5 is applied to the non-inverting input of the comparator 212.
  • the output of the non-inverting amplifier circuit 44 exceeds the reference voltage Vref5
  • the output to the timer latch circuit 214 is set to L. To level.
  • the timer latch circuit 214 changes the output from the L level to the H level and outputs it to the NOR circuit 215 when the signal from the comparator 212 is continuously at the H level for a predetermined time.
  • the power supply device 2 completely stops the switching element S1 by the comparator 212 and the timer latch circuit 214 when the output voltage is continuously low due to a short circuit between the output terminals T3 and T4 or the light source load 30. Protect the circuit.
  • the latch state of the timer latch circuits 213 and 214 is canceled by temporarily turning off the power input to the power supply device 2 (power reset), for example.
  • control circuit 20 enables voltage control when the output is opened, and circuit protection when the output open state or the output short-circuit state continuously occurs.
  • the lighting device 21 (21C, 21D) using the power supply device 2 (2C, 2D) of the present embodiment is used for a lamp such as a headlamp (headlight) for a vehicle, for example.
  • the headlamp (lamp) 100 supplies lighting power to the light source load 30, the optical unit 101 disposed in front of the light source load 30 (left side in FIG. 21), and the light source load 30.
  • the lamp body 102 is provided with a lighting device 21 as a main component.
  • the lamp (headlamp) 100 is equipped with the lighting device 21.
  • the lamp 100 includes a lighting device 21 in a lamp body 102.
  • the lamp 100 includes a lighting device 21.
  • the lighting device 21 and the light source load 30 are electrically connected by an output line 103, and lighting power is supplied to the light source load 30 through the output line 103.
  • a heat radiating plate 104 is attached to the light source load 30, and heat generated by the light source load 30 is radiated to the outside by the heat radiating plate 104.
  • the optical unit 101 controls the light distribution of the light emitted from the light source load 30.
  • the lighting device 21 is attached to one surface (the lower surface in FIG. 21) of the lamp body 102, and is supplied with power from a vehicle-mounted battery (not shown) as the DC power source 1 provided in the vehicle via the power line 105.
  • a vehicle-mounted battery not shown
  • the light source unit including the light source load 30, the optical unit 101, the heat radiating plate 104, and the like is attached to the lamp body 102 by a fixture 106.
  • the heat radiating plate 104 may be connected to the ground of the vehicle-mounted battery of the vehicle or the casing of the lighting device 21 for fixing and noise countermeasures.
  • an abnormality ground fault
  • the switching operation can be stopped by turning off the switching element S1 of the power supply device 2 by using the power supply device 2 (2C, 2D) of the present embodiment.
  • FIG. 22 is an external perspective view of a vehicle 107 on which a pair of headlamps (lamps) 100 described above are mounted on the left and right.
  • the vehicle 107 is equipped with a lamp (headlamp) 100.
  • the vehicle 107 includes a lamp (headlamp) 100.
  • the lamp is not limited to the headlamp 100, and may be a direction indicator or a tail lamp of the vehicle 107, or other lamps.
  • the light source load 30 is comprised by the two LED modules 301 and 302 in this embodiment, the number of LED modules is not restricted to the example of this embodiment, One or three or more may be sufficient. That is, the light source load 30 may be a light source that operates with DC power.
  • control circuit 20 uses the proportional-integral control by the error calculation circuit 42 as the output constant current control technique, but may use another constant current control technique.
  • control circuit 20 a microcomputer (microcomputer) etc. may be used and a feedback control part can also be comprised digitally.
  • the power supply device 2 that controls the output current to a constant value has been described as an example.
  • the power supply device 2 is configured to control the output voltage to a constant value (constant voltage control). May be. This also applies to the power supply device 2 of the first embodiment.
  • the power supply device 2 applied to the lighting device 21 is not limited to the configuration of FIGS. 16 and 19 provided with the first resistor R1, but as described in the first embodiment, the power supply having the configuration without the first resistor R1.
  • the apparatus 2 (2A, 2B) may be used.

Landscapes

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Abstract

　本発明に係る電源装置は、スイッチング要素と第１インダクタンス要素との第１直列回路と、整流要素と第２インダクタンス要素との第２直列回路と、第１キャパシタンス要素および第２キャパシタンス要素を有する分離回路と、を備える。前記第１直列回路は、高電位側の第１入力端子と低電位側の第２入力端子との間に接続される。前記第２直列回路は、高電位側の第１出力端子と低電位側の第２出力端子との間に接続される。前記分離回路は、前記第１直列回路と前記第２直列回路との間に接続される。前記第１インダクタンス要素と前記第１キャパシタンス要素と前記第２インダクタンス要素との第３直列回路が、前記第１入力端子と前記第２出力端子との間、または、前記第２入力端子と前記第１出力端子との間に存在する。

Description

電源装置、点灯装置、灯具、及び車両
　本発明は、電源装置、点灯装置、灯具、及び車両に関するものである。
　従来より、車両に用いられる電源装置が提供されている（例えば文献１［日本国公開特許公報第２００９－２８４７２１号］参照）。この電源装置は、トランスによって１次側の電流経路と２次側の電流経路とが分離されたＤＣ－ＤＣ変換回路と、ＤＣ－ＤＣ変換回路の出力電圧の異常の有無を判定する出力異常状態判定手段とを備える。
　このような車両用の電源装置において、例えば配線の噛み込みや劣化による短絡、誤配線などによって、電源装置の出力線が直流電源（バッテリー）のグランド（負極側）に接触（地絡）したり、正極側に接触（天絡）したりする可能性がある。
　文献１に示した電源装置によれば、これらのアクシデントが発生した場合には、出力異常状態判定手段により出力電圧の異常が検出されるため、異常検出時にはスイッチング素子のスイッチング動作を停止させることで回路保護を行うことができる。
　上述の文献１に示した電源装置では、出力に地絡や天絡が生じた場合にはスイッチング素子のスイッチング動作を停止させることで回路保護が行えるものの、変換回路部分にトランスを用いていることから高価な電源装置になっていた。
　本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、コストを抑えつつ安全性を高めた電源装置、点灯装置、灯具、及び車両を提供することにある。
　本発明に係る第１の形態の電源装置は、高電位側の第１入力端子および低電位側の第２入力端子と、高電位側の第１出力端子および低電位側の第２出力端子と、スイッチング要素と第１インダクタンス要素との第１直列回路と、整流要素と第２インダクタンス要素との第２直列回路と、第１キャパシタンス要素および第２キャパシタンス要素を有する分離回路と、を備える。前記第１直列回路は、前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に接続される。前記第２直列回路は、前記第１出力端子と前記第２出力端子との間に接続される。前記整流要素は、前記第２直列回路が前記第２出力端子から前記第１出力端子に向かう向きの電流を通すように、前記第２インダクタンス要素に直列に接続される。前記第１キャパシタンス要素は、前記スイッチング要素と前記第１インダクタンス要素との第１接続点と、前記整流要素と前記第２インダクタンス要素との第２接続点との間に接続される。前記第２キャパシタンス要素は、前記第２入力端子と前記第２出力端子との間に接続される。前記第１インダクタンス要素と前記第１キャパシタンス要素と前記第２インダクタンス要素との第３直列回路が、前記第１入力端子と前記第２出力端子との間、または、前記第２入力端子と前記第１出力端子との間に存在する。
　本発明に係る第２の形態の電源装置は、第１の形態において、前記第２直列回路に並列に接続される第３キャパシタンス要素をさらに備える。
　本発明に係る第３の形態の電源装置は、第１の形態または第２の形態において、前記第２キャパシタンス要素に並列に接続される抵抗要素をさらに備える。
　本発明に係る第４の形態の電源装置では、第１～第３の形態のいずれか１つにおいて、前記第２キャパシタンス要素は、前記第１キャパシタンス要素より大きい静電容量を有する。
　本発明に係る第５の形態の電源装置は、第１～第４の形態のいずれか１つにおいて、前記スイッチング素子を制御する制御回路をさらに備える。
　本発明に係る第６の形態の電源装置では、第５の形態において、前記制御回路は、前記第１出力端子および前記第２出力端子を通じて所定の電圧または電流が供給されるように前記スイッチング素子のスイッチング制御を行うように構成される。
　本発明に係る第７の形態の電源装置では、第６の形態において、前記制御回路は、前記第１出力端子および前記第２出力端子を通じて供給される出力電流を測定し、測定された前記出力電流に基づいて前記スイッチング制御を行うように構成される。
　本発明に係る第８の形態の電源装置では、第７の形態において、前記制御回路は、前記第２キャパシタンス要素と前記第２直列回路との接続点と前記第２出力端子との間に接続される測定抵抗要素の両端間の電圧に基づいて前記出力電流を測定するように構成される。
　本発明に係る第９の形態の電源装置では、第５～第８の形態のいずれか１つにおいて、前記制御回路は、前記第２キャパシタンス要素と前記第２直列回路との接続点の電位が閾値を下回るイベントが発生すると、前記スイッチング素子の前記スイッチング制御を終了して前記スイッチング素子をオフにするように構成される。
　本発明に係る第１０の形態の電源装置では、第９の形態において、前記制御回路は、前記イベントが発生してから第１時間が経過するまでに前記電位が前記閾値を越える期間が前記第１時間より短い第２時間に達しなければ、前記スイッチング素子をオフに維持するように構成される。
　本発明に係る第１１の形態の電源装置では、第９の形態または第１０の形態において、前記制御回路は、前記イベントが発生してから前記第１時間が経過しても前記電位が前記閾値を越えなければ、前記スイッチング素子をオフに維持するように構成される。
　本発明に係る第１２の形態の電源装置では、第１０または第１１の形態において、前記制御回路は、前記イベントが発生してから第１時間が経過するまでに前記電位が前記閾値を越える期間が前記第１時間より短い第２時間に達すると、前記スイッチング制御を再開するように構成される。
　本発明に係る第１３の形態の点灯装置は、第１～第１２の形態のいずれか１つの電源装置と、前記電源装置の前記第１出力端子と前記第２出力端子との間に接続される光源と、を備える。
　本発明に係る第１４の形態の灯具は、第１３の形態の点灯装置を備える。
　本発明に係る第１５の形態の車両は、第１４の形態の灯具を備える。
実施形態１の基本例の電源装置の概略回路図である。 実施形態１の基本例の電源装置の概略回路図である。 実施形態１の基本例の電源装置の動作の説明図である。 実施形態１の基本例の電源装置の動作の説明図である。 実施形態１の基本例の電源装置の動作を示す波形図である。 実施形態１の基本例の電源装置における地絡および天絡の説明図である。 実施形態１の基本例の電源装置における地絡発生時の動作を示す波形図である。 実施形態１の基本例の電源装置における地絡発生時の動作を示す波形図である。 実施形態１の変形例の電源装置の概略回路図である。 実施形態１の変形例の電源装置の概略回路図である。 実施形態１の変形例の電源装置の動作の説明図である。 実施形態１の変形例の電源装置の動作の説明図である。 実施形態１の変形例の電源装置の動作を示す波形図である。 実施形態１の変形例の電源装置における地絡発生時の動作を示す波形図である。 実施形態１の変形例の電源装置における地絡発生時の動作を示す波形図である。 実施形態２の基本例の電源装置の概略回路図である。 実施形態２の基本例の電源装置の動作を示す波形図である。 実施形態２の基本例の電源装置を備える点灯装置の概略回路図である。 実施形態２の変形例の電源装置を備える点灯装置の概略回路図である。 実施形態２の変形例の電源装置の動作を示す波形図である。 実施形態２の点灯装置を備える灯具の断面図である。 実施形態２の灯具を備える車両の斜視図である。
　（実施形態１）
　本実施形態の電源装置２は、例えば、車両に用いられ、直流電源（例えば１２Ｖの車載バッテリー）からの電力を変換して負荷（例えば発光ダイオード）へ供給する電源装置である。
　本実施形態の電源装置２（２Ａ，２Ｂ）は、図１および図９に示すように、高電位側の第１入力端子Ｔ１および低電位側の第２入力端子Ｔ２と、高電位側の第１出力端子Ｔ３および低電位側の第２出力端子Ｔ４と、第１直列回路２２と、第２直列回路２３と、分離回路２４と、を備える。
　第１直列回路２２は、スイッチング素子Ｓ１と第１のインダクタＬ１との直列回路である。第１直列回路２２は、第１入力端子Ｔ１と第２入力端子Ｔ２との間に接続される。第１直列回路２２は、入力端子Ｔ１，Ｔ２を介して入力される直流を脈流に変換するために用いられる。
　スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング要素である。第１のインダクタＬ１は、第１インダクタンス要素である。したがって、第１直列回路２２は、スイッチング要素（スイッチング素子Ｓ１）と第１インダクタンス要素（第１のインダクタＬ１）との直列回路である。なお、スイッチング要素は、１乃至複数のスイッチング素子で構成されていてもよい。第１インダクタンス要素は、１乃至複数のインダクタで構成されていてもよい。
　第２直列回路２３は、ダイオードＤ１と第２のインダクタＬ２との直列回路である。第２直列回路２３は、第１出力端子Ｔ３と第２出力端子Ｔ４との間に接続される。第２直列回路２３は、第１直列回路２２からの脈流を直流に変換して出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力するために用いられる。
　ダイオードＤ１は、第２直列回路２３が第２出力端子Ｔ４から第１出力端子Ｔ３に向かう向きの電流を通すように、第２のインダクタＬ２に直列に接続される。つまり、第２直列回路２３は、ダイオードＤ１のアノードが第２出力端子Ｔ４に電気的に接続されるとともにダイオードＤ１のカソードが第１出力端子Ｔ３に電気的に接続されるように、第１出力端子Ｔ３と第２出力端子Ｔ４との間に接続される。
　ダイオードＤ１は、整流要素である。整流要素は、第１端子と第２端子とを有し、第１端子から第２端子に向かう向きの電流を通すように構成される。換言すれば、整流要素は、第２端子から第１端子に向かう向きの電流を通さないように構成される。本実施形態では、ダイオードＤ１のアノードが整流要素の第１端子であり、ダイオードＤ１のカソードが整流要素の第２端子である。
　第２のインダクタＬ２は、第２インダクタンス要素である。
　したがって、第２直列回路２３は、整流要素（ダイオードＤ１）と第２インダクタンス要素（第２のインダクタＬ２）との直列回路である。なお、整流要素は、１乃至複数の整流素子（例えばダイオード）で構成されていてもよい。第２インダクタンス要素は、１乃至複数のインダクタで構成されていてもよい。
　分離回路２４は、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２とを有する。分離回路２４は、第１直列回路２２と第２直列回路２３との間に接続される。分離回路２４は、直流に関して、第１直列回路２２と第２直列回路２３とを分離するために用いられる。
　第１のコンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｓ１と第１のインダクタＬ１との接続点（第１接続点）Ｐ１と、ダイオードＤ１と第２のインダクタＬ２との接続点（第２接続点）とＰ２の間に接続される。
　第２のコンデンサＣ２は、第２入力端子Ｔ２と第２出力端子Ｔ４との間に接続される。
　第１のコンデンサＣ１は、第１キャパシタンス要素である。第２のコンデンサＣ２は、第２キャパシタンス要素である。したがって、分離回路２４は、第１キャパシタンス要素（第１のコンデンサＣ１）と第２キャパシタンス要素（第２のコンデンサＣ２）とを有する。なお、第１キャパシタンス要素は、１乃至複数のコンデンサで構成されていてもよい。第２キャパシタンス要素は、１乃至複数のコンデンサで構成されていてもよい。
　第１のインダクタＬ１（第１インダクタンス要素）と第１のコンデンサＣ１（第１キャパシタンス要素）と第２のインダクタＬ１（第２インダクタンス要素）は、直列回路（第３直列回路）を構成する。第３直列回路は、第１入力端子Ｔ１と第２出力端子Ｔ４との間（図１参照）、または、第２入力端子Ｔ２と第１出力端子Ｔ３との間（図９参照）に存在する。
　次に、図１～図８を参照して、本実施形態の基本例の電源装置２（２Ａ）について詳細に説明する。
　電源装置２Ａでは、図１に示すように、第１のインダクタＬ１（第１インダクタンス要素）と第１のコンデンサＣ１（第１キャパシタンス要素）と第２のインダクタＬ１（第２インダクタンス要素）との直列回路（第３直列回路）は、第１入力端子Ｔ１と第２出力端子Ｔ４との間に存在する。
　電源装置２Ａは、図１に示すように、第１のコンデンサＣ１、第１のコンデンサＣ１の一端（図１中の左端）に接続された第１のインダクタＬ１、及び第１のコンデンサＣ１の他端（図１中の右端）にアノードが接続されたダイオード（整流素子）Ｄ１からなる直列回路を備える。
　また、電源装置２Ａは、第１のインダクタＬ１と第１のコンデンサＣ１の接続点Ｐ１に一端が接続されたスイッチング素子Ｓ１と、第１のコンデンサＣ１とダイオードＤ１の接続点Ｐ２に一端が接続された第２のインダクタＬ２とを備える。
　さらに、電源装置２Ａは、スイッチング素子Ｓ１の他端と第２のインダクタＬ２の他端との間に接続された第２のコンデンサＣ２と、ダイオードＤ１のカソードと第２のインダクタＬ２の他端との間に接続された第３のコンデンサＣ３とを備える。また、電源装置２Ａは、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作（オン／オフ動作）を制御する制御回路２０を備える。
　なお、本実施形態では、スイッチング素子として、例えば電圧駆動型のＭＯＳ－ＦＥＴを用いているが、スイッチング素子Ｓ１はＭＯＳ－ＦＥＴに限らず、他の素子でもよい。また、整流素子についてもダイオードＤ１に限らず、他の素子でもよい。
　第１のインダクタＬ１の他端（第１のコンデンサＣ１との接続側と反対側）には入力端子（第１入力端子）Ｔ１が接続され、この入力端子Ｔ１には直流電源（例えば１２Ｖの車載バッテリー）１の正極側（プラス側）が接続されている。また、スイッチング素子Ｓ１の他端（第２のコンデンサＣ２との接続側）には入力端子（第２入力端子）Ｔ２が接続され、この入力端子Ｔ２には直流電源１の負極側（マイナス側）が接続されている。
　ダイオードＤ１のカソードには出力端子（第３出力端子）Ｔ３が接続され、この出力端子Ｔ３には負荷３の一端が接続されている。また、第２のインダクタＬ２の他端（第２のコンデンサＣ２との接続側）には出力端子（第４出力端子）Ｔ４が接続され、この出力端子Ｔ４には負荷３の他端が接続されている。
　つまり、基本例では、ダイオードＤ１のアノードが第２のインダクタＬ２を介して第２の出力端子Ｔ４に接続され、ダイオードＤ１のカソードが第１出力端子Ｔ３に接続されている。
　なお、電源装置２の出力端子Ｔ３，Ｔ４間に接続された第３のコンデンサＣ３は、出力平滑用のコンデンサである。第３のコンデンサＣ３は、第２直列回路２３に並列に接続される第３キャパシタンス要素である。なお、第３キャパシタンス要素は、１乃至複数のコンデンサで構成されていてもよい。
　制御回路２０は、回路部品小型化の観点から周波数が数百ｋＨｚの駆動信号をスイッチング素子Ｓ１に対して出力し、スイッチング素子Ｓ１を高周波でオン／オフさせる。ここでは、制御回路２０は、周波数固定でスイッチング素子Ｓ１のオンデューティを変化させるＰＷＭ制御によりスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ動作を制御する。具体的には、制御回路２０は、電源装置２への入力電流や入力電圧を監視し、これらの値が所定値となるようにスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ動作を制御することで所望の出力が得られる。或いは、制御回路２０は、例えばフォトカプラを使用し、電源装置２からの出力電流や出力電圧を監視し、これらの値が所定値となるように直接的に制御する構成であってもよい。
　図３，４は電源装置２Ａの動作を説明する説明図であり、図３はスイッチング素子Ｓ１がオンのときを示し、図４はスイッチング素子Ｓ１がオフのときを示している。なお、図３，４中の＋記号は第１～第３のコンデンサＣ１～Ｃ３に発生する電圧の極性（「＋」が正極側）を示している（図６，１１，１２，１６，１８，１９においても同様）。
　また、図３，４中のＶ１０は電源装置２Ａへの入力電圧（入力端子Ｔ１，Ｔ２間に印加される電圧）、Ｖ１１は電源装置２Ａからの出力電圧（出力端子Ｔ３，Ｔ４間に発生する電圧）をそれぞれ示し、Ｉ１は第１のインダクタＬ１に流れる電流、Ｉ２は第２のインダクタＬ２に流れる電流をそれぞれ示している。
　また、図５（ａ）～（ｇ）は電源装置２Ａの動作を説明する波形図である。図５は、横軸を時間軸として、（ａ）がスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ、（ｂ）が電流Ｉ１、（ｃ）が電流Ｉ２、（ｄ）が入力電圧Ｖ１０、（ｅ）が電圧（Ｖ１－Ｖ２）、（ｆ）が電圧（Ｖ３）、（ｇ）が出力電圧Ｖ１１を表している。
　ここで、「Ｖ１０」は電源装置１への入力電圧、「Ｖ１１」は電源装置１からの出力電圧を示し、「Ｉ１」は第１のインダクタＬ１に流れる電流、「Ｉ２」は第２のインダクタＬ２に流れる電流を示している。
　図１中の「Ｐ１」はコンデンサＣ１のスイッチング素子Ｓ１およびインダクタＬ１との接続点、「Ｐ２」はコンデンサＣ１のインダクタＬ２およびダイオードＤ１との接続点、「Ｐ３」はコンデンサＣ２の第２直列回路２３（本実施形態の基本例ではダイオードＤ１）との接続点、「Ｐ５」はコンデンサＣ２の第１直列回路２２（本実施形態の基本例ではスイッチング素子Ｓ１）との接続点を、それぞれ示す。
　図５における「Ｖ１」は接続点Ｐ１の電位（グランド基準）、「Ｖ２」は接続点Ｐ２の電位（グランド基準）を示す。電位（電圧）Ｖ１と電位（電圧）Ｖ２との差は、第１のコンデンサＣ１の両端電圧に等しい。本実施形態の基本例では、接続点Ｐ１が第１のコンデンサＣ１の高電位側になるため、第１のコンデンサＣ１の両端電圧はＶ１－Ｖ２で表される。
　図５における「Ｖ３」は接続点Ｐ３の電圧（グランド基準）を示す。Ｖ３と接続点Ｐ５の電位（電圧）との差は、第２のコンデンサＣ２の両端電圧に等しい。本実施形態の基本例では、接続点Ｐ３が第２のコンデンサＣ２の高電位側になる。また、接続点Ｐ５の電位（電圧）は０Ｖである。したがって、第２のコンデンサＣ２の両端電圧はＶ３で表される。
　以下、電源装置２Ａの動作について、図３～５を参照しながら説明する。
　時刻ｔ０のときに、制御回路２０がスイッチング素子Ｓ１をオンにすると、スイッチング素子Ｓ１のオン期間（ｔ０～ｔ１）に、第１のインダクタＬ１に流れる電流Ｉ１は時間経過に伴って増加し、直流電源１から第１のインダクタＬ１にエネルギーが蓄えられる。
　またこのとき、時刻ｔ０より前のスイッチング素子Ｓ１のオフ期間において第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２に蓄えられていたエネルギーが、スイッチング素子Ｓ１を介して負荷３に出力される。
　さらにこのとき、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２に蓄えられたエネルギーを受けて、第２のインダクタＬ２に流れる電流Ｉ２は時間経過に伴って増加し、第２のインダクタＬ２にエネルギーが蓄えられる。
　これにより、第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ１－Ｖ２）及び第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ３は低下する。
　次に、時刻ｔ１のときに、制御回路２０がスイッチング素子Ｓ１をオフにすると、第１のインダクタＬ１に蓄えられていたエネルギーが、スイッチング素子Ｓ１のオフ期間（ｔ１～ｔ２）に、ダイオードＤ１を介して第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２に出力される。
　これにより、第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ１－Ｖ２）及び第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ３は上昇し、第１のインダクタＬ１に流れる電流Ｉ１は時間経過に伴って減少する。
　またこのとき、第２のインダクタＬ２に蓄えられていたエネルギーはダイオードＤ１を介して負荷３に出力され、第２のインダクタＬ２に流れる電流Ｉ２は時間経過に伴って減少する。
　電源装置２Ａは、上述したようなスイッチング素子Ｓ１のオン期間の動作とオフ期間の動作を時刻ｔ２以降においても繰り返すことにより、各部に図５に示すような電圧、電流が発生し、負荷３に電力を供給する。
　なお、本実施形態では、出力端子Ｔ３，Ｔ４間に接続された第３のコンデンサＣ３によって、電源装置２Ａの出力電圧Ｖ１１は平滑される。
　ここで、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が同じ場合、エネルギーの観点から第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２に発生する電圧は同じであり、図５（ａ）～（ｇ）はそのときの波形を示している。
　つまり、第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ１－Ｖ２）と、第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ３は同様の波形となる（図５（ｅ）及び図５（ｆ）参照）。
　また、本実施形態の電源装置２Ａの回路構成では、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２に発生する電圧（Ｖ１－Ｖ２、及びＶ３）を加えた値は、出力電圧Ｖ１１と略同じ値になる。
　なお、本実施形態の説明では、電源装置２の基本動作を分かり易く説明するために、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２がゼロになることなく連続して流れるモード（電流連続モード）を例に説明した。また、出力電圧Ｖ１１についても、第３のコンデンサＣ３により完全に平滑された値として示した（図５（ｇ）参照）。
　しかしながら、実際には第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２や第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２の定数やスイッチング素子Ｓ１の駆動周波数、或いは負荷３のインピーダンスなどによって、例えば電流Ｉ１，Ｉ２の脈動が増えたり、よりフラットになったりするが、基本的な動作は上述の通りである。
　次に、電源装置２Ａの出力に地絡或いは天絡が生じた場合の電源装置２Ａの動作について、図６～８を参照しながら順に説明する。
　図６中の（１）に示すように、低電位側となる出力端子Ｔ４が直流電源１のグランド（負極）に接触して地絡が発生している場合、電源装置２Ａの動作は図７に示すようになる。
　この場合、地絡によって出力端子Ｔ４の電位は直流電源１のグランドに固定されるため、第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ３はゼロとなる一方（図７（ｃ）参照）、第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ１－Ｖ２）がその分上昇する（図７（ｂ）参照）。
　本実施形態の電源装置２Ａにおいては、このような異常（地絡）発生時であっても、必要があればスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ動作を制御することにより、負荷３への電力供給を継続することが可能である。
　また、図６中の（２）に示すように、高電位側となる出力端子Ｔ３が直流電源１のグランドに接触して地絡が発生している場合、電源装置２Ａの動作は図８に示すようになる。
　この場合、地絡によって出力端子Ｔ３の電位は直流電源１のグランドに固定されるため、第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ３は出力電圧Ｖ１１により決まる電位となり、その際、第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ１－Ｖ２）はその影響により入力電圧Ｖ１０と略同じ値となる。
　本実施形態の電源装置２Ａにおいては、このような異常（地絡）発生時であっても、図６中の（１）のケースと同様に、必要があればスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ動作を制御することにより、負荷３への電力供給を継続することが可能である。
　また、図６中の（３）に示すように、出力端子Ｔ４が直流電源１の活線（正極）に接触して天絡が発生している場合、動作波形の図示は省略するが、地絡の場合と同じように出力端子Ｔ４の電位は直流電源１の正電位に固定される。
　本実施形態の電源装置２Ａにおいては、このような異常（天絡）発生時であっても、図６中の（１）のケースと同様に、必要があればスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ動作を制御することにより、負荷３への電力供給を継続することが可能である。
　同様に、図６中の（４）に示すように、出力端子Ｔ３が直流電源１の活線に接触して天絡が発生している場合も、動作波形は省略するが、地絡の場合と同じように出力端子Ｔ３の電位は直流電源１の正電位に固定される。
　本実施形態の電源装置２Ａにおいては、このような異常（天絡）発生時であっても、図６中の（１）のケースと同様に、必要があればスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ動作を制御することにより、負荷３への電力供給を継続することが可能である。
　次に、図９～図１５を参照して、本実施形態の変形例の電源装置２（２Ｂ）について詳細に説明する。
　電源装置２Ｂは、図９に示すように、第１のインダクタＬ１（第１インダクタンス要素）と第１のコンデンサＣ１（第１キャパシタンス要素）と第２のインダクタＬ１（第２インダクタンス要素）との直列回路（第３直列回路）が第２入力端子Ｔ２と第１出力端子Ｔ３との間に存在する点で、電源装置２Ａと異なる。
　電源装置２Ｂは、図９に示すように、直流電源１（図１０参照）が接続される一対の入力端（入力端子または電源接続端子）Ｔ１，Ｔ２と、負荷３（図１０参照）が接続される一対の出力端（出力端子または負荷接続端子）Ｔ３，Ｔ４とを備えている。
　の電源装置２Ｂは、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に、スイッチング素子Ｓ１と第１のインダクタＬ１との直列回路からなる第１直列回路２２を備え、出力端子Ｔ３，Ｔ４間に、第２のインダクタＬ２とダイオードＤ１との直列回路からなる第２直列回路２３を備えている。
　ここで、第１直列回路２２は、スイッチング素子Ｓ１を直流電源１の正極（プラス）側である第１入力端子（正極入力端）Ｔ１に接続し、第１のインダクタＬ１を直流電源１の負極（マイナス）側である第２入力端子（負極入力端）Ｔ２に接続している。つまり、スイッチング素子Ｓ１と第１のインダクタＬ１とは一端同士が互いに接続され、スイッチング素子Ｓ１の他端が第１入力端子Ｔ１に接続され、第１のインダクタＬ１の他端が第２入力端子Ｔ２に接続されている。
　第２直列回路２３は、第２のインダクタＬ２を第１出力端子Ｔ３に接続し、ダイオードＤ１のアノードを第２出力端子Ｔ４に接続している。つまり、第２のインダクタＬ２はその一端がダイオードＤ１のカソードと接続され、第２のインダクタＬ２の他端が第１出力端子Ｔ３に接続され、ダイオードＤ１のアノードが第２出力端子Ｔ４に接続されている。第１出力端子Ｔ３は高電位側となる負荷３の一端に接続され、第２出力端子Ｔ４は低電位側となる負荷３の他端に接続される。
　つまり、変形例では、ダイオードＤ１のアノードが第２の出力端子Ｔ４に接続され、ダイオードＤ１のカソードが第２のインダクタＬ２を介して第１出力端子Ｔ３に接続されている。
　また、電源装置２Ｂは、第１直列回路２２と第２直列回路２３との間に接続された第１のコンデンサＣ１および第２のコンデンサＣ２を備えている。
　第１のコンデンサＣ１は、第１のインダクタＬ１の一端（スイッチング素子Ｓ１との接続点Ｐ１）と、ダイオードＤ１のカソード（第２のインダクタＬ２との接続点Ｐ２）との間に接続されている。
　第２のコンデンサＣ２は、第１のインダクタＬ１の他端（第２入力端子Ｔ２）と、ダイオードＤ１のアノード（第２出力端子Ｔ４）との間に接続されている。
　さらに、電源装置２Ｂは、図１０に示すようにスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ動作を制御する制御回路２０と、一対の出力端子Ｔ３，Ｔ４間に接続された第３のコンデンサＣ３とを備えている。
　第３のコンデンサＣ３は、平滑用に設けられており、一対の出力端子Ｔ３，Ｔ４間において第２直列回路２３と並列に接続されている。
　なお、制御回路２０は、実施形態１と同様であるから詳細な説明を省略する。
　次に、上述した構成の電源装置２Ｂにおいて、制御回路２０によりスイッチング素子Ｓ１がオンとオフとを交互に繰り返した場合の基本的な動作について、図１１～１３を参照しながら説明する。
　図１１は、スイッチング素子Ｓ１がオンのときの動作を示す。図１２は、スイッチング素子Ｓ１がオフのときの動作を示す。
　図１３は、横軸を時間軸として、（ａ）がスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ、（ｂ）が電流Ｉ１、（ｃ）が電流Ｉ２、（ｄ）が入力電圧Ｖ１０、（ｅ）が電圧（Ｖ２－Ｖ１）、（ｆ）が電圧（－Ｖ３）、（ｇ）が出力電圧Ｖ１１を表している。
　ここで、「Ｖ１０」は電源装置１への入力電圧、「Ｖ１１」は電源装置１からの出力電圧を示し、「Ｉ１」は第１のインダクタＬ１に流れる電流、「Ｉ２」は第２のインダクタＬ２に流れる電流を示している。
　図９中の「Ｐ１」はコンデンサＣ１のスイッチング素子Ｓ１およびインダクタＬ１との接続点、「Ｐ２」はコンデンサＣ１のインダクタＬ２およびダイオードＤ１との接続点、「Ｐ３」はコンデンサＣ２の第２直列回路２３（本実施形態の変形例ではダイオードＤ１）との接続点、「Ｐ５」はコンデンサＣ２の第１直列回路２２（本実施形態の変形例では第１のインダクタＬ１）との接続点を、それぞれ示す。
　図１３における「Ｖ１」は接続点Ｐ１の電位（グランド基準）、「Ｖ２」は接続点Ｐ２の電位（グランド基準）を示す。電位（電圧）Ｖ１と電位（電圧）Ｖ２との差は、第１のコンデンサＣ１の両端電圧に等しい。本実施形態の変形例では、接続点Ｐ２が第１のコンデンサＣ１の高電位側になるため、第１のコンデンサＣ１の両端電圧はＶ２－Ｖ１で表される。
　図１３における「Ｖ３」は接続点Ｐ３の電圧（グランド基準）を示す。Ｖ３と接続点Ｐ５の電位（電圧）との差は、第２のコンデンサＣ２の両端電圧に等しい。本実施形態の変形例では、接続点Ｐ５が第２のコンデンサＣ２の高電位側になる。また、接続点Ｐ５の電位（電圧）は０Ｖである。したがって、第２のコンデンサＣ２の両端電圧は－Ｖ３で表される。
　まず、時刻ｔ０（図１３参照）にスイッチング素子Ｓ１がオンすると、スイッチング素子Ｓ１のオン期間（ｔ０～ｔ１）に、第１のインダクタＬ１に流れる電流Ｉ１は時間経過に伴って増加し、直流電源１から第１のインダクタＬ１にエネルギーが蓄えられる。
　また、このとき（ｔ０～ｔ１）、時刻ｔ０より前のスイッチング素子Ｓ１のオフ期間において第１および第２のコンデンサＣ１，Ｃ２に蓄えられていたエネルギーが、第２のインダクタＬ２および負荷（第３のコンデンサＣ３）３へ伝達される。
　さらにこのとき、第１および第２のコンデンサＣ１，Ｃ２に蓄えられたエネルギーを受けて第２のインダクタＬ２に流れる電流Ｉ２は時間経過に伴って増加し、第２のインダクタＬ２にはエネルギーが蓄えられる。
　これにより、第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ２－Ｖ１）および第２のコンデンサＣ２の両端電圧（－Ｖ３）は低下する。
　次に、時刻ｔ１にスイッチング素子Ｓ１がオフすると、第１のインダクタＬ１に蓄えられていたエネルギーは、スイッチング素子Ｓ１のオフ期間（ｔ１～ｔ２）に、第１および第２のコンデンサＣ１，Ｃ２へダイオードＤ１を介して伝達される。
　これにより、第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ２－Ｖ１）および第２のコンデンサＣ２の両端電圧（－Ｖ３）は上昇し、第１のインダクタＬ１に流れる電流Ｉ１は時間経過に伴って減少する。
　また、このとき（ｔ１～ｔ２）、第２のインダクタＬ２に蓄えられていたエネルギーは負荷（第３のコンデンサＣ３）３へ伝達され、第２のインダクタＬ２に流れる電流Ｉ２は時間経過に伴って減少する。
　電源装置２Ｂは、上述したようなスイッチング素子Ｓ１のオン期間の動作とオフ期間の動作とを時刻ｔ２以降においても繰り返すことにより、各部に図１３に示すような電圧、電流が発生し、負荷３に電力を供給する。
　なお、本実施形態では、出力端子Ｔ３，Ｔ４間に接続された第３のコンデンサＣ３によって、電源装置２Ｂの出力電圧Ｖ１１は平滑される。
　ここで、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２とで静電容量が同じ場合、エネルギーの観点から第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２とでは発生する電圧は同じであり、図１３（ａ）～（ｇ）はそのときの波形を示している。
　つまり、第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ２－Ｖ１）と、第２のコンデンサＣ２の両端電圧（－Ｖ３）は同様の波形となる（図１３（ｅ）および（ｆ）参照）。
　また、本実施形態の電源装置２Ｂの回路構成では、第１および第２のコンデンサＣ１，Ｃ２に発生する電圧（Ｖ２－Ｖ１、および－Ｖ３）を加えた値は、出力電圧Ｖ１１と略同じ値になる。
　次に、電源装置２Ｂの出力に地絡あるいは天絡が生じた場合の電源装置２Ｂの動作について、図１０，１４，１５を参照しながら順に説明する。
　まず、図１０に（１）で示すように低電位側となる第２出力端子Ｔ４が直流電源１のグランド（負極）に接触して地絡が発生している場合、電源装置２Ｂの動作波形は図１４に示すようになる。
　図１４は、図１３と異なる部分のみを抽出して示しており、横軸を時間軸として、（ａ）がスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ、（ｂ）が第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ２－Ｖ１）、（ｃ）が第２のコンデンサＣ２の両端電圧（－Ｖ３）、（ｄ）が出力電圧Ｖ１１を表している。
　この場合、地絡によって第２出力端子Ｔ４の電位は直流電源２のグランドに固定される。そのため、第２のコンデンサＣ２の両端電圧（－Ｖ３）はゼロとなる一方（図１４（ｃ）参照）、第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ２－Ｖ１）がその分上昇する（図１４（ｂ）参照）。
　本実施形態の電源装置２Ｂにおいては、このような異常（地絡）発生時であっても、必要があればスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ動作を制御することにより、負荷３への電力供給を継続することが可能である。
　また、図１０に（２）で示すように高電位側となる第１出力端子Ｔ３が直流電源１のグランドに接触して地絡が発生している場合、電源装置２Ｂの動作波形は図１５に示すようになる。
　図１５は、図１３と異なる部分のみを抽出して示しており、横軸を時間軸として、（ａ）がスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ、（ｂ）が第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ２－Ｖ１）、（ｃ）が第２のコンデンサＣ２の両端電圧（－Ｖ３）、（ｄ）が出力電圧Ｖ１１を表している。
　この場合、地絡によって第１出力端子Ｔ３の電位は直流電源２のグランドに固定される。そのため、第２のコンデンサＣ２の両端電圧（－Ｖ３）は出力電圧Ｖ１１により決まる電位となり、その際、第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ２－Ｖ１）はその影響により略ゼロになる。
　本実施形態の電源装置２Ｂにおいては、このような異常（地絡）発生時であっても、図１０の（１）のケースと同様に、必要があればスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ動作を制御することにより、負荷３への電力供給を継続することが可能である。
　また、図１０に（３）で示すように第２出力端子Ｔ４が直流電源１の活線（正極）に接触して天絡が発生している場合、動作波形の図示は省略するが、地絡の場合と同じように第２出力端子Ｔ４の電位は直流電源２の正電位に固定される。
　本実施形態の電源装置２Ｂにおいては、このような異常（天絡）発生時であっても、図１０の（１）のケースと同様に、必要があればスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ動作を制御することにより、負荷３への電力供給を継続することが可能である。
　同様に、図１０に（４）で示すように第１出力端子Ｔ３が直流電源１の活線に接触して天絡が発生している場合も、動作波形の図示は省略するが、地絡の場合と同じように第１出力端子Ｔ３の電位は直流電源２Ｂの正電位に固定される。
　本実施形態の電源装置２Ｂにおいては、このような異常（天絡）発生時であっても、図１０の（１）のケースと同様に、必要があればスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ動作を制御することにより、負荷３への電力供給を継続することが可能である。
　以上述べたように、本実施形態の基本例の電源装置２Ａは、第１のコンデンサＣ１、第１のコンデンサＣ１の一端に接続された第１のインダクタＬ１、及び第１のコンデンサＣ１の他端にアノードが接続された整流素子（ダイオードＤ１）からなる直列回路と、第１のインダクタＬ１と第１のコンデンサＣ１の接続点Ｐ１に一端が接続されたスイッチング素子Ｓ１と、第１のコンデンサＣ１と整流素子（ダイオードＤ１）の接続点Ｐ２に一端が接続された第２のインダクタＬ２と、スイッチング素子Ｓ１の他端と第２のインダクタＬ２の他端との間に接続された第２のコンデンサＣ２と、整流素子（ダイオードＤ１）のカソードと第２のインダクタＬ２の他端との間に接続された第３のコンデンサＣ３とを備える。第１のインダクタＬ１の他端とスイッチング素子Ｓ１の他端との間には、第１のインダクタＬ１の他端側が正極側となるように直流電源１が接続され、整流素子（ダイオードＤ１）のカソードと第２のインダクタＬ２の他端との間には負荷３が接続される。
　本実施形態の変形例の電源装置２Ｂは、オンとオフとを交互に繰り返すスイッチング素子Ｓ１および第１のインダクタＬ１の直列回路からなり、直流電源１が接続される一対の入力端子Ｔ１，Ｔ２間にスイッチング素子Ｓ１を直流電源１の正極側とするように接続された第１直列回路２２と、第２のインダクタＬ１および整流素子（ダイオードＤ１）の直列回路からなり、負荷３が接続される一対の出力端子Ｔ３，Ｔ４間に第２のインダクタＬ２を整流素子（ダイオードＤ１）のカソード側とするように接続された第２の直列回路２３と、第１のインダクタＬ１におけるスイッチング素子Ｓ１との接続点Ｐ１である一端と整流素子（ダイオードＤ１）のカソードとの間に接続された第１のコンデンサＣ１と、第１のインダクタＬ１の他端と整流素子（ダイオードＤ１）のアノードとの間に接続された第２のコンデンサＣ２とを備える。
　換言すれば、本実施形態の電源装置２（２Ａ，２Ｂ）は、高電位側の第１入力端子Ｔ１および低電位側の第２入力端子Ｔ２と、高電位側の第１出力端子Ｔ３および低電位側の第２出力端子Ｔ４と、スイッチング要素（スイッチング素子Ｓ１）と第１インダクタンス要素（第１のインダクタＬ１）との第１直列回路２２と、整流要素（ダイオードＤ１）と第２インダクタンス要素（第２のインダクタＬ２）との第２直列回路２３と、第１キャパシタンス要素（第１のコンデンサＣ１）および第２キャパシタンス要素（第２のコンデンサＣ２）を有する分離回路２４と、を備える。第１直列回路２２は、第１入力端子Ｔ１と第２入力端子Ｔ２との間に接続される。第２直列回路２３は、第１出力端子Ｔ３と第２出力端子Ｔ４との間に接続される。整流要素（ダイオードＤ１）は、第２直列回路２３が第２出力端子Ｔ４から第１出力端子Ｔ３に向かう向きの電流を通すように、第２インダクタンス要素（第２のインダクタＬ２）に直列に接続される。第１キャパシタンス要素（第１のコンデンサＣ１）は、スイッチング要素（スイッチング素子Ｓ１）と第１インダクタンス要素（第１のインダクタＬ１）との第１接続点Ｐ１と、整流要素（ダイオードＤ１）と第２インダクタンス要素（第２のインダクタＬ２）との第２接続点Ｐ２との間に接続される。第２キャパシタンス要素（第２のコンデンサＣ２）は、第２入力端子Ｔ２と第２出力端子Ｔ４との間に接続される。第１インダクタンス要素（第１のインダクタＬ１）と第１キャパシタンス要素（第１のコンデンサＣ１）と第２インダクタンス要素（第２のインダクタＬ２）との第３直列回路が、第１入力端子Ｔ１と第２出力端子Ｔ４との間、または、第２入力端子Ｔ２と第１出力端子Ｔ３との間に存在する。
　特に、本実施形態の基本例の電源装置２Ａでは、第１インダクタンス要素（第１のインダクタＬ１）と第１キャパシタンス要素（第１のコンデンサＣ１）と第２インダクタンス要素（第２のインダクタＬ２）との第３直列回路が、第１入力端子Ｔ１と第２出力端子Ｔ４との間に存在する。
　一方、本実施形態の変形例の電源装置２Ｂでは、第１インダクタンス要素（第１のインダクタＬ１）と第１キャパシタンス要素（第１のコンデンサＣ１）と第２インダクタンス要素（第２のインダクタＬ２）との第３直列回路が、第２入力端子Ｔ２と第１出力端子Ｔ３との間に存在する。
　また、本実施形態の電源装置２は、第２直列回路２３に並列に接続される第３キャパシタンス要素（第３のコンデンサＣ３）をさらに備える。なお、これは任意の構成である。
　而して本実施形態の電源装置２によれば、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２と第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２とで入力側と出力側とを直流的に遮断する回路を構成しており、従来例のようにトランスを用いなくてもいいので、その分コストを抑えることができる。
　また本実施形態の電源装置２では、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２により入力側と出力側を直流的に遮断しているので、例えば出力側で地絡や天絡が生じても入力側に影響を与えることがなく、安全性の高い電源装置２を提供することができる。
　つまり、本実施形態の電源装置２によれば、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２と第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２とで入力側と出力側とを直流的に遮断する回路を構成しており、変換回路部分にトランスを用いなくてもいいので、コストを抑えつつ安全性を高めた電源装置を提供することができる。
　言い換えれば、以上説明した構成の電源装置２によれば、トランスを用いていないにもかかわらず、出力に地絡や天絡の異常が発生した場合に回路が壊れることなく負荷３への電力供給を継続できるという利点がある。
　すなわち、本実施形態の電源装置２は、直流電源１に接続される入力端子Ｔ１，Ｔ２と、負荷３に接続される出力端子Ｔ３，Ｔ４とが、第１直列回路２２と第２直列回路２３との間に設けられた第１および第２のコンデンサＣ１，Ｃ２によって直流的に遮断されている。
　つまり、電源装置２は、第１および第２のコンデンサＣ１，Ｃ２によって入力側と出力側とを直流的に遮断しているので、例えば出力に地絡や天絡の異常が生じても、この異常が入力に影響することはなく、回路が壊れることなく負荷３への電力供給を継続できる。
　しかも、この電源装置２は、入力端子Ｔ１，Ｔ２と出力端子Ｔ３，Ｔ４との間をコンデンサＣ１，Ｃ２によって遮断しているので、トランスを用いて絶縁する構成に比べて、簡単な回路構成を採用でき、トランスが不要になった分コストを低く抑えることができる。
　したがって、本実施形態の電源装置２によれば、トランスを用いることなく、出力に地絡や天絡の異常が発生した場合にも回路が壊れることのない構成を実現できるという利点がある。
　さらに本実施形態の電源装置２Ａによれば、入力側（第１入力端子Ｔ１）に第１のインダクタＬ１が接続されているため、入力側の電流、電圧リップルを低く抑えることができる。これに対して、本実施形態の電源装置２Ｂは、出力側（第１出力端子Ｔ３）に第２のインダクタＬ２が設けられているので、出力側の電流、電圧のリップルを低く抑えることができる。
　また本実施形態の電源装置２によれば、直流電源１の電圧を負荷３に適した電圧に昇圧又は降圧することができる。すなわち、本実施形態の電源装置２によれば、入力端子Ｔ１，Ｔ２に接続された直流電源１の電圧を、負荷３に適した電圧に昇圧または降圧（つまり昇降圧）して、供給することができる。
　なお、本実施形態の電源装置２では、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が同じ場合を例に説明したが、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２とで静電容量が異なっていてもよい。
　すなわち、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量を意図的に異なる値としておくことにより、エネルギーの観点から第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２とで発生する電圧の分担を変化させることが可能である。
　つまり、本実施形態の電源装置２では、第２のコンデンサＣ２の静電容量が第１のコンデンサＣ１の静電容量よりも大きい。すなわち、電源装置２において、第２のコンデンサＣ２は、第１のコンデンサＣ１に比べて容量が大きい。
　換言すれば、第２キャパシタンス要素（第２のコンデンサＣ２）は、第１キャパシタンス要素（第１のコンデンサＣ１）より大きい静電容量を有する。なお、これは任意の構成である。
　例えば、第２のコンデンサＣ２の静電容量を第１のコンデンサＣ１の静電容量よりも大きくすることによって、出力端子Ｔ４の電圧Ｖ３を直流電源１のグランドレベルに近づけることができる。
　また、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量を異ならせることは、出力電圧の範囲を所定の範囲に設定したい場合などに有効である。
　さらに、制御回路２０によるスイッチング素子Ｓ１の制御方法についてはＰＷＭ制御に限らず、他の方法（例えば周波数制御など）であってもよい。
　（実施形態２）
　本実施形態の電源装置２は、図１６および１９に示すように、第２のコンデンサＣ２と並列に接続された第１の抵抗Ｒ１を備える点が、実施形態１の電源装置２と相違する。以下、実施形態２と同様の構成については、共通の符号を付して適宜説明を省略する。
　次に、図１６～図１８を参照して、本実施形態の基本例の電源装置２（２Ｃ）について詳細に説明する。
　図１６は本実施形態の基本例の電源装置２（２Ｃ）の構成を示す概略回路図である。電源装置２Ｃは、第１のインダクタＬ１、第１のコンデンサＣ１、及びダイオードＤ１で構成された直列回路と、スイッチング素子Ｓ１と、第２のインダクタＬ２と、第２及び第３のコンデンサＣ２，Ｃ３と、第２のコンデンサＣ２と並列に接続された第１の抵抗Ｒ１とを備える。
　第１の抵抗Ｒ１は、第２キャパシタンス要素（第２のコンデンサＣ２）に並列に接続される抵抗要素である。なお、この抵抗要素は、１乃至複数の抵抗で構成されていてもよい。
　この電源装置２Ｃは、第２のコンデンサＣ２と並列に第１の抵抗Ｒ１を接続したことにより、第２のコンデンサＣ２の電圧Ｖ３を、第１の抵抗Ｒ１の抵抗値に応じた値に設定可能である。要するに、第１の抵抗Ｒ１の値を調節することによって、第２のコンデンサＣ２の電圧を意図的に任意の値に設定することができる。
　図１７は、第１の抵抗Ｒ１の抵抗値を比較的小さく設定（例えば１００Ω以下）した場合の電源装置２Ｃの動作波形図である。
　この場合、第２のコンデンサＣ２の電圧Ｖ３は略ゼロとなり（図１７（ｃ）参照）、第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ１－Ｖ２）は、実施形態１で述べたようにその分上昇する（図１７（ｂ）参照）。
　このように、第１の抵抗Ｒ１の抵抗値を比較的小さく設定することによって、例えば出力検出回路の構成を簡略化する目的で、出力端子Ｔ４の電位を意図的に直流電源１のグランドレベルに近づけることができる。
　逆に、第１の抵抗Ｒ１の抵抗値を比較的大きく設定（例えば１ｋΩ）した場合には、第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ３は数Ｖ程度を中心として脈動する電圧となる。
　また、この電源装置２Ｃは、目的とする出力の異常状態（地絡或いは天絡）に対応できる第１の抵抗Ｒ１の定数が選定されていると、異常発生のモードによっては異常発生時に第１の抵抗Ｒ１を介して入出力間に直流電流が流れることがあるが、異常時にも回路が壊れない。
　そのため、電源装置２Ｃは、入出力間がトランスを用いて絶縁される構成に比べて、簡単な回路を採用でき、トランスが不要になった分コストを低く抑えることができる。
　次に、図１９，図２０を参照して、本実施形態の変形例の電源装置２（２Ｄ）について詳細に説明する。
　本実施形態の電源装置２Ｄは、図１９に示すように、第２のコンデンサＣ２と並列に接続された第１の抵抗Ｒ１を備える点が、実施形態１の変形例の電源装置２Ｂと相違する。以下、実施形態１の電源装置２Ｂと同様の構成については、共通の符号を付して適宜説明を省略する。
　すなわち、本実施形態では、電源装置２Ｄは、第２入力端子Ｔ２に接続された第１のインダクタＬ１の他端（接続点Ｐ５）と、第２出力端子Ｔ４に接続されたダイオードＤ１のアノード（接続点Ｐ３）との間に、第２のコンデンサＣ２および第１の抵抗Ｒ１の並列回路を備えている。
　この電源装置２Ｄは、第２のコンデンサＣ２と並列に第１の抵抗Ｒ１を接続したことにより、第２のコンデンサＣ２の両端電圧（－Ｖ３）を、第１の抵抗Ｒ１の抵抗値に応じた値に設定可能である。要するに、第１の抵抗Ｒ１の値を調節することによって、第２のコンデンサＣ２の両端電圧（－Ｖ３）を意図的に任意の値に設定することができる。
　図２０は、第１の抵抗Ｒ１の抵抗値を比較的小さく設定（例えば１００Ω以下）した場合の電源装置１の動作波形を示している。図２０は、図１３と異なる部分のみを抽出して示しており、横軸を時間軸として、（ａ）がスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ、（ｂ）が第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ２－Ｖ１）、（ｃ）が第２のコンデンサＣ２の両端電圧（－Ｖ３）、（ｄ）が出力電圧Ｖ１１を表している。
　この場合、第２のコンデンサＣ２の両端電圧（－Ｖ３）は略ゼロとなり（図２０（ｃ）参照）、第１のコンデンサＣ１の両端電圧（Ｖ２－Ｖ１）は、実施形態１で述べたようにその分上昇する（図２０（ｂ）参照）。
　このように、第１の抵抗Ｒ１の抵抗値を比較的小さく設定することによって、例えば出力検出回路の構成を簡略化する目的で、第２出力端子Ｔ４の電位（Ｖ３）を意図的に直流電源２のグランドレベルに近づけることができる。
　逆に、第１の抵抗Ｒ１の抵抗値を比較的大きく設定（例えば１ｋΩ）した場合には、第２のコンデンサＣ２の両端電圧（－Ｖ３）は数Ｖ程度を中心として脈動する電圧となる。
　また、この電源装置２Ｄは、目的とする出力の異常状態（地絡あるいは天絡）に対応できる抵抗Ｒ１の定数が選定されていると、異常発生のモードによっては異常発生時に抵抗Ｒ１を介して入出力間に直流電流が流れることがあるが、異常時にも回路が壊れない。
　そのため、電源装置２Ｄは、入出力間がトランスを用いて絶縁される構成に比べて、簡単な回路構成を採用でき、トランスが不要になった分コストを低く抑えることができる。
　以上述べたように、本実施形態の電源装置２（２Ｃ，２Ｄ）では、第２のコンデンサＣ２と並列に第１の抵抗Ｒ１が接続されている。すなわち、電源装置２において、第２のコンデンサＣ１と並列に接続された抵抗Ｒ１をさらに備える。
　換言すれば、本実施形態の電源装置２は、第２キャパシタンス要素（第２のコンデンサＣ２）に並列に接続される抵抗要素（第１の抵抗Ｒ１）をさらに備える。
　なお、本実施形態の電源装置２において、第２のコンデンサＣ２の静電容量を第１のコンデンサＣ１の静電容量よりも大きくすることで、第２のコンデンサＣ２の両端電圧（電源装置２ＣではＶ３、電源装置２Ｄでは－Ｖ３）のリップルを低減することができ、上記リップルも含めてゼロに近い電圧を得たい場合に有効である。つまり、第２キャパシタンス要素（第２のコンデンサＣ２）は、第１キャパシタンス要素（第１のコンデンサＣ１）より大きい静電容量を有してもよい。
　次に、図１８を参照して、本実施形態の基本例の電源装置２（２Ｃ）を点灯装置２１に適用した場合を例として、電源装置２（２Ｃ）のより具体的な構成について説明する。
　図１８に示す点灯装置２１（２１Ｃ）は、電源装置２Ｃを備え、半導体発光素子を用いた光源負荷（光源）３０が負荷として電源装置２Ｃの出力端間（出力端子Ｔ３，Ｔ４間）に接続され、光源負荷３０に電力供給することにより光源負荷３０を点灯させる。つまり、点灯装置２１Ｃは、電源装置２Ｃと、電源装置２Ｃの第１出力端子Ｔ３と第２出力端子Ｔ４との間に接続される光源（光源負荷）３０と、を備える。
　電源装置２Ｃを備えた点灯装置２１Ｃは、図１８に示すように、発光ダイオード（ＬＥＤ）などの半導体発光素子を用いた光源負荷３０が負荷として１対の出力端子Ｔ３，Ｔ４間に接続され、光源負荷３０に電力（定電流）を供給することにより光源負荷３０を点灯させる。
　光源負荷３０は、例えば直列接続された複数（図１８では２つ）のＬＥＤモジュール３０１，３０２で構成され、各ＬＥＤモジュール３０１，３０２は、例えば直列接続された４個のＬＥＤチップ（半導体発光素子）で構成されている。
　この電源装置２Ｃは、第１のインダクタＬ１、第１のコンデンサＣ１、及びダイオードＤ１で構成された直列回路と、スイッチング素子Ｓ１と、第２のインダクタＬ２と、第２のコンデンサＣ２と、平滑用の第３及び第４のコンデンサＣ３，Ｃ４とを備える。
　また、電源装置２Ｃは、第２のコンデンサＣ２と並列に接続された第１の抵抗Ｒ１と、第２のコンデンサＣ２と出力端子Ｔ４との間に接続された第２の抵抗Ｒ２と、制御回路２０とを備える。
　ここに、第２の抵抗Ｒ２は、光源負荷３０に流れる電流を計測するための検出用抵抗（測定抵抗要素）であり、第２の抵抗Ｒ２と制御回路２０との組み合わせによって、出力電流を一定とする定電流制御が可能な点灯装置２１Ｃを構成する。なお、測定抵抗要素は、１乃至複数の抵抗で構成されていてもよい。
　以下、制御回路２０の具体的な構成について、図１８を参照しながら説明する。なお、図１８では、「Ｐ４」は第２の抵抗Ｒ２における第２出力端子Ｔ４との接続点を示している。
　制御回路２０は、オペアンプ２０１、コンデンサＣ１３、及び抵抗Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１９で構成された差動増幅回路４１と、オペアンプ２０２、コンデンサＣ１２、及び抵抗Ｒ１２で構成された誤差演算回路４２とを備える。
　差動増幅回路４１は、オペアンプ２０１の反転入力－出力間にコンデンサＣ１３と抵抗Ｒ１３の並列回路が接続され、オペアンプ２０１の非反転入力が抵抗Ｒ１５を介してグランドに接続されている。さらに、オペアンプ２０１の反転入力には、第２の抵抗Ｒ２の一端（第３のコンデンサＣ３との接続点）が抵抗Ｒ１４を介して接続され、オペアンプ２０１の非反転入力には、第２の抵抗Ｒ２の他端（Ｐ４点）が抵抗Ｒ１９を介して接続されている。これにより、差動増幅回路４１は、第２の抵抗Ｒ２の両端間に発生する電位差（Ｐ４点の電位とＰ３点の電位の差分）を増幅し、出力電流を計測する出力電流検出回路（電流計測部）を構成する。
　誤差演算回路（比例積分制御で構成）４２は、オペアンプ２０２の反転入力－出力間にコンデンサＣ１２と抵抗Ｒ１２の直列回路が接続されている。さらに、オペアンプ２０２の反転入力には、差動増幅回路４１の出力（オペアンプ２０１の出力）が接続され、オペアンプ２０２の非反転入力には、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１が印加されている。これにより、誤差演算回路４２は、出力電流の計測結果を基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較して、誤差演算結果を次段の比較回路に出力する。
　さらに、制御回路２０は、誤差演算回路４２の出力（オペアンプ２０２の出力）と、高周波の三角波を発振信号として出力するオスシレータ（高周波発振回路）２０３の出力とを比較するコンパレータ２０４からなる比較回路を備えている。コンパレータ２０４は、誤差演算回路４２の出力をオスシレータ２０３からの発振信号と比較することにより、スイッチング素子Ｓ１の駆動信号（ＰＷＭ信号）を生成する。
　上記の構成により、制御回路２０は、差動増幅回路４１の出力が基準電圧Ｖｒｅｆ１と等しくなるように、スイッチング素子Ｓ１の駆動信号のオンデューティを決定する。コンパレータ２０４は、生成した駆動信号をアンド（論理積）回路（第１のアンド回路）２００を介してスイッチング素子Ｓ１に出力しており、これにより、制御回路２０は電源装置２Ａの出力電流が定電流となるようなフィードバック制御を実現する。
　ここにおいて、電源装置２Ｃは、出力電流の検出に差動増幅回路４１を用い、出力に異常が発生した場合でも電流検出用の第２の抵抗Ｒ２に流れる電流を検出し、この検出値が基準電圧Ｖｒｅｆ１となるようにフィードバック制御によるスイッチング動作を行っている。そのため、出力異常発生時において、光源負荷３０などに過大な電流が発生するのを抑制することができる。
　次に、制御回路２０において、電源装置２Ｃの出力に発生する地絡や天絡などの異常を検出するための構成について説明する。
　制御回路２０は、オペアンプ２０５、コンデンサＣ２０、及び抵抗Ｒ２０，Ｒ２１，Ｒ２２で構成された反転増幅回路４３と、コンパレータ２０６と、アンド回路（第２のアンド回路）２０７とを備える。
　反転増幅回路４３は、オペアンプ２０５の反転入力－出力間にコンデンサＣ２０と抵抗Ｒ２０の並列回路が接続され、オペアンプ２０５の非反転入力が抵抗Ｒ２２を介してグランドに接続されている。さらに、オペアンプ２０５の反転入力には、接続点（第２のコンデンサＣ２と第３のコンデンサＣ３の接続点）Ｐ３が抵抗Ｒ２１を介して接続され、オペアンプ２０５の出力はコンパレータ２０６の反転入力に接続されている。これにより、反転増幅回路４３は、接続点Ｐ３の電圧（電位）Ｖ３を反転増幅してコンパレータ２０６に出力する。
　コンパレータ２０６は、非反転入力に基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されており、この基準電圧Ｖｒｅｆ２を反転増幅回路４３の出力が上回ると、直ちに出力をＬレベルにする。コンパレータ２０６の出力はアンド回路２０７に入力されており、アンド回路２０７の出力はアンド回路２００に入力されている。
　したがって、制御回路２０は、コンパレータ２０６の出力がＬレベルになると、アンド回路２０７の出力がＬレベルになって、アンド回路２００の出力もＬレベルになる。要するに、制御回路２０は、第２のコンデンサＣ２と第３のコンデンサＣ３の接続点Ｐ３の電圧Ｖ３を監視しており、この電圧Ｖ３が所定の閾値Ｔｈを下回ると、アンド回路２００，２０７の出力がＬレベルになる。
　なお、ここでいう閾値Ｔｈは、電圧Ｖ３が通常取り得る値の最小値であって、基準電圧Ｖｒｅｆ２によって決定される。そして、制御回路２０は、スイッチング素子Ｓ１をオフにしてスイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作（オン／オフ動作）を停止させる。
　また、コンパレータ２０６の出力には状態検出回路２０８が接続されており、この状態検出回路２０８の出力もアンド回路２０７の入力に接続されている。
　状態検出回路２０８は、コンパレータ２０６からの入力がＬレベルとなる状態が所定時間（第１時間）継続した場合に、出力をＨレベルからＬレベルに変化させて状態を維持する。所定時間（第１時間）は、例えば、５ｍｓである。
　そして、状態検出回路２０８の出力がＬレベルとなることにより、アンド回路２００，２０７の出力もＬレベルとなり、制御回路２０は、スイッチング素子Ｓ１をオフにしてスイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作（オン／オフ動作）を停止させる。
　具体的には、状態検出回路２０８は、入力が所定時間（第１時間）連続してＬレベルであった場合（Ｌレベルを維持）や、入力がＨレベルからＬレベルになる状態が所定時間（第１時間）繰り返し発生した場合（Ｈ／Ｌ繰り返し）、出力をＨレベルからＬレベルに変化させ、その状態を維持（ラッチ）する。
　ここで、電源装置２Ｃの出力に地絡又は天絡が生じた場合の制御回路２０の動作について説明する。
　出力端子Ｔ３に地絡が生じた場合には、出力端子Ｔ３の電位が直流電源１のグランドに固定され、電位Ｖ３が第３のコンデンサＣ３の両端電圧分だけ低下するため、電位Ｖ３が所定の閾値Ｔｈを下回る。
　そのため、制御回路２０では、この異常（地絡）を検出してコンパレータ２０６の出力がＬレベルに変化する。これにより、アンド回路２００，２０７の出力もＬレベルとなり、制御回路２０は、スイッチング素子Ｓ１をオフにしてスイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を停止させる。
　また、出力端子Ｔ４に地絡が生じた場合には、出力端子Ｔ４の電位が直流電源１のグランドに固定される。そのため、電源装置２Ｃは、実質的に第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２とが並列に接続された構成となり、第３のコンデンサＣ３に発生した電圧によって、第１及び第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２の並列回路を介して光源負荷３０に地絡電流が流れる。
　これにより、第２のコンデンサＣ２と第３のコンデンサＣ３の接続点Ｐ３には、第１及び第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２の合成抵抗と、これらを流れる電流とに応じた電圧が発生する。
　この場合にも、第１及び第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値と、基準電圧Ｖｒｅｆ２の値とが適切に設定されていれば、制御回路２０では、この異常（地絡）を検出してコンパレータ２０６の出力がＬレベルに変化する。そして、アンド回路２００，２０７の出力もＬレベルとなって、制御回路２０は、スイッチング素子Ｓ１をオフにしてスイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を停止させる。
　また、この電源装置２Ｃが昇圧回路として使用されている場合には、制御回路２０は、天絡の発生時にも異常（天絡）を検出して、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を停止することができる。
　要するに、制御回路２０は、電源装置２Ｃの出力に地絡や天絡などの異常が発生した場合には、この異常を検出してコンパレータ２０６の出力がＬレベルに変化し、第２のアンド回路２０７の出力がＬレベルになって、第１のアンド回路２００もＬレベルになる。このとき、制御回路２０は、スイッチング素子Ｓ１をオフにしてスイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を停止する。
　次に、図１９を参照して、本実施形態の変形例の電源装置２（２Ｄ）を点灯装置２１（２１Ｄ）に適用した場合を例として、電源装置２Ｄのより具体的な構成について説明する。
　図１９に示す点灯装置２１Ｄは、電源装置２Ｄを備え、半導体発光素子を用いた光源負荷（光源）３０が負荷として出力端（出力端子）Ｔ３，Ｔ４に接続され、光源負荷３０に電力供給することにより光源負荷３０を点灯させる。つまり、点灯装置２１Ｄは、電源装置２Ｄと、電源装置２Ｄの第１出力端子Ｔ３と第２出力端子Ｔ４との間に接続される光源（光源負荷）３０と、を備える。
　図１９に示す点灯装置２１Ｄは、電源装置２（２Ｄ）において第３直列回路が第２入力端子Ｔ２と第１出力端子Ｔ３との間に存在する点で、図１８に示す点灯装置２１Ｃと異なる。なお、点灯装置２１Ｃ，２１Ｄに共通する構成には同様の符号を付して説明を省略する。
　以上述べたように、本実施形態の電源装置２（２Ｃ，２Ｄ）は、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を制御する制御回路２０を備える。制御回路２０は、第２のコンデンサＣ２と第３のコンデンサＣ３の接続点Ｐ３の電位（電圧）Ｖ３が所定の閾値Ｔｈを下回ると、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を停止させる。
　すなわち、電源装置２において、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を制御する制御回路２０をさらに備え、制御回路２０は、第２のコンデンサＣ２と整流素子（ダイオードＤ１）との接続点Ｐ３の電位Ｖ３を監視し、当該電位が所定の閾値Ｔｈを下回るとスイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を停止する。
　また、電源装置２（２Ｃ，２Ｄ）は、第２のコンデンサＣ２及び第２のインダクタＬ２の接続点Ｐ３と負荷３（３０）との間に接続された第２の抵抗Ｒ２に印加される電圧に基づいて出力電流を検出する出力電流検出回路（差動増幅回路）４１を備える。制御回路２０は、出力電流検出回路（差動増幅回路）４１の出力が所定値となるようにスイッチング素子Ｓ１を制御し、第２のコンデンサＣ２と第３のコンデンサＣ３の接続点Ｐ３の電位（電圧）が所定の閾値Ｔｈを下回る期間が所定時間（第１時間）継続すると、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作の停止状態を維持する。
　すなわち、電源装置２において、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を制御する制御回路２０と、第２のコンデンサＣ２における整流素子（ダイオードＤ１）の接続点Ｐ３と出力端との間に挿入された検出用抵抗Ｒ１の両端電圧を監視することにより、出力端から負荷３０に流れる出力電流の大きさを計測する電流計測部（差動増幅回路４１）とをさらに備える。制御回路２０は、電流計測部４１の計測値が所定の基準値となるようにスイッチング素子Ｓ１を制御しており、第２のコンデンサＣ２と整流素子（ダイオードＤ１）との接続点Ｐ３の電位Ｖ３が所定の閾値Ｔｈを下回る期間が所定時間継続すると、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作の停止状態を維持する。
　換言すれば、本実施形態の電源装置２（２Ｃ，２Ｄ）は、スイッチング素子Ｓ１を制御する制御回路２０をさらに備える。なお、この構成は任意の構成である。
　また、本実施形態の電源装置２では、制御回路２０は、第１出力端子Ｔ３および第２出力端子Ｔ４を通じて所定の電圧または電流が供給されるようにスイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を行うように構成される。なお、この構成は任意の構成である。
　また、本実施形態の電源装置２では、制御回路２０は、第１出力端子Ｔ３および第２出力端子Ｔ４を通じて供給される出力電流を測定し、測定された出力電流に基づいてスイッチング素子Ｓ１にスイッチング制御を行うように構成される。なお、この構成は任意の構成である。
　また、本実施形態の電源装置２では、制御回路２０は、第２キャパシタンス要素（第２のコンデンサＣ２）と第２直列回路２３との接続点（本実施形態では、第２のコンデンサＣ２と第２のインダクタＬ２との接続点）Ｐ３と第２出力端子Ｔ４との間に接続される測定抵抗要素（第２の抵抗Ｒ２）の両端間の電圧に基づいて出力電流を測定するように構成される。なお、この構成は任意の構成である。
　また、本実施形態の電源装置２では、制御回路２０は、第２キャパシタンス要素（第２のコンデンサＣ２）と第２直列回路２３との接続点（本実施形態では、第２のコンデンサＣ２と第２のインダクタＬ２との接続点）Ｐ３の電位（電圧）Ｖ３が閾値Ｔｈを下回るイベントが発生すると、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を終了してスイッチング素子Ｓ１をオフにするように構成される。なお、この構成は任意の構成である。
　また、本実施形態の電源装置２では、制御回路２０は、イベントが発生してから第１時間が経過するまでに電位Ｖ３が閾値Ｔｈを越える期間が第１時間より短い第２時間に達しなければ、スイッチング素子Ｓ１をオフに維持するように構成される。なお、この構成は任意の構成である。
　また、本実施形態の電源装置２では、制御回路２０は、イベントが発生してから第１時間が経過しても電位Ｖ３が閾値Ｔｈを越えなければ、スイッチング素子Ｓ１をオフに維持するように構成される。なお、この構成は任意の構成である。
　また、本実施形態の電源装置２では、制御回路２９は、イベントが発生してから第１時間が経過するまでに電位Ｖ３が閾値Ｔｈを越える期間が第１時間より短い第２時間に達すると、スイッチング制御を再開するように構成される。なお、この構成は任意の構成である。
　第２時間は、例えば、電位Ｖ３が閾値Ｔｈ付近で振動しているかどうか（上記のＨ／Ｌ繰り返しが起きているかどうか）を判定するための時間である。電位Ｖ３が閾値Ｔｈを越える期間が第２時間に達すれば、電位Ｖ３が閾値Ｔｈ付近で振動していないと考えられる。一方、電位Ｖ３が閾値Ｔｈを越える期間が第２時間に達しなければ、電位Ｖ３が閾値Ｔｈ付近で振動していると考えられる。
　而して本実施形態の電源装置２によれば、出力に地絡や天絡の異常が発生した場合には、上記の構成によって速やかに異常を検出し、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を停止することができ、回路保護を図ることができる。
　また、制御回路２０は、第２のコンデンサＣ２と第３のコンデンサＣ３の接続点Ｐ３の電位Ｖ３が上記の閾値Ｔｈを下回る期間が所定時間（第１時間）継続すると、状態検出回路２０８により、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作の停止状態を維持する。
　したがって、電源装置２は、出力に地絡や天絡の異常が発生した状態が所定時間（第１時間）継続すると、スイッチング素子Ｓ１が動作を停止した状態に維持されることになり、より確実に回路保護を図ることができる。
　次に、制御回路２０において、電源装置２（２Ｃ，２Ｄ）の出力電圧を監視し、出力開放時の電圧制御、並びに出力開放状態や出力短絡状態が継続して発生した場合における回路保護を行うための構成について説明する。
　制御回路２０は、オペアンプ２０９、コンデンサＣ１４、及び抵抗Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８で構成された非反転増幅回路４４と、非反転増幅回路４４の出力に接続される３つのコンパレータ２１０，２１１，２１２とを備える。
　さらに、制御回路２０は、コンパレータ２１１，２１２の出力に接続されたタイマラッチ回路２１３，２１４と、タイマラッチ回路２１３，２１４の出力とアンド回路２００との間に接続されたノア（否定論理和）回路２１５とを備える。
　非反転増幅回路４４は、オペアンプ２０９の反転入力－出力間にコンデンサＣ１４と抵抗Ｒ１６の並列回路が接続され、オペアンプ２０９の反転入力が抵抗Ｒ１８を介して直流電源１のグランドに接続されている。さらに、オペアンプ２０９の非反転入力には、出力端子Ｔ３が抵抗Ｒ１７を介して接続され、オペアンプ２０９の出力はコンパレータ２１０，２１２の反転入力及びコンパレータ２１１の非反転入力に接続されている。これにより、非反転増幅回路４４は、電源装置２Ａの高電位側である出力端子Ｔ３の電位を増幅し、コンパレータ２１０，２１１，２１２に出力する。
　コンパレータ２１０は、非反転入力に基準電圧Ｖｒｅｆ３が印加され、出力がアンド回路２００に入力されており、基準電圧Ｖｒｅｆ３を非反転増幅回路４４の出力（出力電圧の検出値）が上回ると、アンド回路２００への出力をＬレベルにする。
　このコンパレータ２１０は、例えば電源装置２の出力に光源負荷３０が接続されていない無負荷、つまり開放状態で動作した際には出力電圧が異常に高くなるため、この異常電圧から回路を保護する目的で設けられている。
　すなわち、電源装置２は、出力電圧が所定の閾値（基準電圧Ｖｒｅｆ３で決まる値）よりも大きくなった場合には、コンパレータ２１０がアンド回路２００にＬレベルの信号を出力してスイッチング素子Ｓ１をオフにし、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を停止させる。すなわち、制御回路２０は、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング制御を終了して、スイッチング素子Ｓ１をオフにする。
　このように、電源装置２は、出力電圧が所定の閾値を超えようとした場合にはスイッチング素子Ｓ１の動作を一旦停止させるので、開放電圧の制御を行うことができる。なお、この回路は光源負荷３０自体がオープン故障した場合にも有効である。
　また、コンパレータ２１１は、反転入力に基準電圧Ｖｒｅｆ４が印加されており、この基準電圧Ｖｒｅｆ４を非反転増幅回路４４の出力（出力電圧の検出値）が下回ると、タイマラッチ回路２１３への出力をＬレベルにする。
　タイマラッチ回路２１３は、コンパレータ２１１からの信号が所定時間継続してＨレベルであった場合には、出力をＬレベルからＨレベルに変化させてノア回路２１５に出力する。このとき、ノア回路２１５からはアンド回路２００にＬレベルの信号が出力されるため、スイッチング素子Ｓ１はオフになる。
　つまり、この電源装置２は、出力開放などにより出力電圧が高い状態が継続して発生した場合には、コンパレータ２１１及びタイマラッチ回路２１３によってスイッチング素子Ｓ１を完全に停止させて回路を保護する。
　また、コンパレータ２１２は、非反転入力に基準電圧Ｖｒｅｆ５が印加されており、この基準電圧Ｖｒｅｆ５を非反転増幅回路４４の出力（出力電圧の検出値）が上回ると、タイマラッチ回路２１４への出力をＬレベルにする。
　タイマラッチ回路２１４は、コンパレータ２１２からの信号が所定時間継続してＨレベルであった場合には、出力をＬレベルからＨレベルに変化させてノア回路２１５に出力する。
　つまり、この電源装置２は、出力端子Ｔ３，Ｔ４間又は光源負荷３０の短絡により出力電圧が低い状態が継続して発生した場合、コンパレータ２１２及びタイマラッチ回路２１４によってスイッチング素子Ｓ１を完全に停止させて回路を保護する。
　なお、タイマラッチ回路２１３，２１４のラッチ状態は、例えば電源装置２への電源入力を一旦オフにすることでキャンセルされる（電源リセット）。
　而して本実施形態によれば、制御回路２０により、出力開放時の電圧制御、並びに出力開放状態や出力短絡状態が継続して発生した場合における回路保護が可能になる。
　また本実施形態によれば、これらの回路保護の機能を、地絡や天絡などの異常を検出する機能と組み合わせることにより、より確実に各種の異常の検出が可能になるという利点がある。
　ところで、本実施形態の電源装置２（２Ｃ，２Ｄ）を用いた点灯装置２１（２１Ｃ，２１Ｄ）は、例えば車両用のヘッドランプ（前照灯）などの灯具に用いられる。
　ヘッドランプ（灯具）１００は、例えば図２１に示すように、光源負荷３０と、光源負荷３０の前方（図２１中の左側）に配置される光学ユニット１０１と、光源負荷３０に点灯電力を供給する点灯装置２１とを主要な構成として灯体１０２に備えている。
　つまり、灯具（ヘッドランプ）１００は、点灯装置２１が搭載されている。灯具１００は、点灯装置２１を灯体１０２に備える。簡単にいえば、灯具１００は、点灯装置２１を備える。
　点灯装置２１と光源負荷３０との間は、出力線１０３により電気的に接続されており、この出力線１０３を介して光源負荷３０に点灯電力が供給される。
　また、光源負荷３０には放熱板１０４が取り付けられており、光源負荷３０で発生した熱がこの放熱板１０４により外部に放熱される。
　さらに、光学ユニット１０１は光源負荷３０から出射された光の配光を制御する。
　点灯装置２１は、灯体１０２の一面（図２１における下面）に取り付けられており、車両に設けられた直流電源１としての車載バッテリー（図示せず）から、電源線１０５を介して電源供給される。
　なお、光源負荷３０、光学ユニット１０１、放熱板１０４等からなる光源ユニットは、固定具１０６によって灯体１０２に取り付けられる。
　ここにおいて、放熱板１０４は、固定やノイズ対策のために車両の車載バッテリーのグランド、或いは点灯装置２１の筐体と接続されることがある。この構成では、何らかのアクシデントによって点灯装置２１の出力に異常（地絡）が発生する可能性がある。このような異常が発生した場合においても、本実施形態の電源装置２（２Ｃ，２Ｄ）を用いることによって、電源装置２のスイッチング素子Ｓ１をオフにしてスイッチング動作を停止させることができる。
　図２２は、上述したヘッドランプ（灯具）１００を左右で１対搭載した車両１０７の外観斜視図である。車両１０７は、灯具（ヘッドランプ）１００が搭載されている。簡単にいえば、車両１０７は、灯具（ヘッドランプ）１００を備える。
　この車両１０７においては、例えば配線の不備などにより配線切れや配線被覆の剥離などが生じ、電源装置２（２Ｃ，２Ｄ）の出力（出力端子Ｔ３，Ｔ４）に地絡や天絡が生じても、電源装置２のスイッチング素子Ｓ１をオフにしてスイッチング動作を停止させることができる。
　なお、灯具はヘッドランプ１００に限らず、車両１０７の方向指示器や尾灯などであってもいいし、それ以外の灯具でもよい。
　ところで、本実施形態では光源負荷３０を２つのＬＥＤモジュール３０１，３０２で構成しているが、ＬＥＤモジュールの個数は本実施形態の例に限らず、１つ又は３つ以上であってもよい。つまり、光源負荷３０は、直流電力で動作する光源であればよい。
　また、制御回路２０は、出力の定電流制御の手法として、誤差演算回路４２による比例積分制御を用いているが、他の定電流制御の手法を用いてもよい。
　さらに、制御回路２０に関しては、マイコン（マイクロコンピュータ）などを用いてもよく、フィードバック制御部をデジタル的に構成することもできる。
　また本実施形態では、出力電流を一定値に制御（定電流制御）する電源装置２を例に説明したが、電源装置２は、出力電圧を一定値に制御（定電圧制御）する構成であってもよい。この点は、実施形態１の電源装置２においても同様である。
　また、点灯装置２１に適用される電源装置２は、第１の抵抗Ｒ１を備えた図１６，１９の構成に限らず、実施形態１で説明したように第１の抵抗Ｒ１のない構成の電源装置２（２Ａ，２Ｂ）であってもよい。
　本実施形態の電源装置２（２Ｃ，２Ｄ）のその他の構成および機能は実施形態１の電源装置２（２Ａ，２Ｂ）と同様である。

Claims (15)

  1. 　高電位側の第１入力端子および低電位側の第２入力端子と、
    　高電位側の第１出力端子および低電位側の第２出力端子と、
    　スイッチング要素と第１インダクタンス要素との第１直列回路と、
    　整流要素と第２インダクタンス要素との第２直列回路と、
    　第１キャパシタンス要素および第２キャパシタンス要素を有する分離回路と、
    　を備え、
    　前記第１直列回路は、前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に接続され、
    　前記第２直列回路は、前記第１出力端子と前記第２出力端子との間に接続され、
    　前記整流要素は、前記第２直列回路が前記第２出力端子から前記第１出力端子に向かう向きの電流を通すように、前記第２インダクタンス要素に直列に接続され、
    　前記第１キャパシタンス要素は、前記スイッチング要素と前記第１インダクタンス要素との第１接続点と、前記整流要素と前記第２インダクタンス要素との第２接続点との間に接続され、
    　前記第２キャパシタンス要素は、前記第２入力端子と前記第２出力端子との間に接続され、
    　前記第１インダクタンス要素と前記第１キャパシタンス要素と前記第２インダクタンス要素との第３直列回路が、前記第１入力端子と前記第２出力端子との間、または、前記第２入力端子と前記第１出力端子との間に存在する
    　ことを特徴とする電源装置。
  2. 　前記第２直列回路に並列に接続される第３キャパシタンス要素をさらに備える
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  3. 　前記第２キャパシタンス要素に並列に接続される抵抗要素をさらに備える
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  4. 　前記第２キャパシタンス要素は、前記第１キャパシタンス要素より大きい静電容量を有する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  5. 　前記スイッチング素子を制御する制御回路をさらに備える
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  6. 　前記制御回路は、前記第１出力端子および前記第２出力端子を通じて所定の電圧または電流が供給されるように前記スイッチング素子のスイッチング制御を行うように構成される
    　ことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  7. 　前記制御回路は、前記第１出力端子および前記第２出力端子を通じて供給される出力電流を測定し、測定された前記出力電流に基づいて前記スイッチング制御を行うように構成される
    　ことを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
  8. 　前記制御回路は、前記第２キャパシタンス要素と前記第２直列回路との接続点と前記第２出力端子との間に接続される測定抵抗要素の両端間の電圧に基づいて前記出力電流を測定するように構成される
    　ことを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
  9. 　前記制御回路は、前記第２キャパシタンス要素と前記第２直列回路との接続点の電位が閾値を下回るイベントが発生すると、前記スイッチング素子の前記スイッチング制御を終了して前記スイッチング素子をオフにするように構成される
    　ことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
  10. 　前記制御回路は、前記イベントが発生してから第１時間が経過するまでに前記電位が前記閾値を越える期間が前記第１時間より短い第２時間に達しなければ、前記スイッチング素子をオフに維持するように構成される
    　ことを特徴とする請求項９に記載の電源装置。
  11. 　前記制御回路は、前記イベントが発生してから前記第１時間が経過しても前記電位が前記閾値を越えなければ、前記スイッチング素子をオフに維持するように構成される
    　ことを特徴とする請求項９に記載の電源装置。
  12. 　前記制御回路は、前記イベントが発生してから第１時間が経過するまでに前記電位が前記閾値を越える期間が前記第１時間より短い第２時間に達すると、前記スイッチング制御を再開するように構成される
    　ことを特徴とする請求項１０に記載の電源装置。
  13. 　請求項１に記載の電源装置と、
    　前記電源装置の前記第１出力端子と前記第２出力端子との間に接続される光源と、
    　を備える
    　ことを特徴とする点灯装置。
  14. 　請求項１３に記載の点灯装置を備える
    　ことを特徴とする灯具。
  15. 　請求項１４に記載の灯具を備える
    　ことを特徴とする車両。
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