JP5265966B2 - 電源装置および灯具、車両 - Google Patents

Description

本発明は、トランスを介して電力を変換し負荷へ伝達する電源装置に関するものであり、特に、発光ダイオード（ＬＥＤ）などの半導体発光素子で構成された半導体光源を負荷とする光源点灯装置や、これを用いた前照灯などの灯具および車両に適するものである。

車両用の電源装置においては、何らかのアクシデントにより電源装置の出力線が電源（バッテリー）の活線（正側）に接触（これを天絡という）した場合においても、故障や破壊などすることのないようにした装置の提供が求められている。何らかのアクシデントとは、例えば、誤結線や配線の噛み込みや劣化による短絡を想定したものである。

このような要求に応じて、特許文献１（特開２００７−２９５６４１号公報）では、出力線に天絡が発生した場合に、出力を抑制、停止する方法が提案されている。しかしながら、特許文献１で開示されている方法は、電源装置を構成するＤＣ−ＤＣ変換回路の出力の一方に基準となる電圧を印加し、その点と接続された出力電流検出用の抵抗に流れる出力電流により発生する電圧降下とで誤差演算を行い、その結果を用いて出力を所定の電流値に制御する回路が前提とされており、例えば出力を定電圧制御するような電源装置に対しては適用が出来ないものであった。

また、基準電圧の発生と印加に加えて、天絡状態を検知するために更にコンパレータなどを必要とするものであり、比較的回路が複雑となる課題があった。
特開２００７−２９５６４１号公報

本発明では、上記従来の技術の課題に鑑み、電源装置の出力線が天絡した場合においても、簡単な構成で、装置が故障や破壊などすることのないように保護を可能とすることを目的とし、どのような出力制御がなされるものでも、つまり、出力制御が電流制御のものだけではなく、電圧制御、オープン制御などのものに対しても、保護を可能とした電源装置を提供することを目的とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、トランスＴ１によって１次側の電流経路と２次側の電流経路が分離されているＤＣ−ＤＣ変換回路１を有する電源装置において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力２端子（ｃ），（ａ）のうち一方の端子（ａ）と１次側の接地線（ｇ）あるいはそれと同等の基準電位線の間に、電源装置の出力端に異常が生じた場合に流れる異常電流を制限するための電流制限用抵抗Ｒ１を接続し、電源装置の出力端の状態を検出するための出力電圧検出部３（抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路）を備えてなり、前記出力電圧検出部３からの出力電圧検出信号を受けて、当該信号が所定の範囲外となった場合に出力異常と判定する出力異常状態判定手段４を備え、電源装置の出力端が天絡した場合に、前記出力異常状態判定手段４の判定結果を受けて、出力動作を停止させ、電源装置の前記電流制限用抵抗Ｒ１を接続した側の出力端（ａ）が地絡した場合には、出力動作を継続させるようにしたことを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記電流制限用抵抗Ｒ１の値は、少なくとも電源装置に供給される電源電圧Ｖｉが前記電流制限用抵抗Ｒ１の両端間に直接加わったとしても、当該抵抗Ｒ１および電源装置の許容損失以下となるように設定されることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１または２の発明において、図６に示すように、前記電流制限用抵抗Ｒ１と並列に、コンデンサＣ２を接続したことを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかの発明において、電源装置は金属の筐体を有し、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１の１次側と前記電流制限用抵抗Ｒ１の接続点（ｇ）において、前記筐体への接地（図６のＦＧ）がなされていることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかの発明において、出力異常状態判定手段４による出力異常の判定は、異常とされる状態が所定時間以上継続して発生した場合に出力異常と判定することを特徴とする（図６のタイマ回路４ｃ）。

請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかの発明において、図７〜図９に示すように、出力が異常であると判定したときには、出力の異常を使用者へ知らせるための信号を出力する手段を設けたことを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれかの発明において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１は、図６、図７に示すように、出力電流が所定値となるように制御されるものであり、接続される負荷２は、発光ダイオードであることを特徴とする。

請求項８の発明は、請求項７記載の電源装置を搭載したことを特徴とする灯具である（図１０）。

請求項９の発明は、請求項８記載の灯具を搭載したことを特徴とする車両である（図１１）。

請求項１の発明によれば、電源装置の出力線に天絡が生じた場合にも、簡単な構成で、装置が故障や破壊などすることのないように保護が可能な電源装置を提供することが出来る。また、定電圧制御や定電流制御といった出力制御の如何に関わらず適用が可能なため、用途に応じた安全な電源装置を提供することが可能となる。また、電源装置の出力端の状態を検出するための出力電圧検出部を備えているので、他の負荷異常時保護機能との兼用化が可能で、保護回路の構成を簡略化できる利点もある。さらに、電源装置の出力線に地絡異常が発生した場合でも故障することがなく、かつ可能な限りは出力動作を継続することが出来る電源装置を提供することが出来る。具体的には、一般的に絶縁型に対して安価に構成が可能な非絶縁型でありながら、出力線のうち一方の地絡に関しては、継続して安定な出力動作を可能とすることが出来る。

請求項２の発明によれば、前記電流制限用抵抗の値は、少なくとも電源装置に供給される電源電圧が前記電流制限用抵抗の両端間に直接加わったとしても、当該抵抗および電源装置の許容損失以下となるように設定されるので、電流制限用抵抗の発熱を抑制して素子の破損を防止できると共に、入力電源からの無駄な電力消費を防止できる。

請求項３の発明によれば、電流制限用抵抗と並列に、コンデンサを接続したので、出力電圧の過渡的な電圧の発生を低減でき、また、出力側回路の高周波的な電位も安定化でき、ノイズの抑制などに対して効果的である。

請求項４の発明によれば、電源装置は金属の筐体を有し、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の１次側と前記電流制限用抵抗の接続点において、前記筐体への接地がなされているので、負荷の接地側が放熱板などに地絡した場合においても、前記電流制限用抵抗の端子間での電位差の発生がなくなるため、出力電流のフィードバック制御に悪影響を与えることがなく、出力電流を所定の値に制御することが可能となる。

請求項５の発明によれば、出力異常状態判定手段による出力異常の判定は、異常とされる状態が所定時間以上継続して発生した場合に出力異常と判定するので、ノイズなどの影響を受けずに確実に異常の判断が出来るようになる効果がある。

請求項６の発明によれば、出力が異常であると判定したときには、出力の異常を使用者へ知らせるための信号を出力する手段を設けたので、使用者が確実に異常の発生を知ることができるという効果がある。

請求項７〜９の発明によれば、本発明の電力変換装置を発光ダイオード（ＬＥＤ）を光源とする点灯装置や灯具、車両用のヘッドランプなどに用いる場合、請求項１〜６の発明の効果を活かしたシステムの提供が可能となる。

（実施の形態１）
図１に本発明の第１の実施の形態の回路図を示す。図１には、電源装置を構成するＤＣ−ＤＣ変換回路１がフライバックコンバータであるものに対して、本発明の保護手段を適用した場合の回路図を示している。

直流電源Ｅの正極にはトランスＴ１の１次巻線の一端が接続され、トランスＴ１の１次巻線の他端はスイッチング素子ＳＷ１を介して直流電源Ｅの負極に接続されている。直流電源Ｅの負極は接地されており、抵抗Ｒ１を介してトランスＴ１の２次巻線の一端に接続されている。トランスＴ１の２次巻線の他端はダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードはコンデンサＣ１の正極に接続されている。コンデンサＣ１の負極はトランスＴ１の２次巻線の前記一端に接続されている。コンデンサＣ１の両端には負荷２が並列接続されると共に、抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路が接続されている。以上によりＤＣ−ＤＣ変換回路１の主回路が構成されている。

次に、制御回路の構成について説明する。コンデンサＣ１の電圧Ｖｏは出力調整部５に入力されている。出力調整部５ではＰＷＭ信号を発生し、ゲート回路ＡＮＤ１を介してスイッチング素子ＳＷ１にオンオフ制御信号を供給している。ゲート回路ＡＮＤ１には出力異常状態判定手段４の出力信号が供給されており、いずれかの出力信号がＬｏｗレベルになると、スイッチング素子ＳＷ１のオンオフ制御信号は停止となる。

出力異常状態判定手段４は、第１の出力状態判定部４１と第２の出力状態判定部４２を備えている。第１の出力状態判定部４１は第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１とコンパレータＣｏｍｐ１よりなり、第２の出力状態判定部４２は第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２とコンパレータＣｏｍｐ２よりなる。第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１と第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２の関係は、Ｖｒｅｆ１＞Ｖｒｅｆ２である。抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路により分圧された出力電圧Ｖｏの検出信号は、コンパレータＣｏｍｐ１の反転入力端子とコンパレータＣｏｍｐ２の非反転入力端子に印加されている。

以下に回路の動作に関して簡単に説明する。スイッチング素子ＳＷ１のオンによってトランスＴ１にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子ＳＷ１のオフでトランスＴ１の２次側からエネルギーを放出し、ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に充電する。負荷２には主に平滑コンデンサＣ１から電力を供給する。出力調整部５では、出力電圧Ｖｏをモニターし、出力電圧Ｖｏが所定値となるようにＤＣ−ＤＣ変換回路１のスイッチング素子ＳＷ１を駆動するための信号を発生する。出力異常状態判定手段４からゲート回路ＡＮＤ１に与えられる信号は、通常はＨｉｇｈレベルであるため、出力調整部５で生成し発生した信号に応じて、スイッチング素子ＳＷ１は駆動され、ＤＣ−ＤＣ変換回路１は電圧変換動作を行う。

本発明の特徴とするところは、以下の通りである。上記ＤＣ−ＤＣ変換回路１において、トランスＴ１の２次側の整流・平滑回路の一方の出力端は装置の出力端（ａ）に接続されており、他方は装置の出力端（ｃ）に接続されている。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の１次側の接地線あるいはそれと同等の基準電位線（ｇ）と出力端（ａ）は、抵抗Ｒ１を介して接続されている（抵抗Ｒ１は請求項記載の電流制限用抵抗に相当する）。さらに、出力端（ａ）と出力端（ｃ）の間には、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路が接続され、その間の分圧点より出力電圧Ｖｏの状態を出力電圧検出信号として得ている（請求項記載の出力電圧検出部３に相当する）。

出力異常状態判定手段４は、出力電圧検出信号を受けて出力の異常の有無を判定する。出力異常状態判定手段４は、出力状態判定部４１と出力状態判定部４２により構成される。出力状態判定部４１は、出力電圧検出信号が通常とりうる値よりも大きくなったことを判定するためのものであり、コンパレータＣｏｍｐ１により基準電圧Ｖｒｅｆ１と検出信号を比較することにより、検出信号が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えた場合には、異常状態とみなしてコンパレータＣｏｍｐ１の出力をＬｏｗレベルとする。基準電圧Ｖｒｅｆ１には、検出信号が通常とりうる値よりも大きな値を設定する。

出力状態判定部４２は、出力電圧検出信号が通常とりうる値よりも小さくなったことを判定するためのものであり、コンパレータＣｏｍｐ２により基準電圧Ｖｒｅｆ２と検出信号を比較することにより、検出信号が基準電圧Ｖｒｅｆ２を下回った場合には、異常状態とみなしてコンパレータＣｏｍｐ２の出力をＬｏｗレベルとする。基準電圧Ｖｒｅｆ２には、検出信号が通常とりうる値よりも小さな値を設定する。これにより検出信号が通常の値よりも大きい或いは小さいという異常が認められた場合には、出力異常状態判定手段４からゲート回路ＡＮＤ１へＬｏｗレベルの信号が与えられ、その結果、スイッチング素子ＳＷ１へのオンオフ制御信号はＬｏｗレベルに固定され、スイッチング動作は停止し、出力動作が停止となる。

なお、電源投入後、ＤＣ−ＤＣ変換回路１が動作を開始して、出力調整部５の出力調整動作が安定するまでの一定時間は、出力異常状態判定手段４の出力をＨｉｇｈレベルに維持しても良い。他の実施の形態でも同様である。

出力端（ｃ）側が電源Ｅの活線すなわち正側に接触した天絡の場合を想定し、動作に関して以下に説明する。出力端（ｃ）は電源Ｅの正側に接触しているので、出力端（ｃ）の電位は電源電圧Ｖｉに固定され、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作によって出力電圧Ｖｏが上昇すると、出力端（ａ）の電位は（Ｖｉ−Ｖｏ）となる。出力電圧Ｖｏが絶対値で電源電圧Ｖｉより大きくなると、出力端（ａ）の電位は負となる。これにより、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位は出力電圧Ｖｏの上昇に伴って低下し、その結果、検出電圧が低下すると、出力状態判定部４２により異常の判定がなされる。あるいは、出力端（ｃ）側の天絡により、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位が上昇したことを出力状態判定部４１で検知した場合も、異常の判定がなされる。

次に、出力端（ａ）が電源Ｅの活線すなわち正側に接触した天絡の場合を想定すると、出力端（ａ）は電源Ｅの正側に接触しているので、出力端（ａ）の電位は電源電圧Ｖｉに固定される。これにより、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位は上昇し、その結果、出力状態判定部４１により異常の判定がなされる。

以上のように、本発明によれば、出力端（ａ）と出力端（ｃ）の間に設けた抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路の間の分圧点より出力電圧Ｖｏの状態を出力電圧検出信号として得て、その検出された値が通常とりうる範囲の値であるかどうかを出力異常状態判定手段４で判別し、範囲外であった場合には異常状態が発生していると判定することで、出力線が天絡したことを判定することを可能としている。また、異常と判定した場合には、出力異常状態判定手段４からの出力によって、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力動作を停止とすることで、安全を確保している。

ところで、出力端（ａ）が電源Ｅに天絡した場合には、天絡電流は電源Ｅから、出力端（ａ）→抵抗Ｒ１→１次側接地線（ｇ）の経路で流れる。出力異常状態判定手段４により、異常を検知して回路の出力動作を停止したのちも、天絡が解消されない限り、この天絡電流は流れ続ける。これは、抵抗Ｒ１などの発熱、電源Ｅからの無駄な電力の消費などにつながる。また最悪の場合には、抵抗Ｒ１の焼損などの回路故障となりえる。そこで、天絡電流を抑制し小さくするためには、抵抗Ｒ１をある程度大きな値とすることが望ましい。

具体的には、少なくとも電源Ｅの電圧Ｖｉが通常とりうる範囲で最も高い場合を想定し、その場合に上記天絡が発生した場合においても、抵抗Ｒ１および電源装置の損失が、それぞれの許容損失以下となるように、抵抗Ｒ１の値を選定すればよい。

次に、出力端（ｃ）に地絡事故が発生した場合を想定する。出力端（ｃ）に地絡事故が発生した場合（電源Ｅの接地線側に接触した場合）を想定すると、地絡電流はトランスＴ１の２次側の整流・平滑回路から、出力端（ｃ）→１次側接地線（ｇ）→抵抗Ｒ１の経路で流れる。このとき、出力端（ｃ）は１次側接地線（ｇ）と同じ電位となるため、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位は一気に低下し、その結果、出力状態判定部４２により異常を判定することができる。

次に、出力端（ａ）に地絡事故が発生した場合を想定する。この場合、出力端（ａ）の電位は、もともと１次側接地線（ｇ）の電位と基本的に同じであるため、地絡が発生しても出力端（ａ）の電位が大きく変わることはなく、その結果、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位も通常とほぼ変わらないため、出力異常状態判定手段４が異常と判定して、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力動作を停止することはない。これにより、出力端（ａ）が地絡した場合においては、負荷への電力供給を継続して行なうことが出来る。

このことにより、負荷への電力供給が可能な場合には、継続して供給を行うこととなるため、例えば本電源装置を車両用前照灯（ヘッドランプ）の光源を点灯させるために用いる場合などには、可能な場合には点灯を継続して行うことが出来るようになるため、夜間の運転者の視界の確保という意味において、むしろ安全につながるなどの利点がある。ちなみに、従来の技術で述べた方法によると、このような場合でも出力動作を停止してしまうため、本電源装置を車両用前照灯（ヘッドランプ）に適用した場合などにおいて、点灯を継続して行うことは出来ない。

以上のように、本実施の形態によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路１をフライバックコンバータで構成したものにおいて、出力端（ｃ）もしくは出力端（ａ）が天絡した場合、あるいは出力端（ｃ）が地絡した場合には、速やかに異常の発生を検知して出力動作を停止とすることが出来る。また、異常な電流が流れない出力端（ａ）の地絡の場合には、出力動作を継続して行うことが出来るので、不必要に出力動作を停止することがなく、負荷への電力の供給を継続して行うことが出来るようになる。

また、電源装置の出力端子間が短絡したような場合にも、本構成によれば異常を検知することが可能となり、保護できるという効果も奏する。更に、負荷が短絡やあるいは低インピーダンス（低電圧）の状態となった場合や、或いは逆に開放となった場合などにも、通常とりうる範囲を超えて異常と認められる場合には、異常を検知して回路の保護が可能という効果も奏する。

また、本実施の形態では、出力電圧をモニターし、出力電圧が所定値となるようにＤＣ−ＤＣ変換回路１のスイッチング素子ＳＷ１を駆動する出力制御の回路を例に挙げて、本発明を適用した場合について述べたが、同様にして出力電流を所定値とする定電流制御など、その他の出力制御を行う回路に対しても、適用は可能である。

以上のように本発明を用いれば、電源装置の出力線に天絡や地絡が生じた場合にも、簡単な構成で、装置が故障や破壊などすることのないように保護が可能な電源装置を提供することが出来る。また本発明は、どのような出力制御がなされるものにも適用が可能である。

ところで、本実施の形態では出力電圧検出部３を電源装置の出力端間に接続した抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路とし、その間の分圧点から出力電圧検出信号を得る構成としたが、この他に図示はしないが電源装置の出力端（ｃ）のみから直接的に出力電圧検出信号を得るようにし、その信号の値が所定の範囲外かどうかを出力異常状態判定手段４で判定するように構成することも可能である（出力端（ｃ）からの配線が請求項記載の出力電圧検出部に相当）。ただし、この場合は、前述の電源装置の出力端子間が短絡したかどうかなどの保護機能を兼ねることは出来ない。

（実施の形態２）
図２に本発明の第２の実施の形態の回路図を示す。図２には、電源装置を構成するＤＣ−ＤＣ変換回路１がフォワードコンバータであるものに対して、本発明の保護手段を適用した場合の回路図を示している。フォワードコンバータは、スイッチング素子ＳＷ１がオンのときにトランスＴ１の１次側に印加された電圧を、トランスＴ１で巻数比倍に増加させた電圧としてトランスＴ１の２次側に発生させ、その電圧をダイオードＤ１、ダイオードＤ２、コイルＬ１、コンデンサＣ１から構成される回路で整流・平滑し、入力電圧Ｖｉを出力電圧Ｖｏに変換した電圧を発生させるものである。スイッチング素子ＳＷ１がオンのときには、ダイオードＤ１はオンであり、トランスＴ１の２次巻線→ダイオードＤ１→コイルＬ１→コンデンサＣ１の経路で電流が流れる。また、スイッチング素子ＳＷ１がオフのときには、ダイオードＤ１はオフであり、コイルＬ１→コンデンサＣ１→ダイオードＤ２の経路で回生電流が流れることになる。出力調整部５の動作に関しては、基本的に第１の実施の形態と同じである。

本発明の特徴とするところは、以下の通りである。上記ＤＣ−ＤＣ変換回路１において、トランスＴ１の２次側の整流・平滑回路の一方の出力端は装置の出力端（ａ）に接続されており、他方は装置の出力端（ｃ）に接続されている。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の１次側の接地線あるいはそれと同等の基準電位線（ｇ）と出力端（ａ）は、抵抗Ｒ１を介して接続されている。さらに、出力端（ａ）と出力端（ｃ）の間には、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路が接続され、その間の分圧点より出力電圧の状態を出力電圧検出信号として得ている。この出力電圧検出信号の値が、通常取りうる範囲の値であるかどうかを出力異常状態判定手段４で判断し、通常取りうる値でない場合にはゲート回路ＡＮＤ１にＬｏｗレベルの信号を与えることによって、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力動作を停止させるように構成されている。

このようにＤＣ−ＤＣ変換回路１がフォワードコンバータで構成されるものに対しても、本発明は適用が可能であり、実施の形態１で述べたのと同様の効果を奏する電源装置の提供が可能である。

（実施の形態３）
図３に本発明の第３の実施の形態の回路図を示す。図３には、電源装置を構成するＤＣ−ＤＣ変換回路１がプッシュプルコンバータであるものに対して、本発明の保護手段を適用した場合の回路図を示している。プッシュプルコンバータは、スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２を交互にオンオフ動作させることによって、その際にトランスＴ１の２次側に発生する電圧を、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、コイルＬ１、コンデンサＣ１から構成される回路で整流・平滑し、入力電圧Ｖｉを出力電圧Ｖｏに変換した電圧を発生させるものである。出力調整部５の動作に関しては、基本的に第１の実施の形態と同じである。

本発明の特徴とするところは、以下の通りである。上記ＤＣ−ＤＣ変換回路１において、トランスＴ１の２次側の整流・平滑回路の一方の出力端は装置の出力端（ａ）に接続されており、他方は装置の出力端（ｃ）に接続されている。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の１次側の接地線あるいはそれと同等の基準電位線（ｇ）と出力端（ａ）は、抵抗Ｒ１を介して接続されている。さらに、出力端（ａ）と出力端（ｃ）の間には、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路が接続され、その間の分圧点より出力電圧の状態を出力電圧検出信号として得ている。この出力電圧検出信号の値が、通常取りうる範囲の値であるかどうかを出力異常状態判定手段４で判断し、通常取りうる値でない場合にはゲート回路ＡＮＤ１にＬｏｗレベルの信号を与えることによって、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力動作を停止させるように構成されている。

このようにＤＣ−ＤＣ変換回路１がプッシュプルコンバータで構成されるものに対しても、本発明は適用が可能であり、実施の形態１で述べたのと同様の効果を奏する電源装置の提供が可能である。

また、図１、図２、図３の各方式のＤＣ−ＤＣ変換回路１に本発明を適用した回路を示したが、その他の方式の回路に対しても、同様にして本発明を適用することは可能である。

（実施の形態４）
図４に本発明の第４の実施の形態の回路図を示す。本実施の形態では、フライバックコンバータ構成の電源装置で、出力電流が所定値となるように電流制御がなされるものに、本発明を適用した場合の構成を詳細に説明する。

スイッチング素子ＳＷ１のオンによってトランスＴ１にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子ＳＷ１のオフでトランスＴ１の２次側からエネルギーを放出し、ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に充電する。負荷２には主に平滑コンデンサＣ１から電力を供給する。負荷２に流れる電流を電流検出抵抗Ｒ４で出力電流信号として検出し、信号増幅部５１で信号を増幅したのち、誤差演算部５２で基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較し、その結果をＰＷＭ指令信号としてＰＷＭ信号発生部５３に入力する。ＰＷＭ信号発生部５３でＰＷＭ信号を発生させ、スイッチング素子ＳＷ１にオンオフ制御信号として供給し、出力調整を行なうようにフィードバック制御系が構成されている。信号増幅部５１、誤差演算部５２、ＰＷＭ信号発生部５３により、出力電流制御手段５０が構成されている。

本実施の形態では、信号増幅部５１はオペアンプＡｍｐ２とその周辺抵抗Ｒ１２〜Ｒ１５で構成される差動増幅回路、誤差演算部５２はオペアンプＡｍｐ１とその周辺抵抗Ｒ１０，Ｒ１１及びコンデンサＣ１０で構成される比例積分回路としている。また、ＰＷＭ信号発生部５３はコンパレータＣｏｍｐ３と発振器ＯＳＣ１から構成され、発振器ＯＳＣ１が発生する三角波と指令値をコンパレータＣｏｍｐ３で比較した結果を、ＰＷＭ信号（パルス幅可変の矩形波信号）とする方式を示している。

上記フライバックコンバータ構成の電源装置において、トランスＴ１の２次側の整流・平滑回路の一方の出力端（ｂ）は、電流検出抵抗Ｒ４を介して装置の出力端（ａ）に接続されており、他方は装置の出力端（ｃ）に接続されている。図４では、出力端（ｂ）の出力電位より出力端（ｃ）の出力電位の方が高い回路構成になっている。１次側の接地線あるいはそれと同等の基準電位線（ｇ）と出力端（ａ）は、抵抗Ｒ１を介して接続されている。さらに、出力端（ａ）と出力端（ｃ）の間には、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の直列回路が接続され、その間の分圧点より出力電圧の状態を出力電圧検出信号として検出する。

出力異常状態判定手段４は、出力電圧検出信号を受けて出力の異常の有無を判定する。出力異常状態判定手段４は、過電圧検出回路４ａと低電圧検出回路４ｂにより構成される。ここに過電圧検出回路４ａは前述の実施の形態の出力状態判定部４１に、低電圧検出回路４ｂは出力状態判定部４２に相当するものである。

本実施の形態では、定電流制御を用いているので、定電圧制御を用いた実施の形態１〜３に比べると出力電圧の通常とりうる範囲が広くなっている。したがって、過電圧検出回路４ａや低電圧検出回路４ｂは定電流制御の場合に適合するように設計されている。

過電圧検出回路４ａは、定電流制御の場合に出力電圧検出信号が通常とりうる値よりも大きくなったことを判定するためのものであり、コンパレータＣｏｍｐ１により基準電圧Ｖｒｅｆ１と検出信号を比較することにより、検出信号に異常が認められた場合にはコンパレータＣｏｍｐ１の出力をＬｏｗレベルとする。基準電圧Ｖｒｅｆ１には、検出信号が通常とりうる値よりも大きな値を設定する。

低電圧検出回路４ｂは、定電流制御の場合に出力電圧検出信号が通常とりうる値よりも小さくなったことを判定するためのものであり、コンパレータＣｏｍｐ２により基準電圧Ｖｒｅｆ２と検出信号を比較することにより、検出信号に異常が認められた場合にはコンパレータＣｏｍｐ２の出力をＬｏｗレベルとする。基準電圧Ｖｒｅｆ２には、検出信号が通常とりうる値よりも小さな値を設定する。

これにより検出信号が通常の値よりも大きい或いは小さいという異常が認められた場合には、出力異常状態判定手段４からゲート回路ＡＮＤ１へＬｏｗレベルの信号が与えられ、その結果、スイッチング素子ＳＷ１へのオンオフ制御信号はＬｏｗレベルとなり、スイッチング動作は停止し、出力動作が停止となる。

出力端（ｃ）側が電源Ｅの活線すなわち正側に接触した天絡の場合を想定すると、出力端（ｃ）は電源Ｅの正側に接触しているので、出力端（ｃ）の電位は電源電圧Ｖｉに固定され、電力変換回路１の動作によって出力電圧Ｖｏが上昇すると、出力端（ｂ）の電位は（Ｖｉ−Ｖｏ）となる。出力電圧Ｖｏが電源電圧Ｖｉより大きくなると、出力端（ｂ）および出力端（ａ）の電位は負となる。これにより、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位は出力電圧Ｖｏの上昇に伴って低下し、その結果、検出電圧が低下すると、低電圧検出回路４ｂにより異常の判定がなされる。あるいは、出力端（ｃ）側の天絡により、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位が上昇したことを過電圧検出回路４ａで検知した場合も、異常の判定がなされる。

次に、出力端（ａ）が電源Ｅの活線すなわち正側に接触した天絡の場合を想定すると、出力端（ａ）は電源Ｅの正側に接触しているので、出力端（ａ）の電位は電源電圧Ｖｉに固定される。これにより、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位は上昇し、その結果、過電圧検出回路４ａにより異常を判定することができる。

出力端（ｃ）に地絡事故が発生した場合（電源Ｅの接地線側に接触した場合）を想定すると、地絡電流はトランスＴ１の２次側の整流・平滑回路から、出力端（ｃ）→１次側接地線（ｇ）→抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ４の経路で流れる。このとき、出力端（ｃ）は１次側接地線（ｇ）と同じ電位となるため、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位は一気に低下し、その結果、低電圧検出回路４ｂにより異常を判定することができる。

ところで地絡条件において、配線の炭化や絶縁劣化などのインピーダンス低下による地絡からの保護を想定する場合は、保護を行なうことを想定する地絡インピーダンスに相当する抵抗値より大きな値の抵抗をＲ１に用いるとよい。

次に、出力端（ａ）に地絡事故が発生した場合を想定する。この場合、出力端（ａ）の電位は、もともと１次側接地線（ｇ）の電位と基本的に同じであるため、地絡が発生しても出力端（ａ）の電位が大きく変わることはなく、その結果、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位も通常とほぼ変わらないため、出力異常状態判定手段４が異常と判定して、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力動作を停止することはない。これにより、出力端（ａ）が地絡した場合においては、負荷２への電力供給を継続して行なうことが出来る。

上記により、本実施の形態によれば、出力端（ｃ）もしくは出力端（ａ）が天絡した場合、あるいは出力端（ｃ）が地絡した場合には、速やかに異常の発生を検知して出力動作を停止し、装置の保護および安全の確保が可能となる。また、継続して異常な電流が流れない出力端（ａ）の地絡の場合には、出力動作を継続して行うことが出来るので、不必要に出力動作停止とすることがなく、負荷へ２の電力の供給が可能となる。

また、本実施の形態に記載の構成によれば、負荷の短絡や開放などの異常を判定し保護する負荷異常時の保護機能も合わせて兼ね備えることが出来るため、保護回路の構成を簡略化できる利点もある。すなわち、負荷２が開放状態のときには、過電圧検出回路４ａにより出力電圧検出信号の上昇を検出し回路の出力動作を停止とすることができ、また、負荷２が短絡状態のときには、低電圧検出回路４ｂにより出力電圧検出信号の低下を検出し回路の出力動作を停止とすることが可能となる。

（実施の形態５）
図５に本発明の第５の実施の形態の回路図を示す。本実施の形態と第４の実施の形態の違いは、出力の電位が正ではなく負であることである。詳しくは、フライバックコンバータ構成の電力変換装置において、トランスＴ１の２次側の整流・平滑回路の一方の出力端（ｂ）は、電流検出抵抗Ｒ４を介して装置の出力端（ａ）に接続されており、他方は装置の出力端（ｃ）に接続されている。図５では、出力端（ｂ）の出力電位より出力端（ｃ）の出力電位の方が低い回路構成になっているため、負荷２へ出力される電位は負となる。１次側の接地線あるいはそれと同等の基準電位線（ｇ）と出力端（ａ）は、抵抗Ｒ１を介して接続されている。その他の構成は、第４の実施の形態と基本的に同じであるが、出力の電位が負であることに対応させて、過電圧検出回路４ａと低電圧検出回路４ｂの基準電圧Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２を負の電圧として与えている。

それぞれの出力端が天絡もしくは地絡した場合の動作に関して、以下に記す。出力端（ｃ）が天絡した場合、出力端（ｃ）の電位は電源電圧Ｖｉに固定され、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作によって出力電圧Ｖｏが上昇すると、出力端（ｂ）の電位はＶｉ＋Ｖｏと更に高い値となる。同じく抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位も上昇し、その結果、過電圧検出回路４ａにより異常を判定することができる。

出力端（ａ）が天絡した場合、出力端（ａ）の電位は電源電圧Ｖｉに固定され、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位も上昇し、その結果、過電圧検出回路４ａにより異常を判定することができる。

出力端（ｃ）が地絡した場合、地絡電流はトランスＴ１の２次側の整流・平滑回路から、抵抗Ｒ４→抵抗Ｒ１→１次側接地線（ｇ）→出力端（ｃ）の経路で流れる。このとき、出力端（ｃ）の電位は通常は負であるが、１次側接地線（ｇ）と同じ電位となるため、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位も上昇し、その結果、過電圧検出回路４ａにより異常を判定することができる。

次に、出力端（ａ）に地絡事故が発生した場合を想定する。この場合、出力端（ａ）の電位は、もともと１次側接地線（ｇ）の電位と基本的に同じであるため、地絡が発生しても出力端（ａ）の電位が大きく変わることはなく、その結果、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点の電位も通常とほぼ変わらないため、出力異常状態判定手段４が異常と判定して、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力動作を停止することはない。これにより、出力端（ａ）が地絡した場合においては、負荷２への電力供給を継続して行なう。

上記により、本発明は出力が負の電力変換装置に対しても適用が可能で、有効であることが分かる。本実施の形態によれば、出力端（ｃ）もしくは出力端（ａ）が天絡した場合、あるいは出力端（ｃ）が地絡した場合には、速やかに異常の発生を検知して出力動作を停止し、装置の保護および安全の確保が可能となる。また、継続して異常な電流が流れない出力端（ａ）の地絡の場合には、出力動作を継続して行うことが出来るので、不必要に出力動作停止とすることがなく、負荷２への電力の供給が可能となる。

また、本実施の形態に記載の構成によれば、負荷の短絡や開放などの異常を判定し保護する負荷異常時の保護機能も合わせて兼ね備えることが出来るため、保護回路の構成を簡略化できる利点もある。ちなみに、図５に記載の過電圧検出回路４ａは負荷２が開放となった場合の異常を検出し回路を保護するためのものであり、図５に記載の低電圧検出回路４ｂは負荷が短絡となった場合の異常を検出し回路を保護するためのものである。

ところで、本実施の形態においては、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の間の分圧点から得た出力電圧検出信号を、直接コンパレータＣｏｍｐ１およびＣｏｍｐ２の入力とし、負の基準電圧Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２と比較する構成を例示したが、この場合、コンパレータＣｏｍｐ１，Ｃｏｍｐ２は正負２電源を必要とし、構成が複雑となる。そこで、出力電圧信号を一旦、オペアンプなどで構成される回路で反転増幅した後に、単一電源のコンパレータで正の基準電圧と比較する構成としてもよい。そのようにすることにより、図５の構成では必要となる制御回路の負側の電源を無くすことができる。

（実施の形態６）
図６に本発明の第６の実施の形態の回路図を示す。基本的には、第４の実施の形態で示した電源装置を用いて、発光ダイオード（ＬＥＤ）を複数個直列接続した半導体光源に電力を供給するようにした例を示している。ＬＥＤ負荷は、所定の順方向電圧を有した低インピーダンスの負荷であるため、出力電流制御に適した負荷のひとつである。その他、第４の実施の形態との違いは、入力フィルタ６を図示したこと、出力フィルタ７を図示したこと、筐体への接地点ＦＧを図示したこと、抵抗Ｒ１と並列にコンデンサＣ２を設置したこと、出力異常状態判定手段４に計時回路（タイマ回路とラッチ回路）を設けたことである。

出力フィルタ７は、電源装置からのノイズの抑制などのために設けられるものである。図６では、出力端（ｃ）および出力端（ａ）の各々をコンデンサＣ３およびＣ４で接地した構成の出力フィルタを示している。

ところでいま、例えば負荷２が開放の状態で回路が動作を開始した場合を想定すると、回路の動作が開始したときには、出力フィルタ７を構成するコンデンサＣ３の電荷は零であるので、コンデンサＣ１の電圧Ｖｏの上昇にあわせてコンデンサＣ３を充電するための電流が、トランスＴ１の２次側の整流・平滑回路からコンデンサＣ３→１次側接地線（ｇ）→抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ４の経路で流れる。上記コンデンサＣ３への充電電流により、抵抗Ｒ１の両端間には電位差が発生し、出力端（ａ）の電位は一時的に低下することになる。

一方、負荷２が開放状態のときには過電圧検出回路４ａにより出力電圧検出信号の上昇を検出し、回路の動作を停止する制御がなされるが、この際、出力端（ａ）の電位が一時的に低下すると、その影響を受けて出力電圧検出信号の値も一時的に低下することとなり、その結果、過電圧停止の設定電圧値以上の過渡的な電圧が出力電圧Ｖｏとして発生することになる。出力電圧Ｖｏの過渡的な電圧の発生は、回路を構成する素子への印加電圧の上昇につながるため、そのストレスを考慮した素子を選定する必要などが生じ、装置の小型化、低コスト化などの観点からみても好ましくない。

そこで本実施の形態では、抵抗Ｒ１と並列にコンデンサＣ２を設けることにより、出力電圧Ｖｏの過渡的な電圧の発生を低減可能としている。コンデンサＣ２をコンデンサＣ３に対して十分に大きな容量値とすることにより、回路動作開始時における抵抗Ｒ１の両端間に発生する電位差を低減することが可能となる。また、抵抗Ｒ１と並列にコンデンサＣ２を設けることは、出力側回路の高周波的な電位の安定化にもつながるため、ノイズの抑制などに対して効果的である。

入力フィルタ６は、電源装置から漏洩するノイズの抑制や外部から電源装置へ侵入するノイズの低減のために設けられるものである。コンデンサＣ５，Ｃ６は高周波成分のバイパス、コイルＬ２，Ｌ３は高周波成分のブロックの機能を有しており、全体としてローパスフィルタとして機能する。

また、後述の図１０に示すように、電源装置９５は金属の筐体を有しており、本実施の形態ではその筐体への接続（接地）を接地点ＦＧ（図示）、すなわちＤＣ−ＤＣ変換回路１の１次側と抵抗Ｒ１の接続点としている。

高出力のＬＥＤ負荷の場合、ＬＥＤ自体からの発熱を処理するために放熱板９２に取り付けられて使用されるのが一般的であるが、電源装置９５の筐体とＬＥＤ負荷２の放熱板９２が固定やノイズ低減などの理由によって電気的に接続あるいは一体に構成されているとした場合、電源装置９５の出力端子がＬＥＤ負荷２の放熱板９２へ地絡する事故の発生が想定される。出力端（ａ）が上記ＬＥＤ負荷２の放熱板２へ地絡した場合、仮に筐体への接地が入力フィルタ６の電源Ｅ側でなされていた（つまり図６での接地点ＦＧが図示とは逆で、入力フィルタの電源Ｅ側であった場合）とすると、入力フィルタ６を構成する素子（図６ではコイルＬ３）のインピーダンスによって１次側の接地線（ｇ）とは回路に流れる電流により電位差が発生しているため、その影響を受けて抵抗Ｒ１の両端間には無視できない程度の電位差が生じることとなり、出力電流制御手段５０へ入力される検出値などへ影響を及ぼす場合がある。例えば、出力電流制御手段５０のオペアンプに単電源のものを用いた場合を考えると、制御回路のグランドが１次側の接地線（ｇ）であり、接地点ＦＧが仮に入力フィルタ６の電源Ｅ側で設けられていたとすると、上記の理由により出力端（ａ）の電位が負となった場合、信号増幅部５１を構成する抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５の接続点に発生する電位も負となるため、オペアンプＡｍｐ２への入力が負となり、期待する差動増幅動作が得られなくなり、出力電流を所定の値に制御することが出来なくなる。

そこで、本実施の形態では、筐体への接地点ＦＧの設置箇所を、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の１次側と抵抗Ｒ１の接続点とすることにより、上記の問題が発生しないようにしている。１次側の接地線（ｇ）において筐体への接地点ＦＧを設けることにより、出力端（ａ）がＬＥＤ負荷の放熱板へ地絡した場合においても、抵抗Ｒ１の端子間での問題となる電位差の発生がなくなるため、出力端（ａ）に上記地絡が発生した場合においても、出力電流を所定の値に制御することが可能となる。

また、第４の実施の形態に対して、本実施の形態では、出力異常状態判定手段４の構成を変えて、新たに計時回路を設けている。具体的には、図６に示すように計時回路はゲート回路ＡＮＤ４とタイマ回路４ｃおよびラッチ回路４ｄで構成されており、図示するように接続されている。コンパレータＣｏｍｐ１もしくはＣｏｍｐ２のいずれかの出力がＬｏｗレベルとなると、ゲート回路ＡＮＤ４の出力もＬｏｗレベルとなり、タイマ回路４ｃはそれをもって計時を開始し、出力電圧検出信号が通常取り得る範囲を逸脱している状態が所定時間にわたり継続して発生すると、タイマ回路４ｃからラッチ回路４ｄへの信号が切り替り、その信号を受けてラッチ回路４ｄの出力はＬｏｗレベルとなり、電源再投入時にリセットされるまでの間、この状態を保持する。

本構成により、出力電圧検出信号に異常が発生し、過電圧検出回路４ａもしくは低電圧検出回路４ｂでその異常を検知した場合に、これらの異常が所定時間継続して発生した場合には、ゲート回路ＡＮＤ１へ与える信号をラッチ回路４ｄで保持し、Ｌｏｗレベルに固定することにより、異常発生時における回路の出力動作停止を維持することが出来るようになる。また、コンパレータＣｏｍｐ１の出力をゲート回路ＡＮＤ１にも直接入力しているため、負荷２が開放などの場合に過電圧検出回路４ａにより出力電圧の上昇を検知した場合には、速やかに回路の出力動作を一時的に停止することができ、過大な出力電圧の発生を防ぐことも出来る。

上記構成によれば、装置の出力に天絡や地絡の異常が発生した場合、あるいは負荷に短絡や開放もしくは素子電圧異常などの異常状態が発生した場合に、その異常状態が継続して認められた場合には、回路の出力動作を停止し、かつ停止した状態を維持することが出来るので、ノイズなどの影響を受けずに確実に異常の判断が出来るようになり、かつ異常が発生した場合には出力動作の停止を維持することにより、より安全な装置を提供することが可能となる。

本実施の形態においては、計時回路は一つとし、過電圧異常、低電圧異常とも同じ時間を計時する場合を示したが、異常の状態やその際に回路へ流れる電流によるストレスなどを考えて、例えば独立して各々の時間を設定するような構成としてもよい。

また、過電圧検出回路４ａからの出力をゲート回路ＡＮＤ１へ入力することにより、一時的な回路動作の停止にも用いる構成としているが、無負荷（負荷開放）状態の検知用に第２の過電圧検出回路を別途設けて、基準電圧Ｖｒｅｆ１とは違い、より高い電圧値で検出を行い、回路動作を速やかに停止する構成とするなどしてもよい。

（実施の形態７）
本発明の第７の実施の形態の回路図を図７に、マイコン４０の動作説明図を図８に示す。本実施の形態では、出力異常状態の判定をマイコン４０を用いて実施している点、出力が異常と判定された場合に使用者に対して異常を知らせる外部出力を設けた点が、先の実施の形態に対して大きく異なる点である。その他、本実施の形態と第６の実施の形態との違いは、入力部に入力フィルタ６ではなく電源逆接続保護回路８を図示している点、２次側の整流・平滑回路の後段にコイルＬ４とコンデンサＣ７からなるフィルタを接続している点、ＰＷＭ信号発生部５３を電流モード制御とした点が挙げられる。

電源逆接続保護回路８は、入力に電源が逆極性で接続されたときに回路に流れる電流を遮断し回路を保護するためのものであるが、スイッチング素子Ｑ１がインピーダンスを有するため、先のフィルタの場合と同様の理由により、このような回路を入力部に設ける場合も、接地点ＦＧは図示されたようにＤＣ−ＤＣ変換回路１の１次側と抵抗Ｒ１の接続点である接地線（ｇ）に設けるのがよい。

２次側の整流・平滑回路の後段に設けたコイルＬ４とコンデンサＣ７からなるフィルタ回路は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１からの出力電圧をより平滑することができるので、低インピーダンスな負荷であるＬＥＤ負荷に流れる電流のリップルを低減するために有効である。またこの際、出力電圧検出信号は、装置の出力端（ｃ）と出力端（ａ）の間で検出してもよいが、図示したように、コンデンサＣ１とダイオードＤ１の接続点と出力端（ａ）の間で検出してもよい。

本実施の形態では、ＰＷＭ信号発生部５３を電流モード制御で構成した例を示している。マイコン４０のＴＩＭＥＲポートＨＦからは、ＤＣ−ＤＣ変換回路１を駆動するための発振信号が与えられ、ワンショット回路Ｏｎｅｓｈｏｔ２はその立上りを受けて、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦのセット端子Ｓにセットのためのパルス信号を与え、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦの出力ＱはＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子ＳＷ１はオンに駆動される。

コンパレータＣｏｍｐ３では、誤差演算部５２からの出力と、トランスＴ１の１次側に流れる電流の瞬時値を抵抗Ｒｓに発生する電圧で検出した値とを比較し、その結果をワンショット回路Ｏｎｅｓｈｏｔ１に与える。ワンショット回路Ｏｎｅｓｈｏｔ１は、その立下りを受けて、セット・リセットフリップフロップＲＳ−ＦＦのリセット端子Ｒにリセットのためのパルス信号を与え、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦの出力ＱはＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子ＳＷ１はオフに駆動される。

なお、ゲート回路ＡＮＤ１には、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦの出力Ｑのほかに、マイコン４０のＴＩＭＥＲポートＨＦから発振信号が入力されており、発振信号がＬｏｗレベルになると、ゲート回路ＡＮＤ１の出力はＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子ＳＷ１はオフに駆動される。これによりスイッチング素子ＳＷ１の最大オン時間を規定するものである。
上記のようにして、本実施の形態では、電流モード制御を実現している。

本実施の形態では、出力異常状態の判定をマイコン４０を用いて実施しているが、出力が異常と判定された場合に使用者に対して異常を知らせる外部出力を設けたことも含めて、図７および図８を用いて説明する。

図８は出力状態監視に関するマイコン４０の動作説明図である。ステップ＃１以降の出力状態監視のフローについて説明する。ステップ＃２で、Ａ／Ｄ変換により出力電圧検出信号をＶｏｕｔとして取得する。ステップ＃３で、取得したＶｏｕｔの値が所定値ＶＨＩより大きいかどうかを判定する。Ｖｏｕｔの値が所定値ＶＨＩより大きくなかった場合、ステップ＃４に移行し、高周波信号の出力を許可とする。これにより、マイコン４０のＴＩＭＥＲポートＨＦから高周波信号が出力される、あるいは既に出力されていた場合には高周波信号の出力が継続して行なわれ、その結果、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力動作が行われる。

ステップ＃５では、Ｖｏｕｔの値が所定値ＶＬＯより小さいかどうかを判定する。Ｖｏｕｔの値が所定値ＶＬＯより小さくなかった場合、ステップ＃６に移行し、Ｖｏｕｔの異常状態をカウント（計時）するＶｏｕｔ異常カウンタの値をクリアし、その後ステップ＃２から繰り返す。

ステップ＃３でＶｏｕｔの値が所定値ＶＨＩより大きかった場合は、ステップ＃７に移行し、高周波信号の出力を停止させ、その結果、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力動作を停止とする。

ステップ＃８では、Ｖｏｕｔ異常カウンタの値をカウントアップし、異常状態の発生時間を計時する。ステップ＃５で、Ｖｏｕｔの値が所定値ＶＬＯより小さいと判定された場合にも、ステップ＃８へ移行し、Ｖｏｕｔ異常カウンタの値をカウントアップする。

ステップ＃９で、Ｖｏｕｔ異常カウンタの値が閾値以上であるかどうかを判定し、閾値に達していない場合は動作を継続させ、閾値以上であった場合には、ステップ＃１０へ移行し、高周波信号の出力を停止させ、その結果、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力動作を停止させる。

ステップ＃１１では、出力異常により回路動作を停止させたことを使用者へ知らせるためのエラー信号ＥＲＲを、マイコン４０の出力ポートＥＲＲより出力する。このとき、図７のトランジスタＱ２はオンとなり、外部に設けたエラー表示用のＬＥＤに電流が流れ、使用者へ異常を知らせることが出来る。ここに、図７のＶｂは外部より与えられる電源である。この状態は、装置の電源がリセットされるまで維持される。

上記動作により、マイコン４０を用いて出力異常状態の判定、及び異常判定時の使用者への報知を行なうことができる。

本実施の形態では、異常が発生したことを使用者へ報知することができるため、使用者が確実に異常の発生を知ることができるという効果がある。また、出力異常状態の判定をマイコン４０を用いて行なうようにしているため、ソフトを書き換えるだけで、簡単に負荷などに応じて所望の異常判定の閾値（上述の所定値ＶＨＩ、ＶＬＯ）や計時の時間（ステップ＃９の閾値）を設定することが出来るなどの利点がある。

本実施の形態では、出力異常の判定を全てマイコン４０で行なう構成としているが、例えば無負荷（負荷開放）時の過電圧検出回路は別途設けた回路で速やかに保護動作を実施する構成としてもよい。

本実施の形態の他の異常報知回路の例を図９に示す。図９に示した回路は、例えば以下のマイコン動作と組み合せて使用すると効果的である。出力異常により回路動作を停止させたことを使用者へ知らせるためのエラー信号ＥＲＲの動作を、例えば通常時は低周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗを繰り返し出力するようにしておき、異常判定時にはＬｏｗに固定するなどすることにより、外部に設けた警告信号ＷＮＧの出力を通常時と異常発生時とで変化させる。

このようにすることにより、この警告信号ＷＮＧの変化を、図示していない別の外部装置で受けて異常の発生を判断し、使用者へ知らせるようにすることができる。また、いずれの異常判定で動作を停止したのかを判別できるようにマイコン４０を動作させ、その結果を受けて発生する信号の仕様を変える（例えば、過電圧状態継続判断で停止させた場合にはＬｏｗに固定とし、低電圧状態継続判断で停止させた場合にはＨｉｇｈに固定とするなど）ことによって、警告信号ＷＮＧに基づいて、いずれの異常が発生しているかを判断出来るようにしてもよい。

ところで、前述の実施の形態も含めて、ＤＣ−ＤＣ変換回路１や制御回路の構成は各実施の形態に例示した構成に限るものではない。例えば、誤差演算部５２は比例積分回路を例として示したが、他の比例回路などでもよい。また、マイコン４０の動作フローに関しても図示した限りではなく、同様の動作が得られる構成であればよい。

（実施の形態８）
図１０に本発明の第８の実施の形態の灯具の断面図を示す。図示した灯具は、車両用のヘッドランプ９０の構成の概要を示したものである。前述の構成を有し、金属の筐体でケーシングされた電源装置９５が、ヘッドランプ９０の筐体の下面部に取り付け搭載されている。複数個のＬＥＤ素子により構成されたＬＥＤモジュール２０が放熱板９２に取り付けられており、レンズや反射板で構成される光学ユニット９１とともに、光源ユニットを構成している。光源ユニットは、ヘッドランプ９０の筐体に光源ユニット固定用治具９３で固定されている。電源装置９５の入力の電源線９６はバッテリ（図示せず）へ、異常報知用の信号線９７は車両側のユニット（図示せず）へ接続されている。電源装置９５の出力線９４は、ＬＥＤモジュール２０へ接続されている。

前述の通り本発明によれば、電源装置９５の出力線９４に天絡などの異常状態が発生し保護が必要な場合には速やかに点灯動作を停止とし、また出力線９４がＬＥＤモジュール２０用の放熱板９２へ地絡するなどの異常な電流が流れない場合においては点灯を維持することにより、運転者の夜間の視界の確保が可能な、安全な灯具を提供することが可能となる。

（実施の形態９）
図１１に本発明の第９の実施の形態の車両の斜視図を示す。前述の灯具を車両１００のヘッドランプ１０１として用いた例である。配線の不備や何らかの事故などによって配線切れや配線被覆の剥離などが生じ、電源装置の出力に天絡や地絡が発生しても、運転者の夜間の視界の確保が可能であることにより、使用者の安全を確保可能な車両を提供することが可能となる。

またここでは、本発明の点灯装置を車両１００のヘッドランプ１０１に用いた場合を示したが、その他、方向指示器１０２や尾灯１０３などへの適用に関しても同様の効果が得られる。

またＬＥＤ負荷を点灯させる電源装置として、各実施の形態では電流を所定値に直接制御する回路に関して述べたが、実施の形態１〜３などで述べた出力電圧を所定値に制御する電源装置でＬＥＤ負荷を点灯させる場合にも、本発明は有効である。

本発明の第１の実施の形態の回路図である。 本発明の第２の実施の形態の回路図である。 本発明の第３の実施の形態の回路図である。 本発明の第４の実施の形態の回路図である。 本発明の第５の実施の形態の回路図である。 本発明の第６の実施の形態の回路図である。 本発明の第７の実施の形態の回路図である。 本発明の第７の実施の形態のマイコンの動作説明図である。 本発明の第７の実施の形態の他の異常報知回路の回路図である。 本発明の第８の実施の形態の灯具の断面図である。 本発明の第９の実施の形態の車両の斜視図である。

符号の説明

Ｒ１ 電流制限用抵抗
Ｔ１ トランス
１ ＤＣ−ＤＣ変換回路
２ 負荷
３ 出力電圧検出部
４ 出力異常状態判定手段
５ 出力調整部

Claims (9)

1. トランスによって１次側の電流経路と２次側の電流経路が分離されているＤＣ−ＤＣ変換回路を有する電源装置において、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力２端子のうち一方の端子と１次側の接地線あるいはそれと同等の基準電位線の間に、電源装置の出力端に異常が生じた場合に流れる異常電流を制限するための電流制限用抵抗を接続し、
   電源装置の出力端の状態を検出するための出力電圧検出部を備えてなり、
   前記出力電圧検出部からの出力電圧検出信号を受けて、当該信号が所定の範囲外となった場合に出力異常と判定する出力異常状態判定手段を備え、
   電源装置の出力端が天絡した場合に、前記出力異常状態判定手段の判定結果を受けて、出力動作を停止させ、
   電源装置の前記電流制限用抵抗を接続した側の出力端が地絡した場合には、出力動作を継続させるようにしたことを特徴とする電源装置。
2. 前記電流制限用抵抗の値は、少なくとも電源装置に供給される電源電圧が前記電流制限用抵抗の両端間に直接加わったとしても、当該抵抗および電源装置の許容損失以下となるように設定されることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記電流制限用抵抗と並列に、コンデンサを接続したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源装置。
4. 電源装置は金属の筐体を有し、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の１次側と前記電流制限用抵抗の接続点において、前記筐体への接地がなされていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電源装置。
5. 出力異常状態判定手段による出力異常の判定は、異常とされる状態が所定時間以上継続して発生した場合に出力異常と判定することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置。
6. 出力が異常であると判定したときには、出力の異常を使用者へ知らせるための信号を出力する手段を設けたことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電源装置。
7. 前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、出力電流が所定値となるように制御されるものであり、接続される負荷は、発光ダイオードであることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の電源装置。
8. 請求項７記載の電源装置を搭載したことを特徴とする灯具。
9. 請求項８記載の灯具を搭載したことを特徴とする車両。

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