JP5079855B2 - Ｌｅｄ駆動回路及びこれを用いたｌｅｄ照明灯具 - Google Patents

Description

本発明は、ＬＥＤ駆動回路及びこれを用いたＬＥＤ照明灯具に関する。

ＬＥＤ（Light Emitting Diode）は低消費電流で長寿命などの特徴を有し、表示装置だけでなく照明器具等にもその用途が広がりつつある。なお、ＬＥＤ照明器具では、所望の照度を得るために、複数個のＬＥＤを使用する場合が多い（例えば、特許文献１、３、４参照）。

一般的な照明器具は商用交流電源を使用することが多く、白熱電球などの一般的な照明灯具に代えてＬＥＤ照明灯具を使用する場合などを考慮すると、ＬＥＤ照明灯具も一般的な照明灯具と同様に商用交流電源を使用する構成であることが望ましい。

また、白熱電球を調光制御しようとした場合、スイッチング素子（一般的にはサイリスタ素子やトライアック素子）を交流電源電圧のある位相角でオンすることにより白熱電球への電源供給をボリューム一つで簡単に調光制御できる位相制御式調光器（一般的に白熱ライコンと呼ばれている）が用いられている（例えば、特許文献２参照）。しかしながら、白熱電球を位相制御式調光器で調光する場合において、ワット数の小さな白熱電球と調光器を接続するとちらつきや点滅が生じ正常に調光できないことが知られている。

交流電源使用のＬＥＤ照明灯具を調光制御しようとした場合、既存の白熱灯用の位相制御式調光器をそのまま接続できることが望ましい。調光用の設備は既存のままで、灯具のみをＬＥＤ照明灯具にすることにより、白熱灯に比較すると大幅な低消費電力化が可能になる。また、調光用の設備をＬＥＤ照明灯具専用のものに変更することなく互換性を確保でき、設備コストの低減につながる。

特開２００４−３２７１５２号公報 特開２００５−２６１４２号公報 特開２００６−３１９１７２号公報 特開２００８−１０４２７３号公報

ここで、交流電源を用いたＬＥＤ照明灯具を調光制御することができるＬＥＤ照明システムの従来例を図１６に示す。図１６に示すＬＥＤ照明システムは、位相制御式調光器２００と、ダイオードブリッジＤＢ１及び電流制限部ＩＬを有するＬＥＤ駆動回路３００と、ＬＥＤを直列に接続したＬＥＤアレイ４００を備えている。交流電源である商用電源１００と電流制限部ＩＬの間に位相制御式調光器２００が直列に接続されている。位相制御式調光器２００では、半固定抵抗Ｒｖａｒの抵抗値を可変させることにより、抵抗値に依存した電源位相角でトライアックＴｒｉをオンさせる。通常、半固定抵抗Ｒｖａｒは回転つまみやスライド式になっており、つまみの回転角を変えたり、スライド位置を変えることにより、照明灯具の調光制御ができるようになっている。さらに、位相制御式調光器２００では、コンデンサＣａとインダクタＬによる雑音抑制回路が構成され、位相制御式調光器２００から交流電源ラインに帰還する雑音を低減している。図１７に位相制御式調光器２００の位相角が０°、４５°、９０°、１３５°に対応する調光器の出力波形とダイオードブリッジＤＢ１の出力波形を示す。位相角が大きくなるに従い、ダイオードブリッジ出力波形の電圧の平均値が小さくなる。位相制御式調光器２００にＬＥＤ照明灯具を接続すると調光器の位相角が大きくなるに従い、明るさが暗くなる。

位相制御式調光器２００の位相角を大きくして、ＬＥＤの明るさを暗くしていった場合、ダイオードブリッジＤＢ１の出力電圧がＬＥＤアレイ４００の光はじめの順方向電圧（ＶＦ）よりも小さくなった場合、ＬＥＤアレイ４００が光らなくなり調光器に流れる電流が急激に減少する。調光器に流れる電流が急激に減少すると、調光器内部のトライアックＴｒｉのオン保持電流を下回るため、トライアックがオフして調光器の出力が停止して不安定になり、ＬＥＤアレイ４００の明るさにちらつきが発生する。また、調光器出力が位相制御されて、トライアックＴｒｉがオフからオンになるときに、ＬＥＤがオフからオンになりＬＥＤのインピーダンスが急激に変化する。これにより調光器の出力電圧が急激に変化するエッジ部分にリンギングが発生することにより、トライアックＴｒｉが不安定になりオフしてしまい、明るさにちらつきが発生することがある。このため、位相制御式調光器対応のＬＥＤ照明システムでは、ＬＥＤが光っていない時は、トライアックがオフしないように、保持電流を強制的に流す電流引抜回路を用いるが、引抜電流がすべて熱に変換されるため、ＬＥＤ照明システムの効率が悪化し、放熱対策も必要となる。

なお、従来の白熱灯負荷の場合は、負荷がタングステンなどのフィラメントのため位相制御式調光器のトライアックがオフからオンに切り替わっても、インピーダンスの変動が少なく、インピーダンスが低い状態を保ったままであり、位相制御式調光器に流れる電流が急激に変化することなく、交流電源が０Ｖ付近まで安定した調光動作が可能である。

また、図１６に示す従来例の場合、ダイオードブリッジＤＢ１の出力電圧がＬＥＤアレイ４００の光はじめの順方向電圧（ＶＦ）よりも低い時にはＬＥＤがオフし、交流電源の周波数が６０Ｈｚの場合、ダイオードブリッジで全波整流されるため、交流電源周波数の倍の周波数の１２０ＨｚでＬＥＤがオン／オフを繰り返すことになる。このＬＥＤのオン／オフがフリッカの原因となり、スポーツ競技など早い動きのものを見るときに視線を急に動かした時にちらつきを感じやすくなり、問題となることがある。白熱灯の場合、フィラメントの応答速度は０．１秒程度のため、１２０Ｈｚのオン／オフ動作では反応しないため、前記のフリッカが目立ちにくい。しかし、ＬＥＤの応答速度は白熱灯のフィラメントの応答速度の１００万倍以上あるため、フリッカが目立ちやすい傾向がある。

さらに、図１６で示す従来のＬＥＤ照明システム及び白熱灯照明システムの場合の、位相制御式調光器の位相角θと照明の明るさの関係（調光カーブ）を図１８に示す。従来のＬＥＤ照明システムでは位相角θ＝０°〜４５°で明るさの変化が全くなく、θ＝４５°以上ではリニアに光量が変化して、θ＝１３０°で消灯する。白熱灯の場合はθ＝０°から緩やかに光量が低下し、θ＝５０°〜１００°までは従来のＬＥＤ照明システムの調光カーブと並行して光量が変化し、θ＝１２０°〜１５０°で緩やかに光量が低下するという特徴がある。人間の目は対数的な明るさの感じ方を持っているため、低照度できめ細かに光量を調整しようとすると、位相角θに対して緩やかに光量が低下するという特徴が重要となる。従来のＬＥＤ照明システムではθ＝１３０°付近で急に暗くなってしまうため、位相角が１２０°〜１５０°付近の光量のコントロールが、白熱灯に比較するときめ細かにできないという問題があった。

本発明は、上記問題点を鑑み、スイッチング電流及びＬＥＤ電流をきめ細かく制御することにより、位相制御式調光器の保持電流を維持し、調光器が不安定になり明るさにちらつきが発生するのを抑えることができ、高効率化も実現できるＬＥＤ駆動回路及びＬＥＤ照明灯具を提供することを目的とする。また、フリッカ発生の抑制や、調光カーブを白熱灯のそれに近づけることができ違和感のない調光を可能とすることも本発明の目的とする。

上記目的を達成するために本発明は、位相制御式調光器を介して交流電源と接続可能でありＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、スイッチング素子を有するスイッチング電源部と、スイッチング電流を検出するスイッチング電流検出部と、ＬＥＤ電流を検出するＬＥＤ電流検出部と、
前記スイッチング電流検出部の出力から一定値を減算する第１減算部と、
スイッチング電流の制限目標値を外部からの複数の入力電圧の演算により決定する第１決定部と、
前記ＬＥＤ電流検出部の出力から一定値を減算する第２減算部と、
ＬＥＤ電流の目標値を外部からの複数の入力電圧の演算により決定する第２決定部と、
前記第１減算部の減算結果が前記第１決定部の決定結果を超えた場合、前記スイッチング素子をオフしてスイッチング電流を制限するスイッチング電流制限部と、
前記第２減算部の減算結果と前記第２決定部の決定結果とが一致するように前記スイッチング素子を駆動してＬＥＤ電流を制御するＬＥＤ電流制御部と、を備えた構成とする（第１の構成）。

このような構成によれば、スイッチング電流及びＬＥＤ電流をきめ細かに制御することにより、保持電流を維持し、位相制御式調光器の電流保持手段がオフすることで不安定となりＬＥＤ負荷の明るさにちらつきが発生することを抑えることができると共に、高効率化を実現することができる。

また、上記第１の構成において、前記スイッチング電源部は、昇圧回路で構成されるようにしてもよい（第２の構成）。これにより、ＬＥＤ負荷に印加する順方向電圧を安定化でき、フリッカの発生を抑えることができる。

また、上記第１または第２の構成において、前記第１減算部は、前記スイッチング電流検出部の出力電圧と基準電圧との差分をとる第１エラーアンプであり、
前記第１決定部は、スイッチング電流制限設定電圧と第１オフセット電圧との差分をとる第２エラーアンプであり、
前記第２減算部は、前記ＬＥＤ電流検出部の出力電圧と前記基準電圧との差分をとる第３エラーアンプであり、
前記第２決定部は、ＬＥＤ電流設定電圧と第２オフセット電圧との差分をとる第４エラーアンプであり、
前記スイッチング電流制限部は、前記第１エラーアンプの出力と前記第２エラーアンプの出力とを比較するコンパレータを有し、前記コンパレータの出力に基づき前記スイッチング素子をオフし、
前記ＬＥＤ電流制限部は、前記第３エラーアンプの出力と前記第４エラーアンプの出力との差分をとる第５エラーアンプと、前記第５エラーアンプの出力に応じてＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生部と、を有し、前記ＰＷＭ信号に基づき前記スイッチング素子を駆動する構成としてもよい（第３の構成）。

また、上記第３の構成において、回路全体の電流を検出する回路電流検出部と、電流を引抜く電流引抜部と、を備え、前記回路電流検出部の出力は前記基準電圧となり、前記電流引抜部は、前記回路電流検出部の出力に基づき回路全体の電流が一定となるよう電流を引抜く構成としてもよい（第４の構成）。

このような構成によれば、スイッチング電流とＬＥＤ電流と引抜電流との合計の電流が一定となるよう制御されるので、位相制御式調光器の保持電流を維持できる。

また、上記第４の構成において、前記回路電流検出部は、回路電流を電圧に変換する抵抗素子と、変換された電圧を平均化する平均電圧検出部と、を有し、前記電流引抜部は、前記平均電圧検出部の出力が基準電圧になるよう電流を引抜く構成としてもよい（第５の構成）。

このような構成によれば、無駄な電流引抜きを行うことを抑え、効率を向上させることができる。

また、上記第３〜第５のいずれかの構成において、前記スイッチング電流制限設定電圧は、ＬＥＤ駆動回路の入力電圧に比例する電圧であるようにしてもよい。これにより、スイッチング電流の波形が入力電圧に比例した形状となり、力率を向上させることができる（第６の構成）。

また、上記第３〜第６のいずれかの構成において、前記ＬＥＤ電流設定電圧は、ＬＥＤ駆動回路の入力電圧の平均電圧に比例した電圧であるようにしてもよい（第７の構成）。これにより、位相角が広い範囲で調光が可能となる。

また、上記第７の構成において、前記第２オフセット電圧は、ＬＥＤ駆動回路の入力電圧のエッジ電圧に比例する電圧であるようにしてもよい。これにより、調光カーブを白熱灯のそれに近づけることができ、違和感のない調光が可能となる。

また、上記第７の構成において、前記第２オフセット電圧は、ＬＥＤ駆動回路の入力電圧のエッジ電圧に比例する電圧を二乗した電圧であるようにしてもよい。これにより、調光カーブを白熱灯のそれにより近づけることができ、より違和感のない調光が可能となる。

また、本発明のＬＥＤ照明灯具は、上記いずれかの構成のＬＥＤ駆動回路と、前記ＬＥＤ駆動回路の出力側に接続されたＬＥＤ負荷と、を備えた構成とする。

本発明によると、スイッチング電流及びＬＥＤ電流をきめ細かく制御することにより、位相制御式調光器の保持電流を維持し、調光器が不安定になり明るさにちらつきが発生するのを抑えることができ、高効率化も実現できる。

本発明の一実施形態に係るＬＥＤ照明システムの全体構成を示す図である。 本発明に係るＬＥＤ駆動回路の一構成例を示す図である。 発振器の一構成例を示す図である。 エラーアンプ及びコンパレータの一構成例を示す図である。 エラーアンプの一構成例を示す図である。 調光器の位相角を変化させた場合のＬＥＤ駆動回路への入力電圧波形を示す図である。 調光器の位相角と入力電圧平均値との関係を示すグラフである。 ＬＥＤ電流設定電圧及び第２オフセット電圧を生成する回路の一例を示す図である。 入力電圧平均値、エッジ電圧に比例した電圧並びにこれらの差と位相角との関係を示すグラフである。 白熱灯の調光カーブと本発明の調光カーブを示すグラフである。 ＬＥＤ電流設定電圧及び第２オフセット電圧を生成する回路の別の一例を示す図である。 入力電圧平均値、エッジ電圧に比例した電圧の２乗値並びにこれらの差と位相角との関係を示すグラフである。 白熱灯の調光カーブと本発明の調光カーブを示すグラフである。 本発明に係るＬＥＤ駆動回路の別の構成例を示す図である。 図１４に示すＬＥＤ駆動回路の具体的構成例を示す図である。 ＬＥＤ照明システムの従来例を示す図である。 調光器の位相角が変化した場合の調光器の出力波形とダイオードブリッジの出力波形を示す図である。 白熱灯と従来のＬＥＤ照明システムの調光カーブを示すグラフである。

以下に本発明の実施形態を図面を参照して説明する。本発明の一実施形態に係るＬＥＤ照明システムの全体構成を図１に示す。図１に示すように、本発明に係るＬＥＤ照明システムは、商用電源１００と、位相制御式調光器２００と、ヒューズＦ１と、サージ対策用素子ＮＲ１と、ダイオードブリッジＤＢ１と、ＬＥＤ駆動回路５００と、ＬＥＤアレイ４００と、を備えている。商用電源１００は、位相制御式調光器２００及びヒューズＦ１を介してダイオードブリッジＤＢ１に接続され、商用電源１００の一端とヒューズＦ１の一端の間に雑音防止素子ＮＲ１が接続される。そして、ダイオードブリッジＤＢ１の出力側にＬＥＤ駆動回路５００が接続され、ＬＥＤ駆動回路５００の出力側にＬＥＤアレイ４００が接続される。なお、ＬＥＤ駆動回路５００と、ＬＥＤアレイ４００とがＬＥＤ照明灯具を構成することになり、ＬＥＤ照明灯具の一例としてはＬＥＤ電球などが挙げられる。

商用電源１００は正弦波の交流電圧を出力し、電圧は国によって異なり、１００Ｖ〜２５０Ｖ、周波数は５０Ｈｚ、６０Ｈｚが存在する。交流電圧が位相制御式調光器２００に入力されると、調光するためのボリュームの回転やスライド動作に従って、交流波形の或る位相ポイントを切り欠くような波形を生成する。位相制御式調光器２００の出力波形はダイオードブリッジＤＢ１により全波整流され、入力周波数の倍（５０Ｈｚの場合１００Ｈｚ、６０Ｈｚの場合１２０Ｈｚ）の周波数をもつ脈動波形がＬＥＤ駆動回路５００の入力端子Ｔ０に入力される。

ここで、ＬＥＤ駆動回路５００の一構成例を図２に示す。図２に示すＬＥＤ駆動回路５００は、スイッチング電源部１と、ＬＥＤ電流検出部３と、スイッチング制御部４と、各入力端子Ｔ０〜Ｔ５と、を有している。スイッチング電源部１は、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ１と、ｎＭＯＳトランジスタであるスイッチング素子Ｍ１とから昇圧回路に構成されており、入力端子Ｔ０の入力電圧ＶＩＮはスイッチング電源部１により昇圧される。ＬＥＤアレイ４００の順方向電圧は入力電圧の約２倍程度に設定されており、昇圧された電圧によりＬＥＤアレイ４００に電流が流れ、ＬＥＤアレイ４００が発光する。

スイッチング素子Ｍ１のソース側とグランドの間にはスイッチング電流を検出するスイッチング電流検出部２が接続され、ＬＥＤアレイ４００のカソード側とグランドの間にはＬＥＤに流れる電流を検出するＬＥＤ電流検出部３が接続される。

スイッチング制御部４は、エラーアンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ５と、コンパレータＣＭＰ１及びＣＭＰ２と、ＲＳフリップフロップＳＲＦＦ１と、発振器ＯＳ１と、ＡＮＤ回路ＡＮＤ１と、を有している。スイッチング電流検出部２の出力電圧ＩＤＥＴ１がエラーアンプＡＭＰ１の非反転端子に入力され、反転端子には入力端子Ｔ１に印加される基準電圧ＳＥＮＳが入力される。また、入力端子Ｔ２に印加されるスイッチング電流制限設定電圧ＩＬＩＭがエラーアンプＡＭＰ２の非反転端子に入力され、入力端子Ｔ３に印加される第１オフセット電圧ＶＯＳ１が反転端子に入力される。エラーアンプＡＭＰ１は、入力の差分を増幅してコンパレータＣＭＰ１の非反転端子に出力し、エラーアンプＡＭＰ２は、入力の差分を増幅してコンパレータＣＭＰ１の反転端子に出力する。コンパレータＣＭＰ１は、入力の比較結果をＲＳフリップフロップＳＲＦＦ１のセット端子に出力する。ＲＳフリップフロップＳＲＦＦ１のリセット端子には発振器ＯＳ１が出力する矩形波信号が入力され、Ｑバー出力端子からの出力がＡＮＤ回路ＡＮＤ１に入力される。

また、ＬＥＤ電流検出部３の出力電圧ＩＤＥＴ２がエラーアンプＡＭＰ３の非反転端子に入力され、反転端子には入力端子Ｔ１に印加される基準電圧ＳＥＮＳが入力される。また、入力端子Ｔ４に印加されるＬＥＤ電流設定電圧ＩＬＥＤがエラーアンプＡＭＰ４の非反転端子に入力され、入力端子Ｔ５に印加される第２オフセット電圧ＶＯＳ２が反転端子に入力される。エラーアンプＡＭＰ３は、入力の差分を増幅してエラーアンプＡＭＰ５の反転端子に出力し、エラーアンプＡＭＰ４は、入力の差分を増幅してエラーアンプＡＭＰ５の非反転端子に出力する。エラーアンプＡＭＰ５は、エラーアンプＡＭＰ３、ＡＭＰ４の出力電圧差を増幅してコンパレータＣＭＰ２の非反転端子に出力する。コンパレータＣＭＰ２の反転端子には発振器ＯＳが出力する三角波信号が入力される。コンパレータＣＭＰ２は、入力の比較結果をＡＮＤ回路ＡＮＤ１に出力する。そして、ＡＮＤ回路ＡＮＤ１の出力がスイッチング素子Ｍ１のゲート側に入力される。

上記構成により、
（ＩＤＥＴ１−ＳＥＮＳ）＞（ＩＬＩＭ−ＶＯＳ１）
になった時に、コンパレータＣＭＰ１の出力がハイレベルになり、ＲＳフリップフロップＳＲＦＦ１がセットされることでＡＮＤ回路ＡＮＤ１の出力がローレベルとなり、スイッチング素子Ｍ１のゲートがローレベルになりスイッチング素子Ｍ１がオフにされスイッチングが停止され、スイッチング電流が制限されることになる。

また、エラーアンプＡＭＰ５の出力レベルに従って、コンパレータＣＭＰ２の出力パルスのデューティ比が変化するＰＷＭ機能が働き、スイッチング素子Ｍ１のゲート電圧が制御され、
（ＩＤＥＴ２−ＳＥＮＳ）＝（ＩＬＥＤ−ＶＯＳ２）
になるようにフィードバックがかかり、ＬＥＤ電流が一定に保たれることとなる。

ここで、位相制御式調光器２００を正常に動作させるためには、位相制御式調光器２００が有するトライアックがオフしないように、常に電流を流しておく必要がある。本発明では、各入力端子Ｔ１〜Ｔ５に適宜電圧を印加することにより、スイッチング電流及びＬＥＤ電流を位相制御式調光器２００が有するトライアックがオフしないようにきめ細かに制御し、調光器が不安定となりＬＥＤの明るさにちらつきが発生するのを抑えると共に、高効率化も実現できる。通常、入力端子Ｔ２に印加するスイッチング電流制限設定電圧ＩＬＩＭは一定電圧とし、入力端子Ｔ３に印加する第１オフセット電圧ＶＯＳ１はグランドレベルとする。また、入力端子Ｔ１に印加する基準電圧ＳＥＮＳはグランドレベルとする。入力端子Ｔ４、Ｔ５への電圧印加については後述する。

なお、入力端子Ｔ２に印加するスイッチング電流制限設定電圧ＩＬＩＭは、入力電圧ＶＩＮに比例した電圧としてもよい。これにより、スイッチング電流の波形が入力電圧ＶＩＮに比例した形状となり、力率の向上につながる。

また、昇圧動作によりコンデンサＣ１にエネルギーが蓄えられることにより、ＬＥＤアレイ４００に印加される電圧が安定化されるため、フリッカが発生しにくいという特徴がある。

図３に、発振器ＯＳ１の具体的構成例を示す。発振器ＯＳ１は、デジタル系直流電源電圧ＤＶＣＣが印加される端子Ｔ６と、アナログ系直流電源電圧ＡＶＣＣが印加される端子Ｔ７と、基準電圧ＶＲＥＦが印加される端子Ｔ８と、基準電圧ＶＯＳＣＨが印加される端子Ｔ９と、基準電圧ＶＯＳＣＬ（＜ＶＯＳＣＨ）が印加される端子Ｔ１０と、出力端子Ｔ１１及びＴ１２の各端子を有する。また、発振器ＯＳ１は、定電流用ｐＭＯＳトランジスタＭ２、Ｍ３、Ｍ５と、定電流用ｎＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ６と、ｎＭＯＳトランジスタＭ７を有すると共に、オペアンプＡＭＰ、抵抗Ｒ、コンデンサＣ２、コンパレータＣＭＰ３及びＣＭＰ４、並びにＲＳフリップフロップＳＲＦＦ２を有している。

出力端子Ｔ１１の出力電圧ＯＵＴが基準電圧ＶＯＳＣＨ（＝３Ｖ）以上になると、ＲＳフリップフロップＳＲＦＦ２がセットされＱバー出力がローレベルとなり、ｎＭＯＳトランジスタＭ７がオフすることにより定電流用ｎＭＯＳトランジスタＭ６がオンとなり、コンデンサＣ２に蓄積された電荷が定電流Ｉ０で放電する。コンデンサＣ２の電圧が放電により低下し、基準電圧ＶＯＳＣＬ（＝１Ｖ）以下になると、ＲＳフリップフロップＳＲＦＦ２がリセットされＱバー出力がハイレベルとなり、ｎＭＯＳトランジスタＭ７がオンすることにより定電流用ｎＭＯＳトランジスタＭ６がオフとなり、コンデンサＣ２を定電流Ｉ０により充電する動作を行い、一定周波数で発振させる。これにより、出力端子Ｔ１１からは三角波信号が出力され、出力端子Ｔ１２からは矩形波信号が出力される。三角波信号はコンパレータＣＭＰ２の反転入力に入力され、矩形波信号はＲＳフリップフロップＳＲＦＦ１のリセット端子に入力される（図２）。

図４に、エラーアンプＡＭＰ１及びＡＭＰ２の具体的構成例を示す。エラーアンプＡＭＰ１は、ＭＯＳトランジスタＭ８〜Ｍ１５、抵抗Ｒ１〜Ｒ５並びにコンデンサＣ３で構成されるトランスコンダクタンスアンプであって、スイッチング電流検出部出力電圧ＩＤＥＴ１と基準電圧ＳＥＮＳの差が電流の変化に変換され、抵抗Ｒ４により電圧に変換される。抵抗Ｒ４に流れる電流の電流変化は、
ΔＩ１＝（２／ｇｍ＋Ｒ２）×（ＩＤＥＴ１−ＳＥＮＳ）
但し、ｇｍ＝ＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１３のトランスコンダクタンス
となり、抵抗Ｒ４で変換される電圧は、
ΔＶ１＝Ｒ４×ΔＩ１
＝Ｒ４×（２／ｇｍ＋Ｒ２）×（ＩＤＥＴ１−ＳＥＮＳ）
となる。

他方、エラーアンプＡＭＰ２は、ＭＯＳトランジスタＭ１６〜Ｍ２３、抵抗Ｒ６〜Ｒ１０並びにコンデンサＣ４で構成されるトランスコンダクタンスアンプであって、スイッチング電流制限設定電圧ＩＬＩＭと第１オフセット電圧ＶＯＳ１の差が電流の変化に変換され、抵抗Ｒ９により電圧に変換される。Ｒ９に流れる電流の電流変化は、
ΔＩ２＝（２／ｇｍ＋Ｒ７）×（ＩＬＩＭ−ＶＯＳ１）
但し、ｇｍ＝ＭＯＳトランジスタＭ１９、Ｍ２１のトランスコンダクタンス
となり、抵抗Ｒ９で変換される電圧は、
ΔＶ２＝Ｒ９×ΔＩ２
＝Ｒ９×（２／ｇｍ＋Ｒ７）×（ＩＬＩＭ−ＶＯＳ１）
となる。

Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ８＝Ｒ９＝ＲＣ、Ｒ２＝Ｒ７＝ＲＥとすると、
ΔＶ１＝ＲＣ×（２／ｇｍ＋ＲＥ）×（ＩＤＥＴ１−ＳＥＮＳ）
ΔＶ２＝ＲＣ×（２／ｇｍ＋ＲＥ）×（ＩＬＩＭ−ＶＯＳ１）
となり、ΔＶ１とΔＶ２はコンパレータＣＭＰ１で比較される。図２に示す構成では、
ΔＶ１＞ΔＶ２、即ち、（ＩＤＥＴ１−ＳＥＮＳ）＞（ＩＬＩＭ−ＶＯＳ１）
になるとコンパレータＣＭＰ１の出力がハイレベルになり、スイッチング素子Ｍ１のゲートがローレベルになることにより、スイッチング電流が制限される。

図５に、エラーアンプＡＭＰ３、ＡＭＰ４並びにＡＭＰ５の具体的構成例を示す。エラーアンプＡＭＰ３は、ＭＯＳトランジスタＭ１６〜Ｍ２３、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５並びにコンデンサＣ５で構成されるトランスコンダクタンスアンプであって、ＬＥＤ電流検出部出力電圧ＩＤＥＴ２と基準電圧ＳＥＮＳの差が電流変化に変換され、抵抗Ｒ１４により電圧に変換される。抵抗Ｒ１４に流れる電流の電流変化は、
ΔＩ３＝（２／ｇｍ＋Ｒ１２）×（ＩＤＥＴ２−ＳＥＮＳ）
但し、ｇｍ＝ＭＯＳトランジスタＭ１９、Ｍ２１のトランスコンダクタンス
となり、抵抗Ｒ１４で変換される電圧は、
ΔＶ３＝Ｒ１４×ΔＩ３
＝Ｒ１４×（２／ｇｍ＋Ｒ１２）×（ＩＤＥＴ２−ＳＥＮＳ）
となる。

他方、エラーアンプＡＭＰ４は、ＭＯＳトランジスタＭ２４〜Ｍ３１、抵抗Ｒ１６〜Ｒ２０並びにコンデンサＣ６で構成されるトランスコンダクタンスアンプであって、ＬＥＤ電流設定電圧ＩＬＥＤと第２オフセット電圧ＶＯＳ２の差が電流の変化に変換され、抵抗Ｒ１９により電圧に変換される。抵抗Ｒ１９に流れる電流の電流変化は、
ΔＩ４＝（２／ｇｍ＋Ｒ１７）×（ＩＬＥＤ−ＶＯＳ２）
但し、ｇｍ＝ＭＯＳトランジスタＭ２７、Ｍ２９のトランスコンダクタンス
となり、抵抗Ｒ１９で変換される電圧は、
ΔＶ４＝Ｒ１９×ΔＩ４
＝Ｒ１９×（２／ｇｍ＋Ｒ１７）×（ＩＬＥＤ−ＶＯＳ２）
となる。

Ｒ１３＝Ｒ１４＝Ｒ１８＝Ｒ１９＝ＲＣ、Ｒ１２＝Ｒ１７＝ＲＥとすると、
ΔＶ３＝ＲＣ×（２／ｇｍ＋ＲＥ）×（ＩＤＥＴ２−ＳＥＮＳ）
ΔＶ４＝ＲＣ×（２／ｇｍ＋ＲＥ）×（ＩＬＥＤ−ＶＯＳ２）
となる。

エラーアンプＡＭＰ５は、バッファＢＵＦ１及びＢＵＦ２、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４、コンデンサＣ７及びＣ８、オペアンプＡＭＰ６及びＡＭＰ７で構成され、エラーアンプＡＭＰ３及びＡＭＰ４の出力電圧の差分を増幅する。

Ｒ２１＝Ｒ２２＝ＲＩＮ、Ｒ２３＝Ｒ２４＝ＲＦ、ＶＲＥＦ＝１Ｖとすると、出力電圧ＶＯＵＴは、
ＶＯＵＴ＝ＶＲＥＦ＋（Ｒ２３／Ｒ２１）（ΔＶ４−ΔＶ３）
＝１Ｖ＋（Ｒ２３／Ｒ２１）×ＲＣ×（２／ｇｍ＋ＲＥ）×（（ＩＬＥＤ−ＶＯＳ２）−（ＩＤＥＴ２−ＳＥＮＳ））
となる。

図２で示す構成ではＶＯＵＴ＝ＶＲＥＦになるように、つまり、
ΔＶ３＝ΔＶ４、即ち、（ＩＬＥＤ−ＶＯＳ２）＝（ＩＤＥＴ２−ＳＥＮＳ）
となるように昇圧スイッチング動作でフィードバックがかかり、ＬＥＤ電流を一定に制御することができる。

以上説明した図４、図５のようにＧＮＤレベルからの信号を入力できるトランスコンダクタンスアンプを使用することにより、回路の簡略化が可能となる。

次に、本発明における調光制御について説明する。図６は、位相制御式調光器２００の位相角が０°、４５°、９０°、１３５°の時のＬＥＤ駆動回路５００への入力電圧波形を示している。入力電圧が１００Ｖｒｍｓとすると、電圧ピーク値Ｖｏは約１４１．４Ｖとなり、それぞれの位相角の平均電圧は９０．０Ｖ、７６．８Ｖ、４５．０Ｖ、１３．２Ｖとなる。位相制御式調光器の位相角θと平均電圧の関係は
平均電圧＝Ｖｏ（１＋ｃｏｓ（θ））／π
となり、位相制御式調光器の位相角と平均電圧の関係をグラフ化すると図７のようになる。この平均電圧に比例した電圧をＬＥＤ電流設定電圧ＩＬＥＤとして入力端子Ｔ４に入力することにより（第２オフセット電圧ＶＯＳ２はグランドレベルとする）、ＬＥＤ電流が入力電圧の平均値に追随することになり、調光器の位相角に合わせて、ＬＥＤを調光することができる。このときの調光カーブを図１０の点線に示す。この調光カーブを図１８で示した従来のＬＥＤ照明システムの調光カーブと比較すると、位相角θがより広い範囲で調光が可能となることが分かる。ここで、入力電圧の平均値に比例した電圧をＬＥＤ電流設定電圧ＩＬＥＤとして出力する構成としては、図８に示すよう、入力電圧ＶＩＮを抵抗Ｒ２５、Ｒ２６で分圧してコンデンサＣ９で平滑化すればよい。

さらに、図８に示すように、入力電圧ＶＩＮをＲ２７、Ｒ２８で分圧し、エッジ検出回路５とサンプルホールド回路６によって、入力電圧波形が立ち上がった部分の電圧（エッジ電圧、図６参照）に比例した電圧を生成し、生成した電圧を第２オフセット電圧ＶＯＳ２として入力端子Ｔ５に入力する構成としてもよい。

エッジ電圧は、
エッジ電圧＝Ｖｏ×ｓｉｎ（θ）と表され、これに比例した電圧は、
Ａ×エッジ電圧＝Ａ×Ｖｏ×ｓｉｎ（θ）と表される（Ａは比例定数）。
よって、調光カーブは、
（Ｖｏ×（１＋ｃｏｓ（θ））／π）−（Ａ×Ｖｏ×ｓｉｎ（θ））に比例することとなる。図９に、Ａ＝０．１５、Ｖｏ＝１４１．４Ｖとした場合の入力電圧平均値、エッジ電圧に比例した電圧並びにこれらの差と位相角との関係を示す。また、図１０の実線に、エッジ電圧に比例した電圧を用いる場合の調光カーブを示す。これから、白熱灯の調光カーブにより近い特性が得られていることが分かる。

さらに、図１１で示すよう、サンプルホールド回路６の出力に２乗回路７を設けて、入力電圧波形のエッジ電圧に比例した電圧を２乗した電圧を生成し、生成した電圧を第２オフセット電圧ＶＯＳ２として入力端子Ｔ５に入力するようにしてもよい。

この場合、調光カーブは、
（Ｖｏ×（１＋ｃｏｓ（θ））／π）−（Ａ×Ｖｏ×ｓｉｎ（θ））^２に比例することとなる。図１２に、Ａ^２＝０．１５／１４１．４、Ｖｏ＝１４１．４Ｖとした場合の入力電圧平均値、エッジ電圧に比例した電圧の２乗値並びにこれらの差と位相角との関係を示す。また、図１３の実線に、エッジ電圧に比例した電圧の２乗値を用いる場合の調光カーブを示す。これを見ると、図１０の実線で示した調光カーブと較べて、位相角が大きい低照度での調光カーブが白熱灯の調光カーブにより近づいていることが分かる。

以上のように、白熱灯用の既設調光器に本発明のＬＥＤ照明灯具を取り付けた場合に、白熱灯と同様の調光特性を得られるため、調光時の違和感がなくなる。

また、図１４に、本発明の別実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成を示す。図１４で示すＬＥＤ駆動回路５００’では、グランドとスイッチング電流検出部２及びＬＥＤ電流検出部３の一端との間に回路電流検出部９を挿入し、入力電圧ラインと電流検出部９の一端との間に電流引抜部８を挿入する構成としている。また、回路電流検出部９の検出信号が基準電圧ＳＥＳとしてエラーアンプＡＭＰ１及びＡＭＰ３に入力される。回路電流検出部９は回路全体の電流を検出し、その検出信号に基づき電流引抜部８は、スイッチング電流とＬＥＤ電流と引抜電流の合計の電流が一定値となるように電流を引抜く。これにより、位相制御式調光器２００が有するトライアックがオフすることにより、ＬＥＤの発光が不安定となることを抑えることができる。

図１５に、ＬＥＤ駆動回路５００’のより具体的な構成例を示す。スイッチング電流検出部２として抵抗ＲＳＷを用いて、スイッチング素子Ｍ１に流れるスイッチング電流を電圧に変換してスイッチング電流検出部出力電圧ＩＤＥＴ１としてエラーアンプＡＭＰ１に入力する。また、ＬＥＤ電流検出部３として抵抗ＲＬＥＤを用いて、ＬＥＤアレイ４００に流れるＬＥＤ電流を電圧に変換してＬＥＤ電流検出部出力電圧ＩＤＥＴ２としてエラーアンプＡＭＰ３に入力する。また、回路全体の電流を検出する電流検出部９は、抵抗ＲＳＥＮＳと平均電圧検出部１０から構成される。電流引抜部８は、基準電圧源ＶＲＥＦと、エラーアンプＡＭＰ８と、ｎＭＯＳトランジスタＭ２と、を有している。平均電圧検出部１０は、抵抗ＲＳＥＮＳにより電圧変換された電圧の平均値を検出し、エラーアンプＡＭＰ８は、平均電圧検出部１０が検出した平均電圧と基準電圧ＶＲＥＦの差分を増幅し、ｎＭＯＳトランジスタＭ２を駆動して抵抗ＲＳＥＮＳに流れる電流の平均値が一定になるようにｎＭＯＳトランジスタＭ２に定電流を流すことにより、位相制御式調光器内のトライアックがオフしないように制御する。

スイッチング電流はパルス状の電流であるため、抵抗ＲＳＥＮＳの両端電圧はスイッチング周期で増減する。しかし、平均電圧検出部１０により抵抗ＲＳＥＮＳで検出された電圧は平滑化されるため、無駄に電流を引抜かないようにすることができるので、ＬＥＤ駆動回路の効率を向上させることができる。

１００ 商用電源
２００ 位相制御式調光器
３００ ＬＥＤ駆動回路
４００ ＬＥＤアレイ
５００、５００’ ＬＥＤ駆動回路
Ｔ０〜Ｔ５ 入力端子
ＡＭＰ１〜ＡＭＰ５ エラーアンプ
ＣＭＰ１、ＣＭＰ２ コンパレータ
ＯＳ１ 発振器
ＳＲＦＦ１ ＲＳフリップフロップ
ＡＮＤ１ ＡＮＤ回路
１ スイッチング電源部
２ スイッチング電流検出部
３ ＬＥＤ電流検出部
４ スイッチング制御部
５ エッジ検出回路
６ サンプルホールド回路
７ ２乗回路
８ 電流引抜部
９ 回路電流検出部
１０ 平均電圧検出部

Claims (12)

1. 位相制御式調光器を介して交流電源と接続可能でありＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、スイッチング素子を有するスイッチング電源部と、スイッチング電流を検出するスイッチング電流検出部と、ＬＥＤ電流を検出するＬＥＤ電流検出部と、
   前記スイッチング電流検出部の出力から一定値を減算する第１減算部と、
   スイッチング電流の制限目標値を外部からの複数の入力電圧の演算により決定する第１決定部と、
   前記ＬＥＤ電流検出部の出力から一定値を減算する第２減算部と、
   ＬＥＤ電流の目標値を外部からの複数の入力電圧の演算により決定する第２決定部と、
   前記第１減算部の減算結果が前記第１決定部の決定結果を超えた場合、前記スイッチング素子をオフしてスイッチング電流を制限するスイッチング電流制限部と、
   前記第２減算部の減算結果と前記第２決定部の決定結果とが一致するように前記スイッチング素子を駆動してＬＥＤ電流を制御するＬＥＤ電流制御部と、を備え、
   スイッチング電流及びＬＥＤ電流を前記位相制御式調光器がオフしないように制御することを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
2. 前記スイッチング電源部は、昇圧回路で構成されることを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ駆動回路。
3. 前記第１減算部は、前記スイッチング電流検出部の出力電圧と基準電圧との差分をとる第１エラーアンプであり、
   前記第１決定部は、スイッチング電流制限設定電圧と第１オフセット電圧との差分をとる第２エラーアンプであり、
   前記第２減算部は、前記ＬＥＤ電流検出部の出力電圧と前記基準電圧との差分をとる第３エラーアンプであり、
   前記第２決定部は、ＬＥＤ電流設定電圧と第２オフセット電圧との差分をとる第４エラーアンプであり、
   前記スイッチング電流制限部は、前記第１エラーアンプの出力と前記第２エラーアンプの出力とを比較するコンパレータを有し、前記コンパレータの出力に基づき前記スイッチング素子をオフし、
   前記ＬＥＤ電流制限部は、前記第３エラーアンプの出力と前記第４エラーアンプの出力との差分をとる第５エラーアンプと、前記第５エラーアンプの出力に応じてＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生部と、を有し、前記ＰＷＭ信号に基づき前記スイッチング素子を駆動する、ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＬＥＤ駆動回路。
4. 回路全体の電流を検出する回路電流検出部と、電流を引抜く電流引抜部と、を備え、前記回路電流検出部の出力は前記基準電圧となり、前記電流引抜部は、前記回路電流検出部の出力に基づき回路全体の電流が一定となるよう電流を引抜くことを特徴とする請求項３に記載のＬＥＤ駆動回路。
5. 前記回路電流検出部は、回路電流を電圧に変換する抵抗素子と、変換された電圧を平均化する平均電圧検出部と、を有し、前記電流引抜部は、前記平均電圧検出部の出力が基準電圧になるよう電流を引抜くことを特徴とする請求項４に記載のＬＥＤ駆動回路。
6. 前記スイッチング電流制限設定電圧は、ＬＥＤ駆動回路の入力電圧に比例する電圧であることを特徴とする請求項３〜請求項５のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路。
7. 前記ＬＥＤ電流設定電圧は、ＬＥＤ駆動回路の入力電圧の平均電圧に比例した電圧であることを特徴とする請求項３〜請求項６のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路。
8. 前記第２オフセット電圧は、ＬＥＤ駆動回路の入力電圧のエッジ電圧に比例する電圧であることを特徴とする請求項７に記載のＬＥＤ駆動回路。
9. 前記第２オフセット電圧は、ＬＥＤ駆動回路の入力電圧のエッジ電圧に比例する電圧を二乗した電圧であることを特徴とする請求項７に記載のＬＥＤ駆動回路。
10. 請求項１〜請求項９のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路と、前記ＬＥＤ駆動回路の出力側に接続されたＬＥＤ負荷と、を備えたことを特徴とするＬＥＤ照明灯具。
11. 位相制御式調光器を介して交流電源と接続可能でありＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、スイッチング素子を有するスイッチング電源部と、スイッチング電流を検出するスイッチング電流検出部と、ＬＥＤ電流を検出するＬＥＤ電流検出部と、
    前記スイッチング電流検出部の出力から一定値を減算する第１減算部と、
    スイッチング電流の制限目標値を外部からの複数の入力電圧の演算により決定する第１決定部と、
    前記ＬＥＤ電流検出部の出力から一定値を減算する第２減算部と、
    ＬＥＤ電流の目標値を外部からの複数の入力電圧の演算により決定する第２決定部と、
    前記第１減算部の減算結果が前記第１決定部の決定結果を超えた場合、前記スイッチング素子をオフしてスイッチング電流を制限するスイッチング電流制限部と、
    前記第２減算部の減算結果と前記第２決定部の決定結果とが一致するように前記スイッチング素子を駆動してＬＥＤ電流を制御するＬＥＤ電流制御部と、を備え、
    前記第１減算部は、前記スイッチング電流検出部の出力電圧と基準電圧との差分をとる第１エラーアンプであり、
    前記第１決定部は、スイッチング電流制限設定電圧と第１オフセット電圧との差分をとる第２エラーアンプであり、
    前記第２減算部は、前記ＬＥＤ電流検出部の出力電圧と前記基準電圧との差分をとる第３エラーアンプであり、
    前記第２決定部は、ＬＥＤ電流設定電圧と第２オフセット電圧との差分をとる第４エラーアンプであり、
    前記スイッチング電流制限部は、前記第１エラーアンプの出力と前記第２エラーアンプの出力とを比較するコンパレータを有し、前記コンパレータの出力に基づき前記スイッチング素子をオフし、
    前記ＬＥＤ電流制限部は、前記第３エラーアンプの出力と前記第４エラーアンプの出力との差分をとる第５エラーアンプと、前記第５エラーアンプの出力に応じてＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生部と、を有し、前記ＰＷＭ信号に基づき前記スイッチング素子を駆動し、
    前記ＬＥＤ電流設定電圧は、ＬＥＤ駆動回路の入力電圧の平均電圧に比例した電圧であり、
    前記第２オフセット電圧は、ＬＥＤ駆動回路の入力電圧のエッジ電圧に比例する電圧であることを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
12. 位相制御式調光器を介して交流電源と接続可能でありＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、スイッチング素子を有するスイッチング電源部と、スイッチング電流を検出するスイッチング電流検出部と、ＬＥＤ電流を検出するＬＥＤ電流検出部と、
    前記スイッチング電流検出部の出力から一定値を減算する第１減算部と、
    スイッチング電流の制限目標値を外部からの複数の入力電圧の演算により決定する第１決定部と、
    前記ＬＥＤ電流検出部の出力から一定値を減算する第２減算部と、
    ＬＥＤ電流の目標値を外部からの複数の入力電圧の演算により決定する第２決定部と、
    前記第１減算部の減算結果が前記第１決定部の決定結果を超えた場合、前記スイッチング素子をオフしてスイッチング電流を制限するスイッチング電流制限部と、
    前記第２減算部の減算結果と前記第２決定部の決定結果とが一致するように前記スイッチング素子を駆動してＬＥＤ電流を制御するＬＥＤ電流制御部と、を備え、
    前記第１減算部は、前記スイッチング電流検出部の出力電圧と基準電圧との差分をとる第１エラーアンプであり、
    前記第１決定部は、スイッチング電流制限設定電圧と第１オフセット電圧との差分をとる第２エラーアンプであり、
    前記第２減算部は、前記ＬＥＤ電流検出部の出力電圧と前記基準電圧との差分をとる第３エラーアンプであり、
    前記第２決定部は、ＬＥＤ電流設定電圧と第２オフセット電圧との差分をとる第４エラーアンプであり、
    前記スイッチング電流制限部は、前記第１エラーアンプの出力と前記第２エラーアンプの出力とを比較するコンパレータを有し、前記コンパレータの出力に基づき前記スイッチング素子をオフし、
    前記ＬＥＤ電流制限部は、前記第３エラーアンプの出力と前記第４エラーアンプの出力との差分をとる第５エラーアンプと、前記第５エラーアンプの出力に応じてＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生部と、を有し、前記ＰＷＭ信号に基づき前記スイッチング素子を駆動し、
    前記ＬＥＤ電流設定電圧は、ＬＥＤ駆動回路の入力電圧の平均電圧に比例した電圧であり、
    前記第２オフセット電圧は、ＬＥＤ駆動回路の入力電圧のエッジ電圧に比例する電圧を二乗した電圧であることを特徴とするＬＥＤ駆動回路。

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